CN103296988A

CN103296988A - 可调阻抗匹配网络

Info

Publication number: CN103296988A
Application number: CN2013101233339A
Authority: CN
Inventors: W·巴卡尔斯基
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-02-10
Filing date: 2013-02-10
Publication date: 2013-09-11
Anticipated expiration: 2033-02-10
Also published as: DE102013202124B4; US20130207872A1; CN103296988B; US9184722B2; US10193521B2; US20160099699A1; DE102013202124A1

Abstract

一种阻抗匹配网络包括第一端子、第二端子以及参考电位端子。所述阻抗匹配网络还包括所述第一端子和所述参考电位端子之间的第一旁路分支，所述第一旁路分支包括电容性元件。所述阻抗匹配网络还包括所述第二端子和所述参考电位端子之间的第二旁路分支，所述第二旁路分支包括电感性元件。此外，所述阻抗匹配网络包括带有第一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器，其中，所述第一电感器路径连接所述第一端子和所述第二端子。一种替换的阻抗匹配网络包括变压器和自适应匹配网络。所述变压器被配置为对连接到第一端口的阻抗进行变换，以使得相应的变换后阻抗位于复阻抗平面中的受限阻抗区域内。

Description

可调阻抗匹配网络

本申请是2012年2月10日递交的美国申请序列号No.13/371,001的美国专利申请的部分继续申请，该美国申请通过引用被并入本文。

技术领域

本发明的实施例涉及一种阻抗匹配网络。本发明另外的实施例涉及一种用于匹配阻抗的方法。本发明另外的实施例涉及一种天线电路。本发明另外的实施例涉及一种具有宽阻抗范围的单片完全集成的匹配网络。本发明另外的实施例涉及一种具有预变换的自适应匹配电路。

背景技术

在电力或电子***中，常常期望设计电力负载的输入阻抗(或者电能量源的输出阻抗)，以最大化功率转移和/或最小化来自负载的反射。典型地，当负载阻抗等于源阻抗的复共轭时，获得最大化的功率转移。与此相对照，典型地，当负载阻抗等于源阻抗时，可以实现最小化的反射。

当前射频(RF)或高频(HF)前端***典型地在发射端仍包含：用于将信号放大到所需水平的功率放大器(PA)、滤波器(典型地，为谐波滤波器)、功率检测器，以及在传输频带、接收频带之间还有在发射器操作和接收器操作之间执行切换的天线开关。其后，典型地，将信号经由天线阻抗匹配网络转发到天线。

这种天线阻抗匹配被设计为：实现在所有使用情形、频率和操作模式以及在他们各自的概率上平均的最优。如可以容易地看出的，该最优仅仅很少时候被达到，因为移动通信频率的频谱不断地变得更宽，并且天线本身也为所有频率和可能出现的环境条件提供了非常不同的匹配。

发明内容

本发明实施例提供了一种阻抗匹配网络，其包含：第一端子，第二端子，参考电位端子，第一旁路分支，第二旁路分支和传输线变压器。该第一旁路分支在第一端子和参考电位端子之间延伸。第一旁路分支包括含电容性元件。第二旁路分支在第二端子和参考电位端子之间延伸。第二旁路分支包含电感性元件。传输线变压器包含第一电感器路径和第二电感器路径，其中，第一电感器路径连接第一端子和第二端子。

本发明另外的实施例提供了一种阻抗匹配网络，其包含：第一端口，第二端口，变压器以及自适应匹配网络。变压器被配置为变换连接到第一端口的阻抗，以使得相应的变换后阻抗位于复阻抗平面的受限阻抗区域中。自适应匹配网络是可调的，以将位于酮区域(ketones region)中的边界内任意地方的变换后阻抗匹配至连接到第二端口的第二阻抗。

根据另外的实施例，一种天线电路包含：天线，被配置为将信号中继给接收器或者中继来自发射器的信号的信号端，以及阻抗匹配网络。阻抗匹配网络使天线和信号端互相连接，并且包含π网络，该π网络在π网络的串联分支中具有传输线变压器的第一电感器路径。

根据另外的实施例，一种天线电路包含：天线，被配置为将信号中继给接收器或者中继来自发射器的信号的信号端，以及将天线和信号端互相连接的阻抗匹配网络。阻抗匹配网络包含变压器，该变压器被配置为变换连接到第一端口的阻抗，以使得相应的变换后阻抗位于复阻抗平面的受限阻抗区域中。阻抗匹配网络还包括自适应匹配网络，该自适应匹配网络是可调的以将位于受限阻抗区域内任意地方的变换后阻抗匹配至连接到第二端口的第二阻抗。

本发明另外的实施例提供了一种利用阻抗匹配网络匹配阻抗的方法，该阻抗匹配网络包括具有电容性元件的第一旁路分支、具有电感性元件的第二旁路分支以及具有一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器。第一电感器路径使得第一端子和第二端子(互相)连接。该方法包含通过调节传输线变压器的传输比来调节阻抗的实部。该方法还包含通过调节电容元件和电感性元件中的至少一个来调节阻抗的虚部。

根据本发明另外的实施例，提供了一种用于匹配连接到阻抗匹配网络的第一端口的阻抗的方法。该方法包含将阻抗变换为相应的变换后阻抗，该相应的变换后阻抗位于复阻抗平面的受限阻抗区域中。由(或者使用)阻抗匹配网络的变压器来执行该变换。该方法还包含将位于受限阻抗区域内任意地方的变换后阻抗匹配至连接到阻抗匹配网络的第二端口的第二阻抗。由自适应匹配网络或使用自适应匹配网络来执行该变换。

附图说明

本文描述了本发明的实施例，参考附图。

图1示出了根据现有技术水平的RF或HF前端***的示意性框图；

图2示出了图示用于一些移动通信标准所需的失配测试的多个测试情形的Smith圆图(史密斯圆图)；

图3示出了包含用于天线匹配的可调谐π网络的根据现有技术水平的RF或HF前端***的示意性框图；

图4图示了多个基本LC网络以及它们在Smith圆图平面中对应的“禁区”；

图5示出了可调谐π网络、图示出π网络的在频率上的正向传输的曲线图以及图示出作为频率的函数的输入和输出反射系数的Smith圆图；

图6示出了图示出来自图5的π网络的在频率上的正向传输的曲线图，以及图示出作为频率的函数的输入和输出反射系数的Smith圆图；

图7示出了具有三个可调电容性元件和三个固定值电感性元件的π网络的示意性电路图；

图8示出了包含三个可调电容性元件和两个固定值电感性元件的多级匹配网络的示意性电路图；

图9示出了连接到电压源、源阻抗和负载阻抗的Ruthroff变压器的电路示意图；

图10示出了包含Ruthroff变压器的π网络；

图11示出了图示出具有图10所示的Ruthroff变压器的π网络的在频率上的正向传输的曲线图，以及图示出作为频率的函数的其输入和输出反射系数的Smith圆图；

图12图示了在包含Ruthroff变压器的π网络内的主要静电(过电流)放电路径；

图13示出了处于第二配置中的Ruthroff变压器的电路示意图；

图14示出了在串联分支中具有电感性元件和可调电容性元件的π网络的示意性电路图；

图15图示了图13中的π网络的阻抗如何根据串联分支中的电感而改变；

图16示出了电感性旁路元件(“旁路L”)的示意性电路图；

图17图示了图15中的电感性旁路元件的阻抗如何；

图18示出了具有串联的电容器和旁路电感器的T网络的示意性电路图；

图19示出了一π网络的示意性电路图，其具有电容性旁路分支，串联分支中的传输线变压器的第一电感路径，以及电感性旁路分支；

图20在Smith圆图中图示了使用传输线变压器调节阻抗实部的效果；

图21在Smith圆图中图示了使用电感性旁路分支调节阻抗的电感性虚部的效果；

图22在Smith圆图中图示了使用电容性旁路分支调节阻抗的电容性部分的效果；

图23示出了电感性元件的示意性俯视图，其具有可被用于电感性旁路分支中的分接头；

图24示出了可调电感性元件的示意性电路图，其具有可被用于电感性旁路分支中的分接头；

图25示出了一π网络的示意性电路图，该π网络具有电容性旁路分支、在π网络的串联分支中具有可调传输比的Ruthroff变压器以及电感性旁路分支；

图26示出了可被用于例如图24的π网络中的传输线变压器的示意性顶视图；

图27示出了包含具有预变换的阻抗匹配网络的前端***的示意性框图；

图28图示了受限的原始阻抗区域如何通过预变换而被变换至受限的阻抗区域；

图29示出了可与执行预变换的变压器一起使用的多级自适应匹配网络的示意性电路图；

图30示意性地图示了可被用作图28的多级自适应匹配网络中的串联的电感性元件的电感性元件的芯片布置，该电感性元件具有两个电感性部分和一个中间分接头；

图31示出了具有用于预变换的变压器的阻抗匹配网络的示意性电路图；

图32示出了一种用于使用阻抗匹配π网络匹配阻抗的方法的示意性流程图，该阻抗匹配π网络在串联分支中具有传输线变压器；以及

图33示出了一种用于使用阻抗匹配网络匹配阻抗的方法的示意性流程图，该阻抗匹配网络具有用于执行预变换的变压器。

在以下说明中，用相等或相似的附图标记指示具有相等或相同功能的相等或相同元件。

具体实施方式

在以下说明书中，阐述了多个细节，以提供对本发明的实施例的更加彻底的解释。然而，对于本领域技术人员来说将显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实施本发明的实施例。在其他情况下，以框图的形式而非详细地示出了公知的结构和装置，以免混淆本发明的实施例。另外，在下文中描述的不同实施例的特征可以彼此结合，除非另有具体说明。

图1示出了如可用于例如移动通信网络的移动站或基站中时的简化射频(RF)或高频(HF)前端***的示意性框图，诸如蜂窝电话、智能电话、平板计算机、USB无线调制解调器、无线路由器或基础收发器站。该前端***包括收发器2、功率放大器(PA)3、谐波滤波器4、天线开关、天线匹配网络6以及天线7。当运行在发射器工作模式中时，收发器2在其输出TX处将发送信号提供给功率放大器3。由功率放大器3提供的放大的发送信号被馈送至谐波滤波器4，谐波滤波器4将放大的发送信号的频率分量降到预期的发送频率范围之外。谐波滤波器4的输出连接到天线开关5的多个输入之一。在图1的示例中，天线开关5当前被配置为将所述输入连接到天线开关输出。天线开关5的其他输入可连接到具有不同于谐波滤波器4的频率响应的其它谐波滤波器(图1中未图示)的相应输出，从而使得图1中所图示的HF前端***可被配置为支持若干发送频率和/或若干移动通信标准。天线开关5进一步被配置为：当HF前端***工作在接收器模式中时，经由连接8将天线匹配网络6与收发器2的RX输入(即接收器输入)相连接。

天线开关输出连接到天线匹配网络6的输入。在图示的示例中，天线匹配网络6被实现为包含串联电感和与天线匹配网络6的输出并行连接的电容(即“旁路电容”)的基本LC网络。天线匹配网络6的输出连接到天线7。

由于HF前端***可以借助于天线开关5被重新配置以支持若干频率、移动通信标准和/或与无线电信号的发送或接收相关的另外的参数，不得不考虑各种可能的使用情形、频率和工作模式以及它们各自的可能性来对天线匹配网络6进行选择，以便提供加权的最佳。这个任务变得越来越难，因为移动通信频率的频谱正变得越来越宽，并且天线本身也需要用于不同环境条件的不同阻抗匹配设置。另外，必须考虑由于天线的不同环境而导致的天线失配问题。如在过去出售的一些移动电话型号的情况下所能观测到的，当例如移动电话用户的手指正在触摸天线时，天线的阻抗可能会非常激烈地改变。此外，由于失配通过天线开关5被传递，该失配导致功率放大器3处的附加的非线性，并且导致谐波滤波器4的滤波特性的更改。结果，失配在若干点处消极地影响了整个***。因为移动通信***过去仅被指定用于50Ohm(欧姆)的测量***，因此这些问题只在最近才被更加精确地考虑。

在过去的某些时间，存在针对总辐射功率(TRP)的附加要求，其必须被用于特定网络提供商的移动通信装置实现。这意味着，对于宽范围的失配，***必须达到所要求的辐射功率。如果天线阻抗与源阻抗不同则发生失配，例如图1中的天线开关5的输出阻抗。图2示意性地图示了对Smith圆图中的在无线通信装置的工作期间可能出现且因此会导致失配的不同天线阻抗的选择。注意，可能的阻抗位于以Smith圆图的原点为中心的受限区域中。Smith圆图平面的外环不包含任何要被考虑的阻抗值，也就是说，对应的阻抗区域不会被认为在正常工作期间非常有可能出现。实际上，Smith圆图的外环对应于与位于Smith圆图的中心的参考阻抗Z₀(例如，50欧姆)显著不同并因此相当不可能出现的阻抗。

换句话说，图2在Smith圆图表示中图示了多种测试情形，HF或RF前端***必须通过这些测试情形，以便被允许运行在一定的移动通信网络中。特别地，图2示出了在给定VSWR(电压驻波比)的圆周内的可能阻抗，在此，VSWR＝10。因此，VSWR＝10以下的每一个失配都是有效点，并且由于其可以是无穷多，在图2中为了图示起见将点的数量限制为121个(11行，每一行具有11个点)。

可以预期，在未来简单的排列可能不足以满足当前和未来的需求。为此，现在在一些第一装置中使用了可切换的匹配网络，其中，根据使用的频率执行对匹配的更改。

图3图示了包含可调天线匹配网络9的HF前端***的示意性框图。在图3所图示的示例中，可调天线匹配网络9被配置为具有分别并行连接到输入和输出的可调谐电容的π网络。

关于阻抗匹配网络，必须考虑到：在给定阻抗匹配网络拓扑的情况下，并不是每个阻抗都可以实现，也就是说，存在所谓的“禁区”。图4图示了一些基本LC网络，以及在每个基本LC网络下的对应的示意性Smith圆图，在示意性Smith圆图中，禁区被表示为阴影区域。负载阻抗ZL被连接到各个LC基本网络。

为了覆盖宽范围的可能阻抗，可调阻抗匹配网络典型地具有π拓扑(∏-拓扑)或T拓扑。具有串联电感、并联输入电容以及并联输出电容的π拓扑形成削弱谐波生成的低通滤波器。此外，可变电容是可用的(旋转电容器、BSR电容器(即，(Ba，Sr)RuO₃电容器)...)，而可变电感典型地需要可变的分接头。

图5示意性地图示了可调阻抗匹配网络的π拓扑。图6图示了在频率上的前向传输S(2，1)的相应图，以及作为频率的函数的输入反射系数S(1，1)和输出反射系数S(2，2)的Smith圆图。12.5欧姆的阻抗将被匹配至50欧姆的阻抗。目标频率是900MHz。图5中图示了该π结构。该π结构的串联电感是4nH，其中串联电阻为2欧姆。上面的图图示了***损耗S(2，1)，并且图6的下半部分中的Smith圆图将输入反射系数S(1，1)图示为完整笔划线(stroke line)的，并将输出反射系数S(2，2)图示为短划线。

图7示出了一种可调π网络的示意性电路图，该可调π网络包含3个可调电容性元件和3个恒定电感性元件(具有固定的电感值)。与图5的网络结构相比，图7的网络结构使得覆盖更大范围的电压驻波比(VSWR)以及还覆盖更大的频率范围变得可能。

在具有π结构的网络的情况下，典型地仅调节电容，而电感是固定的且应当具有高品质因数。

π结构的问题在于通常仅电容变化，而电感是恒定的且需要具有高的质量因数或品质因数。在没有匹配必须被执行的情形中，即50欧姆匹配至50欧姆，该电路起纯移相器的作用。如在检查图5中所图示的电路时可以看出的，在这种情况下出现了损耗，也就是说，桥接电感将是期望的。在不可能桥接电感的情形中，可以串联连接可调电容以便降低有效的串联电感。不幸地，正是这种举动不可避免地导致品质因数的损耗，也就是说，虚部变得更小，而串联电阻最多保持恒定(典型地，它甚至增大)。因而，图5和7中所图示的拓扑形成了第一阶的窄带***，也就是说，良好的匹配仅可以实现在非常小的频率范围内，或者替换地，通过接受较差的质量因数/品质因数(从而导致较高的损耗)而实现在较宽的频率范围内。为此，要求尽可能少的部件和/或可能单片可集成的宽带解决方案是期望的。

这基本意味着选择多级匹配结构，如图8中所示，其明显引入若干匹配元件，或者使用变压器。实际上，特别是对于实平面中的阻抗变换来说，所谓的Guanella或Ruthroff变压器在文献中是已知的。虽然这些变压器过去被实现为具有双线绕组的宏观变压器，但是它们也可以在印刷电路板、硅基片或片状结构之上或之内被实现为平面变压器。

作为一个示例，图9示出了用作1∶4阻抗变换器的Ruthroff变压器的电路示意图，假定该阻抗变换器具有两个相等的电感。这些变压器的基本思路是以加法方式组合各信号部分。在图9中所图示的情形中，输出电压是跨串联电感的电压V2和跨接地线路的电压V1之和。同时，电流被分割在两个电感上，从而使得由于电压增倍以及电流减半而实现了1∶4的阻抗变换(对于电压源V_g，R_L看起来具有更高的电阻性)。

图10示出了π网络内的4∶1Ruthroff变压器结构。图11示出了作为频率的函数的前向传输系数的图，以及输入反射系数S(1，1)和输出反射系数S(2，2)的Smith圆图。节点3和4之间的串联电感是L_S＝4nH，并且具有2欧姆的串联电阻。接地线路中的电感基本上与之相等，即L_P＝4nH，其中串联电阻为2欧姆。并联输入电容是Cs1＝3.4pF，并且并联输出电容是Cs2＝2pF。串联电感和接地线路电感之间的磁耦合因数为k＝0.8。同样，小信号仿真(S参数)已被执行并且示出了图8的图中所图示的特性。相比于例如使用图5中所示的(经典)π结构的解决方案而言，使用变压器的解决方案典型地具有以下特征。为了比较起见，要求与图6中相同的匹配度，即12.5欧姆至50欧姆的匹配。目标频率是900MHz。如在图示出作为频率的函数的前向传输因子的图11的上图中可以看出的，使用具有相同质量因数/品质因数的相同串联电感可以实现较小的***损耗。特别地，图5中所示的π结构产生大约0.66dB的***损耗，而使用图10中所图示的Ruthroff变压器的阻抗匹配网络仅具有0.49dB的***损耗。这是0.15dB的差异，即使包括了具有相同质量因数/品质因数的附加的第二电感。

图6中所示的π结构的输入反射系数S(1，1)和S(2，1)曲线与图11中所示的Ruthroff变压器结构的相同曲线的比较进一步揭示出：变压器解决方案还提供了改进的带宽特性，特别是较宽的带宽。虽然图5的π网络在3GHz处具有已经18dB的衰减(见图6中的前向传输因子图)，但是使用如图10中所示的变压器实现的阻抗匹配网络可以实现仅2dB的衰减，如在图11的前向传输因子图中可以看出的那样。这对于产品容错性来说尤其具有重要性，因为窄带***可能会导致生产率(yield)问题。

图10中所示的变压器结构进一步提供附加的静电放电(ESD)保护，如图12中所示的。虽然图5中的π结构的相当大的电容需要将ESD脉冲主要维持在它们自身上(典型地，在使用硅基集成电路时这是不可能的或者至少是难以实现的)，但是变压器实现的结构内的电容是通过电感L_P来保护的。在图12中，放电电流路径被表示为粗线。以下将更详细地描述对自适应匹配来说可能具有重要性的变压器实现的阻抗匹配网络的另一特征：就其本质而言，电压分割在传输线变压器(Ruthroff变压器)的两个电感上。

通过为串联电感L_S和接地线路电感L_P选择不同的电感，可以实现除1∶4之外的变换因子。此外，将电感之一反转以便将1∶4变压器转变为4∶1变压器是可能的。便利地，改变或重连接串联电感L_S对于Ruthroff变压器的这样的重新配置来说是不必要的，但是这足够使接地线路L_P逆转。与图9中所示的Ruthroff变压器的配置相比，在图13中所示的电路示意图中接地线路电感L_P被反转，因为接地线路电感L_P的节点1现在被连接到串联电感L_S的节点4，而接地线路电感L_P的节点2被连接到接地电位。在图9中和图13中，串联电感L_S的连接相同。

为了获得可调阻抗变换，切换或者串联电感L_S或者接地线路电感L_P是可能的。然后，可以如在使用可变电容C1和C2的原始方法中那样调节诸如电感性或电容性部件的无功部件，如图10中所图示的。图10示出了根据至少一个实施例的可调阻抗匹配网络的电路示意图。

可能需要克服的一个进一步的挑战是需要调节虚部/无功部件。虽然可以使用相对于地的(可调)电容器以相对简单的方式来调节电容性部分，但是串联感应率L_s是用于使用π网络的阻抗匹配的经典方法，如图14的电路示意图中示意性地示出的。实际上，串联感应率L_s是固定的，并且可调电容器与串联感应率L_s串联地连接，以改变π网络的串联分支的电感。

图15在Smith圆图中示出了串联感应率的阻抗如何随增大的电感改变。非常小的电感(L≈0)表现得非常类似短路电路，从而包含串联感应率(即，对于非常小的电感来说基本上是短路电路)和负载阻抗的网络的输入阻抗(或整个阻抗)等于负载阻抗。Smith圆图中的对应的点处于或者非常靠近Smith圆图(1，0)处的中心。随着串联感应率的电感的增大，输入阻抗的电感性逐渐增强。在图15中，电感在1nH至10nH之间变化。

此外，典型地，必须考虑可调串联感应率的品质因数。在实际上通过串联连接的可调电容来执行可调感应率的可调性的情形中，虚部自动地减小，同时串联电阻基本保持恒定，这导致品质因数的降低。另外，由电容本身和/或开关(在使用例如CMOS开关的这类开关的情形中)造成的损耗可能会进一步地降低品质因数。那么，稍微更好点的方式将是切换或整流若干线圈(感应率)或者设计一个具有一个或多个分接头的线圈，利用这些可以调节感应率。若干线圈的提供导致较高的成本及空间需求。典型地，带有分接头的线圈需要相应的装配技术，诸如LTCC(低温共烧陶瓷)或单片集成。为此，典型地，在片状模块的情况下没有发现这一方法，这特别因为：由于所需的通路及由于其他参数而导致分接头简直太大。

不管选择了哪种方法，都必须接受显著的附加损耗。而且，可能会出现由电容所引起的ESD相关的问题，特别是如果电容是旁路电容的话。因此，另一种方式看起来更为合适，即使用相对于地的感应率，也就是“旁路L”。

图16示出了相对于地的感应率(“旁路L”)的电路示意图。图17示出了图16中的网络的用于在1nH和10nH之间改变电感值的阻抗特性。对于非常小的电感(L≈0)来说，旁路感应率基本上引起短路电路，从而使得该网络的结果得到的输入阻抗(或整个阻抗)位于Smith圆图的最左边的点(0，0)处，即实部和虚部都是零。在图17中可以看出，获得了实际上不同的特性，其看起来针对纯π结构来说不是有用的，特别是当要匹配的阻抗是非常小的阻抗时。原因在于：获得了高通特性。因此，结果将为具有串联电容器和旁路线圈的T结构，如图18中的电路示意图形式中所示。然而，由于与电容相关的ESD问题，这种方法典型地不会被进一步的推行。

如上所述，可能难以为要被匹配的阻抗匹配非常低的阻抗值。然而，取决于变换率，变压器使得阻抗从低到高进行阻抗变换成为可能，反之亦然。当使用如上所述的变压器创建实数值(real-valued)起点值时，以使得一个旁路感应率就足够的方式来放置实数值的起点值成为可能。

图19示出了相应阻抗匹配网络100的示意性电路图，该阻抗匹配网络100在电容性旁路分支171和电感性旁路分支172之间具有传输线变压器120。在图19的示例中，假定相对高的阻抗连接到阻抗匹配网络100的左侧(在阻抗匹配网络100的第一端子101处)，并且较小的阻抗连接到阻抗匹配网络100的右侧(在阻抗匹配网络100的第二端子102处)。

图19中所示的可调阻抗匹配网路100包含第一端子101、第二端子102以及参考电位端子103。在图19中所示的实施例中，参考电位对应用于电路100的接地电位。电路100可以在多个位置处经由多个参考电位端子103连接到参考电位。要被匹配至另一电路的输入阻抗或输出阻抗(例如，如图3中所示的功率放大器3的输出阻抗)的阻抗Z_L或R_L可以连接到第一端子101或第二端子102。然后，该另一电路分别连接到第二端子102或第一端子101。

可调阻抗匹配网络100还包含传输线变压器120。传输线变压器120包含被磁耦合(耦合系数k)的串联电感(第一电感器路径)121和接地线路电感(第二电感器路径)122。串联电感121形成传输线变压器120的第一电感器路径(或者是其一部分)。接地线路电感122形成传输线变压器120的第二电感器路径(或者是其一部分)。在图11中所示的实施例中，传输线变压器120被连接作为Ruthroff变压器。在替换实施例中，传输线变压器可以被连接作为Guanella变压器。第一电感器路径121在其一端处被连接到第一端子101，并且在其另一端处被连接到第二端子102。接地线路电感或第二电感器路径能够可导电地耦合在第一输入端子101和参考电位端子103之间，如以下将对详细描述的那样。在替换实施例中，第一电感器路径121也可以是以可重新配置的方式能够可导电地耦合在第一端子101和第二端子102之间。特别地，第一电感器路径121可以与相反的极性相连。注意，因为第一和第二电感器路径101、102的磁耦合，必须考虑第一电感器路径101和第二电感器路径102的极性。这意味着，当第一和第二电感器路径101、102之一与相反的极性相连时，传输线变压器120展示不同的特性。

图20-22示意性地图示了一种用于调节(匹配)阻抗的过程。图20图示了使用传输线变压器调节阻抗的实部的步骤。要被匹配的阻抗具有相对小的实部。图20中的箭头和起点表示由传输线变压器执行的变换的结果。

在图21中，在Smith圆图中图示了图19中的旁路L172的激活的结果。以相反的方式，图22示出了基于电容性旁路分支171中的电容器库的电容性阻抗的影响。可以看出，使用这种方法，除了(可切换的)变压器外，仅需要旁路元件。便利地，在由于某些原因不再使用变压器120的次级绕组122的情形中，电感性旁路分支171还提供ESD保护。

看起来合理的是，将这种旁路感应率设计为具有分接头的线圈以粗略地获得所需的感应率，并且然后利用电容性旁路分支171中的电容器库来执行精细调谐，以便不会出现品质因数的重大损耗。图23示出了可用于电感性旁路分支172内的电感性元件372的示意性俯视图。电感性元件372包含第一端子372a和第二端子372f。此外，电感性元件372包含多个分接头372b、372c、372d和372e。

图24示出了电感性元件372和连接到分接头372b、372c及372d(图24中未示出分接头372e)的多个开关元件472b、472c及472d的示意性电路图。开关元件472b、472c、472d中的每一个被配置为选择性地将相应的分接头372b、372c、372d与接地电位相连。换句话说，电感性元件172包含带有分接头372b的线圈372和连接到分接头372b且被配置为选择性地旁通第二电感性部分的开关元件472b，该第二电感性部分沿着分接头372b和参考电位端子103之间的电感性元件372延伸(在电的意义上)。

电感性元件372可以包含第一电感性部分，与第一电感性部分串联连接的第二电感性部分，以及开关部分472b，所述开关部分472b连接到第一电感性部分和第二电感性部分之间的电路节点(例如，分接头372b)且被配置为选择性地将电路节点372b与参考电位相连。

图25示出了根据至少一些实施例的阻抗匹配网络100的示意性电路图。图25的阻抗匹配网络100可以被认为是上述元件的组合。

传输线变压器120的串联电感121包含多个子部分121a、121b、......，121k。这多个子部分121a、......、121k的每个子部分在多个电感器节点21a、21b、......、21k、21k+1中的两个电感器节点之间延伸。第二电感器路径122也包括多个子部分122a、122b、......、122j以及对应的电感器节点22a至22j+1。第一电感器路径121的子部分的数量可以等于第二电感器路径122的子部分的数量，即j＝k。然而，根据一些实施例，第一和第二电感器路径121、122可以具有不同数量的子部分，即j≠k。

可调阻抗匹配网络100还包含多个开关元件131a、131b、......，131k+1。开关元件131a、......、131k+1被连接在相应子部分121a至121k左边的电路节点与第二端子102之间(即，例如，开关元件131a被连接在子部分121a的左边(参照图25)的电路节点与第二端子102之间)。每个开关元件131a、......、131k+1可以是半导体开关元件。当借助于适当的控制信号将开关元件控制为处于导电状态中时，多个开关元件131a、......、131k的每一个都可以桥接第一电感器路径121的一个或多个子部分121a、......、121k。特别地，当开关元件131a导电时，整个第一电感器路径121可以被桥接，使得第一端子101和第二端子102经由半导体开关元件131a相连。

图25中所示的可调阻抗匹配网络100进一步包含重新配置单元150，其可以用于根据至少两种不同的配置来对可调阻抗匹配网络100进行配置。在第一可能配置中，将第二电感器路径122的第一端(与图25中所示的实施例中的节点22j+1一致)连接到第一端子101，并且将第二电感器路径122的第二端(与电感器节点22a一致)连接到参考电位端子103。在第二可能配置中，将第二电感器路径122的第一端(即，电感器节点22j+1)连接到参考电位端子103，并且将第二电感器路径122的第二端(即，电感器节点22a)连接到第一端子101。因此，在第一配置中，传输线变压器120被连接作为根据图9的Ruthroff变压器。在第二配置中，传输线变压器被连接作为根据图13的Ruthroff变压器120。如结合图13所说明的，通过从第一配置改变到第二配置，可以将阻抗变换率例如从1∶4的阻抗变换率变为4∶1的阻抗变换率。

重新配置单元150包含开关元件451、452、453和454。开关元件可以是晶体管，例如MOSFET，NMOS晶体管等。晶体管451和453提供转接开关的功能。晶体管452和454提供另一转接开关152的功能。晶体管451和452连接到第二电感器122的电感器节点22a，并且在它们各自的对侧处分别连接到参考电位和第二端子102。晶体管453和454连接到第二电感器122的电感器节点22j+1，并且在它们各自的对侧处分别连接到参考电位和第一端子101。

重新配置单元150还可以被视为或用作电极反转元件，其被配置为反转第一电感器路径121或第二电感器路径122的极性。当用作第一电感器路径121的电极反转元件时，两个转接开关151、152的公共端子将被连接到第一电感器路径121的第一电感器节点21a和第二电感器节点21k+1。然后，两个转接开关151、152的其他端子将被连接到第一端子101和第二端子102。

图25的可调阻抗匹配网络100还包含电容性旁路分支171和电感性旁路分支172。电容性旁路分支171包含一堆并行的、单独可切换的电容器371a、371b、371c和多个另外的(半导体)开关元件471a、471b、471c。以这种方式，电容性旁路分支171是可变的或可调的。电容性旁路分支171并联连接到第一端子101和参考电位端子103之间的可调阻抗匹配网络100的剩余部分。电感性旁路分支包含图24中所图示的可调电感性元件372和开关元件472b、472c、472d。

可调阻抗匹配网络100形成具有作为并联阻抗的电容旁性路分支171和电感性旁路分支172的π网络。Ruthroff变压器120的第一电感器路径121形成该π网络的串联阻抗或串联元件。

传输线变压器120可以是经典变压器、双线并绕变压器或平面变压器。在平面电压器的情形中，其可被实现为印刷电路板集成变压器、半导体变压器、重新分配层技术(EWLB嵌入式晶圆级球栅阵列)、LTCC结构、HTCC结构或它们的组合。

作为调节的另外选择，串联电感L_s可设计为不等于并联电感L_P，和/或还可使得并联感应率L_P为可切换的(图25中未示出)。例如，通过变换第二电感器路径的子部分122a至122j的并联连接和串联连接之间的电流方向，可以使得并联电感L_P关于其电感值为可切换的。这将使得可能变换率的范围更大，从而使得可以达到复平面中的附加实部。

按照上面的内容，建议不要使用已知的T网络或π网络，而是改用变压器，并且在其绕组的至少一个子部分中实现其变换率。因此，可以实现多种益处：

使用等同部件时的更低损耗/***损耗。

更大的带宽以及从而对产品容错度的更小灵敏度。

可用于若干频带；变压器可以处理900MHz带以及1.8GHz带，而根据图5的π结构将需要两个不同的感应率(其可使用开关来实现，但是这将需要附加的开关，并且从而导致附加的损耗)。

总是经由第二电感器路径提供接地连接，以更好地保护电容(如果存在的话)免于静电放电(ESD)带来的损害。

由于开关元件(例如，开关晶体管)仅看到小部分的电压摆动，因此可以使用具有更低击穿电压的器件：可以使用带有更小导通电阻R_on和/或断开电容C_off的装置。

使用贡献较少损耗的旁路感应率来调节电感性部分，因为“只有”它影响无功部件。

开关元件131a至131k+1、471a至471c、472b至472d以及451至454可被实现为CMOS晶体管，典型地为NMOS晶体管。

图26以示意性的方式示出了平面传输线变压器820的俯视图。通常，可以以无源集成方式实现传输线变压器，或者替换地，将其容纳在片状结构(例如，印刷电路板)中，作为LTCC或HTCC(低/高温共烧陶瓷)结构，等等。传输线变压器的其他实现方式也是可能的，诸如集成在硅基片或EWLB(嵌入式晶圆级球栅阵列)中的变压器。传输线变压器820包含第一电感器路径121和第二电感器路径122。第一电感器路径121在图18中标号为1和2的端子之间延伸。第二电感器路径122在图18中标号为2和4的端子之间延伸。在其他配置中，该传输线变压器可以包含第三电感器路径以及甚至可能另外的电感器路径。当使用如图18中所示的平面变压器820时，可以在适当位置处分接变压器820，以获得期望的阻抗转换率。

电容性元件或旁路分支171和电感性元件或旁路分支172可以都是可调的。电容性元件171相比电感性元件172可以具有更精细的调节分辨率。

可以将电容性元件171、电感性元件172和传输线变压器120单片集成在集成电路中。替换地，可以将传输线变压器形成在片状模块内。

如上面在关于图5和7的说明中已经提到的，覆盖大频率同时覆盖大阻抗区域对阻抗匹配网络的设计提出了挑战。例如，在移动电话中必须考虑700MHz至2.69GHz之间的频率。

在设计用于最低频率的串联感应率(典型地，导致最高的电感值)时，取决于要达到的调节区域的规范，以22nH的电感为结束。特别地，高阻抗值(≈500欧姆)需要这样的电感值。当在2.69GHz处必须达到(即匹配)相同的阻抗时，串联感应率可以显著较小，即大约为3nH。因此，在具有图7中所示的结构的阻抗匹配网络中，必须显著降低电感。即使当我们采用理想可调的电容时，串联感应率的串联电阻也保持恒定，这造成品质因数的显著降低。因此，移动通信装置将呈现大的损耗，或者甚至不能够覆盖阻抗的该特定区域。

在可调电容的情况下可以观察到类似的特性：在700MHz处，相对大的电容值是必需的，而在2.69GHz处，只需要小电容值。再次，给定阻抗的大体上恒定的实部，阻抗的虚部的减小不可避免地造成品质因数的降低。为此，只有提供最高可能品质因数的技术才被用于这些匹配电路。此外，也可限制可允许的频率范围。

图27涉及带有预变换的自适应匹配电路的概念。图27示出了包含阻抗匹配网络500的无线通信装置的前端***的示意性框图，阻抗匹配网络500使用预调节或预变换700，以便在阻抗传递到自适应匹配网络600、例如π网络之前排除可能阻抗值的某些区域。更精确地，建议的阻抗网络500包含第一端口501和第二端口502。该阻抗匹配网络进一步包含被配置为变换连接到第一端口501的阻抗(例如天线7的阻抗)以使得相应的变换后阻抗位于复阻抗平面797的受限阻抗区域799内的变压器700。阻抗匹配网络500还包含自适应匹配网络，自适应匹配网络是可调的以便将位于受限阻抗区域内的任意位置处的变换后阻抗匹配至连接到第二端口502的第二阻抗507。

图28示出了仿真示例的结果。该仿真是针对850MHz的频率作为对CMOS技术中的平面变压器的现场仿真来执行的。图28的上部分示出了表示复阻抗平面797的Smith圆图。参考图27，基于环境影响、工作条件等，天线7可以提供多个不同的阻抗。由天线7提供的多个阻抗位于受限原始阻抗区域798内。受限原始阻抗区域798具有圆形形状，但这不是必需的。在不失一般性的情况下，假定第二端口502处的阻抗对应于复阻抗平面797中的点(1，0)，即圆形受限原始阻抗区域798的中心。已经以相对好的方式匹配了由靠近圆798的中心(1，0)的点表示的阻抗。远离圆798的中心的点对应于被相对差地匹配的阻抗。受限原始阻抗区域798被限制或者被约束，这意味着理论上可能存在位于受限原始区域之外的阻抗值。然而，在实践中，并不希望出现这些在外的阻抗值，或者期望它们至少仅极其少地出现。

在图28中可以看出，预变换有力地缩小了阻抗区域。由于Ruthroff变压器的大带宽，结果看起来与高频(2GHz)处大体相同。为了匹配该缩减的区域，需要显著更小的电感值(在800MHz处大约为3nH)。另外，可以以单片方式更简单地实现这些更小的感应率。

结果，获得更小的***损耗，并且还受益于变压器的大带宽。这意味着带宽全面得到改善。

潜在的原理是使用六个***的预变换，以限制可能的VSWR区域/阻抗区域。这样，可以获得简化的自适应匹配网路，其需要较少的极限边界条件，或变得首先适用于单片集成。

关于预变换，存在多种选择。例如，π网络是可能的，在较高频率处，λ/4变压器、换能器以及传输线变压器为了该目的已被提及。Guanella变压器和Ruthroff变压器是传输线变压器。尽管过去Guanella变压器和Ruthroff变压器来自带有双线绕组的宏观变压器，但是它们在原理上也可以被实现为薄片上或硅上的平面变压器。作为一个示例，图9示出了作为1∶4阻抗变换器的Ruthroff变压器，对其采用两个相同的感应率。

这些变压器的基本思路是以加法方式组合各信号部分。在图9中图示的情形中，输出电压是跨串联电感的电压V2和跨接地线路的电压V1的和。同时，电流被分割到两个电感上，使得由于电压的翻倍以及电流的减半而实现1∶4的阻抗变换(对于电压源V_g，R_L看起来具有更高的电阻性)。

通常，基于变压器的解决方案相比基于π网络的解决方案具有一一些优势：

***损耗

带宽

ESD稳健性

参考图5，6，10和11来比较经典π网络和带有传输线变压器的π网络。

当将位于受限原始阻抗区域798内的阻抗应用到变压器700时，阻抗根据变换率被变换。在适当地选择了变换率时，其导致受限原始阻抗区域798被压缩成更小的受限阻抗区域799，这在图28的下部分中被图示出。换句话说，连接到第一端口501的阻抗可以位于复阻抗平面797的受限原始阻抗区域798内，受限原始阻抗区域798大于受限阻抗区域799。注意，受限原始阻抗区域798不考虑复阻抗平面797的外环，因为该外环包含或者非常小或者非常大的极端阻抗值。

受限阻抗区域799可以是自适应匹配网络600的电容的函数。换句话说，当已知使用自适应匹配网络600可被匹配的一组阻抗时，其定义了受限阻抗区域799。可以在受限阻抗区域799的基础上使用预变压器700的变换率来确定受限原始阻抗区域798。

变压器700可以具有固定的变换率。变压器700可以是传输线变压器。

在变压器700执行预变换之后，在下一步骤中，新的阻抗区域必须被匹配至目标阻抗。为此，基本上可以使用将如图5或18中示意性地图示的结构。然而，为了不由于执行该匹配而限制带宽(例如，这对于宽带LTE信号是必需的)，可取的是执行多级匹配，如通过图8中所示的多级π网络示意性地图示的。

代替如在图8中所示的那样使用两个线圈，使用具有分接头的单个线圈可能是甚至更可取的，这是因为，以这种方式，还可以利用感应率之间的耦合。图29示出了根据一些实施例的相应自适应匹配网络600的示意性电路图。自适应匹配网络600是两级π网络，并且包含第一端子601和第二端子602。第一端子601和第二端子602通过第一电感性元件634和第二电感性元件644的串联连接而相连。在图29中所示的实施例中，第一和第二电感性元件634、644被电感地耦合，如通过耦合因数k所示的。其可能有益于利用第一和第二电感性元件之间的耦合。这可通过使用具有分接头654的单个线圈来实现。在其他实施例中，将第一电感性元件634和第二电感性元件644实现为两个不具有电感耦合或只具有可忽略的电感耦合的不同线圈也是可能的。图29中所示的自适应匹配网络600进一步包含三个可调电容元件632、642和652。

自适应匹配网络600可以包含具有串联电感634和旁路电容632、642的π网络。根据一些实施例，自适应匹配网络600可以包含至少两级。自适应匹配网络600可以包含带有中间分接头645的串联电感634、644以及连接到中间分接头的电容性元件642。该串联电感可以包含与所述至少两级的第一级相关联的第一电感性部分，以及与第二级相关联的第二电感性部分，该第二电感性部分电感地耦合到第一电感性部分。

自适应匹配网络600可以包含第一可调电容性旁路分支和第二可调电容性旁路分支。

自适应匹配网络600可以包含固定的电感和可调电容性元件。

图30示出了两个耦合的电感性元件634和644以及分别连接到分接头654a和654b的电容性元件642a和642b的作为示例的示意性芯片布局。图30中所示的线圈与图29中的示意性电路图的不同之处在于：该线圈包含两个分接头645a、654b。电容性元件642a和642b被实现为金属-绝缘体-金属电容器。

图31示出了包含变压器700和自适应阻抗匹配网络600的阻抗匹配网络500的示意性电路图。

根据另外的实施例的天线电路可以包含天线7(例如，参见图3)、被配置为将信号中继到接收器或从发射器中继信号的信号端(例如，图3中的天线开关5的输出)以及互连天线7和信号端的阻抗匹配网络。与图3相背离地，阻抗匹配网络包含π网络，该π网络在其串联分支中具有传输线变压器的第一电感器路径。作为替换，根据另外的实施例的天线电路可以包含天线7、信号端以及阻抗匹配网络，如图31中示意性地示出的。

图32示出了一种使用阻抗匹配网络匹配阻抗的方法的示意性流程图，该阻抗匹配网络包含带有电容性元件的第一旁路分支、带有电感性元件的第二旁路分支、以及带有第一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器，其中，第一电感器路径连接第一一端子和第二端子。该方法包含步骤902：通过调节传输线变压器的传输比来调节阻抗的实部。该方法进一步包含步骤904：通过调节电容性元件和电感性元件中的至少一个来调节阻抗的虚部。

调节传输线变压器的传输比的步骤902可以包含：控制并联连接到第一电感器路径或第二电感器路径的子部分的开关元件，以选择性地桥接该子部分并调节第一电感器路径或第二电感器路径的电感。

调节阻抗的虚部的步骤904可以包含通过调节电感性元件来执行粗略调节。随后，可以通过调节电容性元件来执行精细调节。

调节电感性元件的步骤904可以包含控制连接到电感性元件的分接头的另外的开关元件，该分接头被连接到电感性元件的第一电感性部分和第二电感性部分之间的节点，以便选择性地旁通电感性元件的第二电感性部分。

图33示出了一种用于匹配阻抗的方法的示意性流程图。要被匹配的阻抗被连接到阻抗匹配网络的第一端口。该方法包含步骤952：将该阻抗变换到位于复阻抗平面中的受限阻抗区域内的相应的变换后阻抗。通过阻抗匹配网络的变压器来执行所述变换。该方法进一步包含步骤954：将位于受限阻抗区域内任意位置的变换后阻抗匹配至连接到阻抗匹配网络的第二端口的第二阻抗，其中，通过自适应匹配网络来执行所述匹配。

典型地，连接到第一端口的阻抗可位于复阻抗平面中的受限原始阻抗区域内，该受限原始阻抗区域大于受限阻抗区域。

自适应匹配网络可以包含可调电容性元件和可调电感性元件中的至少一个。将变换后阻抗匹配至第二阻抗可以包含调节该可调电容性元件或可调电感性元件。

调节可调电容性元件或可调电感性元件的步骤954可以包含控制开关元件以选择性地接合或者释放可调电感性元件的特定电感性部分，或者可调电容性元件的特定电容性部分。

尽管在设备的上下文已经描述了一些方面，清楚的是，这些方面还表示对应方法的描述，其中块或装置对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，方法步骤上下文描述的方面也表示对应设备的对应块或项目或特征的描述。一些或所有方法步骤可以由(或使用)硬件设备、例如像微处理器、可编程计算机或电子电路而执行。在一些实施例中，大多数重要方法步骤的某个或更多可以由这种设备执行。

在上述的具体描述中，可以看出，为了简化本公开的目的而将各种特征一起分组在实施例中。公开的这种方法不应被解释为反映以下意图：要求保护的实施例要求的特征比每个权利要求中清楚地列出的特征要多。相反，如随后的权利要求所反映的，发明的主题可以在于少于单个公开的实施例的所有特征。因此，由此将随后的权利要求并入本具体实施方式中，其中每个权利要求本身可作为单独的实施例。当每个权利要求本身可作为单独的实施例时，应当注意，尽管在权利要求书中从属权利要求可以引用一个或多个其他权利要求的特定组合，但是其他实施例也可以包括从属权利要求与每个其他从属权利要求的主题的组合，或者每个特征与其他从属权利要求或独立权利要求的组合。本文提出了这样的组合，除非已说明不预期特定的组合。此外，旨在还将权利要求的特征包括到任何其他独立权利要求中，即使这个权利要求并不直接从属于该独立权利要求。

进一步要注意的是，可以通过具有用于执行这些方法的各个步骤中的每个步骤的部件的装置来实现本说明书或权利要求书中公开的方法。

此外，在一些实施例中，单个步骤可以包括或者可以被分解成多个子步骤。除非明确排除，否则这样的子步骤可以被包括在这个单个步骤的公开中，或者作为这个单个步骤的公开的一部分。

上述实施例仅是说明性地用于本发明的原理。应当理解的是，本文描述的布置和细节的更改和改变对于本领域其他技术人员来说将是显而易见的。因此，旨在仅通过以下的专利权利要求的范围而不是通过此处经由对实施例的说明和解释所呈现的具体细节来进行限定。

Claims

1.一种阻抗匹配网络，包括：

第一端子；

第二端子；

参考电位端子；

在所述第一端子和所述参考电位端子之间的第一旁路分支，所述第一旁路分支包括电容性元件；

在所述第二端子和所述参考电位端子之间的第二旁路分支，所述第二旁路分支包括电感性元件；以及

带有第一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器，其中，所述第一电感器路径连接所述第一端子和所述第二端子。

2.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中，所述电容性元件或所述电感性元件是可调的。

3.根据权利要求2所述的阻抗匹配网络，其中，所述电容性元件和所述电感性元件二者都是可调的，并且其中所述电容性元件与所述电感性元件相比具有更精细的调节分辨率。

4.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中，所述电感性元件包括带有分接头的线圈以及连接到所述分接头且被配置为选择性地旁通所述第二电感器路径的开关元件。

5.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中，所述电感性元件包括第一电感性部分、与所述第一电感性部分串联连接的第二电感性部分、以及开关元件，该开关元件连接到所述第一电感性部分和所述第二电感性部分之间的电路节点且被配置为选择性地将所述电路节点与所述参考电位相连接。

6.根据权利要求5所述的阻抗匹配网络，其中，所述开关元件包括金属氧化物半导体晶体管。

7.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中，所述阻抗匹配网络形成π网络，该π网络具有作为该π网络的串联元件的所述第一电感器路径。

8.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，还包括开关元件，所述开关元件被配置为选择性地桥接所述第一电感器路径或所述第二电感器路径的子部分，以便由此调节所述第一电感器路径或所述第二电感器路径的电感。

9.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中，所述电容性元件、所述电感性元件和所述传输线变压器被集成在集成电路中。

10.根据权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中，所述传输线变压器被形成在片状模块内。

11.一种阻抗匹配网络，包括：

第一端口；

第二端口；

变压器，其被配置为对连接到所述第一端口的阻抗进行变换，以使得相应的变换后阻抗位于复阻抗平面中的受限阻抗区域内；以及

自适应匹配网络，其是可调的，以将位于所述受限阻抗区域内任何位置的变换后阻抗匹配至连接到所述第二端口的第二阻抗。

12.根据权利要求11所述的阻抗匹配网络，其中，连接到所述第一端口的所述阻抗位于复阻抗平面中的受限原始阻抗区域内，所述受限原始阻抗区域大于所述受限阻抗区域。

13.根据权利要求11所述的阻抗匹配网络，其中，所述变压器具有固定的变换率。

14.根据权利要求11所述的阻抗匹配网络，其中，所述变压器是传输线变压器。

15.根据权利要求11所述的阻抗匹配网络，其中，所述自适应匹配网络包括具有串联电感和旁路电容的π网络。

16.根据权利要求11所述的阻抗匹配网络，其中，所述自适应匹配网络包括至少两级。

17.根据权利要求16所述的阻抗匹配网络，其中，所述自适应匹配网路包括带有中间分接头的串联电感和连接到所述中间分接头的电容性元件，其中，所述串联电感包括与所述至少两级的第一级相关联的第一电感性部分以及与第二级相关联的第二电感性部分，所述第二电感性部分电感地耦合到所述第一电感性部分。

18.根据权利要求16所述的阻抗匹配网络，其中，所述自适应匹配网络包括第一可调电容性旁路分支和第二可调电容性旁路分支。

19.根据权利要求11所述的阻抗匹配网络，其中，所述自适应匹配网络包括固定电感和可调电容性元件。

20.一种天线电路，包括：

天线；

信号端，其被配置为将信号中继到接收器或从发射器中继信号；以及

阻抗匹配网络，其互连所述天线和所述信号端，并且包括π网络，所述π网络在其串联分支中具有传输线变压器的第一电感器路径。

21.一种使用阻抗匹配网络匹配阻抗的方法，所述阻抗匹配网络包括带有电容性元件的第一旁路分支、带有电感性元件的第二旁路分支以及带有第一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器，其中所述第一电感器路径连接第一端子和第二端子，所述方法包括：

通过调节所述传输线变压器的传输比来调节所述阻抗的实部；以及

通过调节所述电容性元件和所述电感性元件中的至少一个来调节所述阻抗的虚部。

22.根据权利要求21所述的方法，其中，调节所述传输线变压器的传输比包括控制并联连接到所述第一电感器路径或第二电感器路径的子部分的开关元件，以选择性地桥接所述子部分并调节所述第一电感器路径或所述第二电感器路径的电感。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，调节所述阻抗的虚部包括：

通过调节所述电感性元件来执行粗略调节；以及

通过调节所述电容性元件来执行精细调节。

24.根据权利要求21所述的方法，其中，调节所述电感性元件包括：控制连接到所述电感性元件的分接头的另外的开关元件，所述分接头被连接到所述电感性元件的第一电感性部分和第二电感性部分之间的节点，以选择性地旁通所述电感性元件的第二电感性部分。

25.一种用于匹配连接到阻抗匹配网络的第一端口的阻抗的方法，所述方法包括：

将所述阻抗变换到位于复阻抗平面中的受限阻抗区域内的相应的变换后阻抗，其中通过所述阻抗匹配网络的变压器来执行所述变换；以及

将位于所述受限阻抗区域内任何地方的变换后阻抗匹配至连接到所述阻抗匹配网络的第二端口的第二阻抗，其中，通过自适应匹配网络来执行所述匹配。

26.根据权利要求25所述的方法，其中，连接到所述第一端口的所述阻抗位于复阻抗平面中的受限原始阻抗区域内，所述受限原始阻抗区域大于所述受限阻抗区域。

27.根据权利要求25所述的方法，其中，所述自适应匹配网络包括可调电容性元件和可调电感性元件中的至少一个，并且其中，将所述变换后阻抗匹配至所述第二阻抗包括调节所述可调电容性元件或所述可调电感性元件。

28.根据权利要求27所述的方法，其中，调节所述可调电容性元件或所述可调电感性元件包括控制开关元件以选择性地接合或释放可调电感性元件的特定电感性部分或可调电容性元件的特定电容性部分。