CN103236780B - 反激拓扑断续与临界模式交错出现的pwm模块 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于反激式开关电源拓扑能使其D－S两端反向电压较低且始终为断续与临界模式交错出现的PWM控制模块。其包括固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路和锯齿波发生器，还包括可产生相干波的零电流检测开启同步电路，该相干波与锯齿波迭加后可使PWM控制电路开启另一个交替的PWM信号输出及当反激电路工作在电流连续模式时，锯齿波采用不同频率工作的负载轻重锯齿波频率切换电路。其使反激电路始终工作在电流断续模式和临界模式交替进行的状态。其可使开关管D-S两端产生的反向电压降至电源电压的1.2-1.5倍。本发明结构简单、所控制的反激拓扑开关损耗小、使用寿命长且产生的高次谐波少。

Description

反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块

技术领域

本发明涉及一种用于开关电源的PWM控制电路，特别是涉及一种使反激式拓扑电路总是处于软导通的PWM控制模块。

背景技术

反激式电路拓扑结构如图4所示，T1为高频隔离变压器，Q1为开关管，D2为次级侧整流管，在开关管导通期间（以下称Ｔｏｎ），输入电压加于初级线圈两端，此时初级线圈的电压为上正下负，感应次级线圈的电压为上负下正，因D2反向截止，无能量向次级传送，磁场强度开始逐渐增加，电能以磁能的方式存储于变压器初级线圈中，此时，励磁电流的大小等于初级电流大小；在开关管关断后（以下称Ｔｏｆｆ），由于电感电流不能突变的特性，在初级线圈产生上负下正的感应电压，同时，在次级线圈也感应生成上正下负的感应电压，整流管D2导通，在初级线圈中储存的磁能向次级线圈传送并在输出回路生成输出电流，根据次级线圈输出电流的情况，可分为连续模式、断续模式和临界模式。

连续模式：在Ｔｏｎ期间储存于初级线圈中的磁能，在Ｔｏｆｆ结束后（即下一个Ｔｏｎ开始前），仍有部分能量剩余在初级线圈中，即在Tｏｆｆ结束时，所述电流未归零。

断续模式下：在Ｔｏｎ期间储存在初级线圈的全部磁能，在Ｔｏｆｆ结束前就已将全部能量转移至次级线圈并已输出，即所述电流在Ｔｏｆｆ结束前一段时间已归为零。

临界模式：在Ｔｏｎ期间储存于初级线圈中的磁能，在Ｔｏｆｆ结束时全部转移至次级线圈，并且在此时，所述电流正好归零。

近年来，在电源开发中广泛采用各类谐振技术和同步整流技术，而且准谐振技术亦越来越多地应用在高效率、低成本的电源中，该技术通过将硬开关转换器和谐振方式相结合，并在功率管MOSFET周围加上电流或电压型谐振网络，使开关电源实现了零电流或零电压工作方式。

准谐振技术综合电流调节模式和去磁检测功能，使电源在任何输出负载、任何线性输入电压条件下，通过延迟开关关断时间，使开关管漏－源电压降至最低，以保证其在临界导通模式下以最低的漏极电压进行开关动作，减少尖刺干扰、降低开关导通损耗，最终达到提高效率的目的，由此可知，电源的谐振工作频率将随着负载和输入电压条件的变化而变化，以实现零电压开关导通的工作方式。

目前，开关电源行业所使用的临界模式准谐振PWM控制芯片（又称零电流检测开启、峰值电流关断的PWM控制电路），多用于不带隔离的BOOST拓扑作PFC升压电路，而很少用于带隔离变压器的反激式电路拓扑，原因就是在有隔离变压器的条件下，开关管漏-源极（以下简称D-S）两端的反向电压会高出输入电压的4-5倍，例如输入电压264V时，开关管关断瞬间，在MOS开关管D-S两端产生的反向电压可高达1300V以上，这极易导致开关管被击穿损坏（况且目前市场上的MOS开关管通常所耐反向电压在1000V以下），这样就限制了所述临界模式准谐振PWM控制芯片的应用范围。

产生上述现象的原因是：反激电路在Ton期间，变压器的初级漏感也在储能，加上受次级侧整流二极管的箝位作用，在Toff期间，变压器初级电感的能量并不能全部释放完毕，其通过与开关管的漏极节点电容的谐振产生了振铃波形，这个振铃波形产生的实质就是初级电感与初级漏感在释放能量，而所述临界模式准谐振PWM控制芯片若输出的PWM信号始终都是临界模式的话，那么变压器初级电感与初级漏感的能量就没有释放的时间，经过若干个周期的积累后，在开关管关断的瞬间，就会在D-S两端产生高出电源电压4-5倍的反向电压。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种用于反激式开关电源拓扑能使其D－S两端反向电压较低且始终为断续与临界模式交错出现的PWM控制模块。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

本发明的反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块，包括固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路和产生锯齿波的锯齿波发生器，其还包括在反激式拓扑电路二次侧的电流值为零时，产生与所述锯齿波同步的相干波信号的零电流检测开启同步电路，该相干波与锯齿波经迭加后可使所述PWM控制电路开启另一个交替的PWM信号输出，所述相干波为方波、梯形波或三角波，其还包括当反激式拓扑电路工作在电流连续模式时，所述锯齿波采用不同频率工作的负载轻重锯齿波频率切换电路，其中，

所述锯齿波发生器由第一电阻、第三电阻和第三电容组成，其中，第一电阻的一端接基准电压端，另一端接于所述PWM控制电路中的脉宽调制芯片的“4”脚并通过第十四电阻与所述频率切换电路中的第一比较器的输出端相接、还通过第三电容与所述零电流检测开启同步电路中三极管的发射极和第三电阻的一端相接；第三电阻的另一端接地；

所述零电流检测开启同步电路主要由第二比较器和三极管构成，其中，第二比较器的同向输入端通过第十一电阻接往基准电压端、还通过第十二电阻与第六电容的并联接地；其反向输入端通过第八电阻、第二二极管外接功率变压器的反激绕组的ZCD端，还通过第九电阻、第三二极管接所述脉宽调制芯片的“6”脚，又通过第十五电阻接地；其输出端一路通过第十电阻接往基准电压端，另一路通过第四电容接于三极管的基极；三极管的集电极接基准电压端。

所述负载轻重锯齿波频率切换电路主要由第一比较器构成，其同向输入端一路通过第五电阻接于基准电压端，另一路通过第六电阻接地，还一路通过第七电阻和第一二极管接于其输出端；其反向输入端通过第十三电阻接往所述脉宽调制芯片的“1”脚。

所述负载轻重锯齿波频率切换电路根据负载轻重，可令所述锯齿波分别工作在80kHZ－100kHZ频率范围、40kHZ－60kHZ频率范围。

所述脉宽调制芯片的型号为UC3842。

所述第一比较器和第二比较器的型号均为LM393。

所述三极管型号为MMBT3904LT1。

与现有技术相比，本发明在现有PWM控制电路的基础上，增加了可产生方波的零电流检测开启同步电路和根据负载轻重可变换锯齿波工作频率的负载轻重锯齿波频率切换电路，并将其用于反激式开关电路。由于所述同步电路的存在，使本发明输出的PWM脉冲信号产生于以锯齿波单独工作和以方波与锯齿波迭加工作情况下，前者使电路工作在电流断续模式，后者使电路工作在电流临界模式，而且交替进行，由此使初级线圈的初级电感与初级漏感中所储存的能量在每两个PWM周期结束时几近释放完毕，从而使开关管D-S两端产生的反向电压降至电源电压的1.2-1.5倍。

当由固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路控制的反激拓扑工作在电流连续模式下时，本发明的同步电路会因无法检测到零电流信号而不能产生方波，在所述频率切换电路的工作下，可将锯齿波频率按负载轻重分别设置，从而使本发明控制的反激拓扑在任何情况下均工作在电流断续与临界模式交错进行的状态。本发明结构简单、所控制的反激拓扑开关损耗小、使用寿命长且产生的高次谐波少。

附图说明

图1是本发明电路方框图。

图2是本发明电路原理图。

图3是本发明应用于反激式开关电源拓扑中相关信号波形图。

图4是反激式开关电源拓扑（加泵式无源PFC）原理图。

图5是反激拓扑开关管D-S两端三种模式的电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施方式对本发明作进一步说明。

附图标记如下：

固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路1、锯齿波发生器2、零电流检测开启同步电路3、负载轻重锯齿波频率切换电路4、脉宽调制芯片U1、第一电压比较器U2、第二电压比较器U3、三极管Q1、辅助电源VCC、+5v基准电压VREF、脉冲宽度调制信号PWM、零电流检测开启信号ZCD、误差放大器信号EA、峰值电流检测关断信号IS。

如图1、2所示，本发明的反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块，包括现有技术中具有固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路1和产生锯齿波的锯齿波发生器2，其还包括可检测反激式拓扑电路次级线圈电流值且在该电流值为零时输出相干波的零电流检测开启同步电路3，该相干波与锯齿波经迭加后可使所述PWM控制电路1开启另一个交替的PWM信号输出，所述相干波可为方波、梯形波或三角波，其还包括当反激式拓扑电路工作在电流连续模式时，所述锯齿波采用不同频率工作的负载轻重锯齿波频率切换电路4。

所述具有固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路1主要是由固定时钟开启峰值电流关断的型号为UC3842的脉宽调制芯片U1构成，该脉宽调制芯片U1的“1”脚，一路通过第二电阻R2接于该芯片输出+5V基准电压VREF的“8”脚，另一路接反激式电路拓扑中的光电耦合器，其“2”脚和“5”脚接地，其“3”脚外接开关管的源极电阻作为IS端，“4”脚与锯齿波发生器中的第一电阻R1、第三电容C3和负载轻重锯齿波频率切换电路4第十四电阻R14相接，“6”脚为输出端，其通过第四电阻R4输出PWM调制信号，“7”脚接辅助电源VCC，“8”脚为+5V基准电压VREF输出端，第一电容C1、第二电容C2是辅助电源VCC的滤波电容，第五电容C5是+5V基准电压VREF的滤波电容。

所述锯齿波发生器2由第一电阻R1、第三电阻R3和第三电容C3组成，其中，第一电阻R1的一端接基准电压VREF端，另一端接于所述PWM控制电路1中的脉宽调制芯片的“4”脚并通过第十四电阻R14与所述频率切换电路4中的第一比较器U2的输出端相接、还通过第三电容C3与所述零电流检测开启同步电路3中三极管Q1的发射极和第三电阻R3的一端相接；第三电阻R3的另一端接地。

所述零电流检测开启同步电路3主要由型号为LM393的第二比较器U3和型号为MMBT3904LT1的三极管Q1构成，其中，第二比较器U3的同向输入端通过第十一电阻R11接往基准电压VREF端、还通过第十二电阻R12与第六电容C6的并联接地；其反向输入端通过第八电阻R8、型号为1N4148的第二二极管D2外接功率变压器的反激绕组的ZCD端，还通过第九电阻R9、型号为1N4148的第三二极管D3接所述脉宽调制芯片U1的“6”脚，又通过第十五电阻R15接地；其输出端一路通过第十电阻R10接往基准电压VREF端，另一路通过第四电容C4接于三极管Q1的基极；三极管Q1的集电极接基准电压VREF端，在三极管Q1的基极与地之间还接有一只型号为1N4148的第四二极管D4。

所述负载轻重锯齿波频率切换电路4主要由型号为LM393的第一比较器U2构成，其同向输入端一路通过第五电阻R5接于基准电压VREF端，另一路通过第六电阻R6接地，还一路通过第七电阻R7和型号为1N4148的第一二极管D1接于其输出端；其反向输入端通过第十三电阻R13接往所述脉宽调制芯片U1的“1”脚。所述负载轻重锯齿波频率切换电路4根据负载轻重，可令所述锯齿波分别工作在80kHZ－100kHZ频率范围和40kHZ—60KHZ频率范围。

名词解释：

PWM：(Pulse Width Modulation)脉冲宽度调制；

ZCD：(Zero Current Detection)零电流检测开启信号；

EA：(Error Amplifier)误差放大器信号；

IS：（I-电流S-Switch）峰值电流检测关断信号；

VREF：（V-电压REF--Reference）+5v基准电压；

VCC：辅助电源；

SAW：（Sawtooth）锯齿波信号；

SY：(Synchro)同步信号。

PFC：(Power Factor Correction)功率因素校正。

本发明的理论依据及工作原理

一、依据波的迭加原理：如果有几列波在空间相遇，那么每列波将独立地保持自己原有的特性（频率、波长、振动方向及传播方向），并不会因其他波的存在而改变，这称为波传播的独立性；而任一点的振动为各列波单独在该点引起振动的合振动，这一规律就称为波的迭加原理。

两列波在某点相遇的表达式如下：

Y_S1=A_S1*cos(ωt+Φ₁)；Y_S2=A_S2*cos(ωt+Φ₂)

在相遇点引起的分振动：

Y₁=A₁*cos（ωt+Φ₁-2πγ₁/λ₁）；Y₂=A₂*cos（ωt+Φ₂-2πγ₂/λ₂)

式中γ₁、γ₂为两个波源到干涉点的波程；λ₁、λ₂为两列波的波长；

A₁、A₂为两列波的振幅；Φ₁、Φ₂为两列波的初相位；

在相遇点引起的合振动：

Y=Y₁+Y₂=A*cos(ωt+Φ)A=√（A₁ ²+A₂ ²+2A₁A₂cosΔΦ）

ΔΦ=Φ_2-Φ_1-2π（γ₂-γ₁）/λ

所述两列波分别是锯齿波信号SAW和方波同步信号SY，这是两个PWM的开启信号；在一个IS峰值电流检测关断信号和两个PWM开启信号的作用下再加上波的独立性传播方式是产生两个PWM波形的根由，产生相干波的充要条件是ΔΦ恒定，而ΔΦ恒定的充要条件必须是输入电压恒定、负载恒定（即Ton）恒定，为了叙述方便，下面的分析和推导均是假定ΔΦ恒定。

出现两个PWM信号的根由如下：

第一步，电路启动脉宽调制芯片U1输出第一个PWM，一段时间后第一个IS峰值电流检测信号会关断第一个PWM，第一个断续模式的D-S波形出现，此时，同步电路捕捉振铃信号的第一个谷点后产生方波，第二步，该方波与锯齿波迭加后作用于脉宽调制芯片U1，迫使脉宽调制芯片U1经过死区时间后输出第二个PWM信号，同样也是一段时间后第二个IS峰值电流检测信号会关断第二个PWM，第二个临界模式的D-S波形出现；这里关键的一点是第一个同步信号产生后就出现了迭加现象，只有产生了迭加才有相干波的存在，而依据波的独立性传播的特性，它们自此便会开始各走各的路径。

锯齿波自已要走完自已的周期，即它要被充电到2.8V时（当然也还要经过死区时间）就是第三个PWM输出的开始，由于本实例有负载轻重锯齿波频率切换电路的存在，它可保证无论负载在何种状态下的每一个由锯齿波控制的PWM都是断续模式的D-S波形（也就是说给它留有足够的时间让初级电感和漏感的能量释放完毕，也正是需要这个断续模式的波形才能帮助电路释放初级电感和漏感储存的能量，降低D-S两端的反向电压）；同样由同步信号与锯齿波迭加控制的PWM按自已的路径也会出现临界模式的D-S波形，如此周而复始。

二、依据脉宽调制芯片U1的手册资料：其“4”脚外接定时电容上产生的锯齿波的上、下阀值分别设定为2.8v和1.2v；当锯齿波充电的幅度大于2.8v时，脉宽调制芯片U1内部的放电管导通，为所述定时电容提供放电回路；当其上电压小于1.2v时，所述放电管断开，此时，+5v基准电压VREF再为所述定时电容充电，其开关频率为：F_SW=1.44/R_TC_T。

三、依据RC过渡过程原理和公式I=dq/dt=Ve/R*e^-t/RC V_C=q/c=Ve*(1-e^-t/RC)变换得：

t_充=-RC*ln(1-Vc/Ve)式中Vc—定时电容所充的电压、Ve—为电源电压；

t_放=RC*lnVc，/Vc”式中V_C，—定时电容放电前的幅值、Vc”—定时电容放电后的幅值。

四、根据本发明电路结构推导对应的开关频率F_SW：

为防止反激拓扑电路进入电流连续模式状态，本发明设有负载轻重锯齿波频率切换电路4，故将锯齿波频率F_SAW和方波同步信号频率F_SY按以下两种情况设置，分别为：

负载为轻载时：锯齿波频率为F_SAW1，方波同步信号频率为F_SY1。

负载为重载时：锯齿波频率为F_SAW2，方波同步信号频率为F_SY2。

1、锯齿波SAW：

F_SAW1=1.44/（t_充1+t_放1）

F_SAW2=1.44/（t_充2+t_放2）

如图2所示，合理选择第五电阻R5、第六电阻R6和第七电阻R7阻值，可计算出图中P点、M点和N点的电位值，分别如下：

V_P=1.8v（+5v基准电压VREF经分压后）

V_M=1.8v-D1的结电压0.7v-V_R7≈1.1v

V_N下阀值=1.2vV_M＜V_N下阀值1.2v

1）负载为轻载时，EA端电位小于1.8v，第一比较器U2的输出端“1”脚输出高电平，由于第一二极管D1的隔离，故第十四电阻R14支路属断开状态。

有：t_充1=-（R1+R3）*C3*ln(1-2.8v/5v)      （1）

t_放1=[(R3+R_S)//（R1+R3）]*C3*ln2.8v/1.2v      （2）

Rs为脉宽调制芯片U1内部放电管的内阻

2）负载为重载时，EA端电位大于1.8v，第一比较器U2的输出端“1”脚输出低电平其内部的下拉三极管导通，故第十四电阻R14支路起分流作用。

A：对于N点由节点电流定律有：I_R1=I_R14+_RC-E+I_{（R3+1/ωC3）}     （3）

（忽略脉宽调制芯片U1的“4”脚比较器的输入端）

I_{（R3+1/ωC3）}=[5v/(R1+R3)]*e^-t/ττ=(R1+R3)*C3

I_{（R14+RC-E）}=V_C3/（R14+R_C-E）*e^-t/τ1.2v≤V_C3≤2.8vτ=(R1+R3)*C3

R_C-E为第一比较器U2内部下拉三极管C-E结的电阻；

B：由于V_C3=V_N=5v*R14/（R14+R1）1.2v≤V_N≤2.8v

其中第十四电阻R14的取值需让V_N的上阀值约大于2.8V，

解上式得：R14≥1.27R1            (4)

C：为了书写方便忽略R3、R_C-E，同时将（3）式对应改写为I1=I2+I3则有：I1=（5V/R1）*e^-t/τ+（V_C3/R14）*e^-t/τ

解上式可得：t_充2=-R1*C3*ln[(I1*R1*R14)/(5V*R14+V_C3*R1)]  (5)

D：为了证明t_充2＞t_充1对比（1）式和（5）可知只需证明：

|ln[(I1*R1*R14)/(5V*R14+V_C3*R1)]|＞|ln（1-2.8v/5v）|    （6）

现假定电容C3已充电到2.8V即V_C3=2.8V时       （7）

则有：I1=（5V-2.8V）/R1          （8）

将（4）、（7）、（8）式代入（6）可得：

|ln(2.2/7.2)|＞|ln（1-2.8v/5v）|

|-1.186|＞|-0.82|即t_充2＞t_充1获证。

E：t_放2={[(R3+Rs)//（R3+R14+R_C-E）]//（R1+R3）}*C3*ln2.8v/1.2v  （9）

R_C-E是第一比较器U2内部下拉三极管C-E结的电阻；

2、方波同步信号SY：

在（2）、（9）式中，由于R1＞＞R3+Rs；R14＞＞R3+Rs故可以忽略则有：t_放1≈t_放2=(R3+Rs)*C3*ln2.8v/1.2v    （10）

（10）式说明脉宽调制芯片U1的死区时间在负载轻和重两种状态下基本相等。

F_SY1=1/（t_充3+t_放3+t_放1）

F_SY2=1/（t_充3+t_放3+t_放2）

上述两式中的t_充3和t_放3为RC过渡过程，t_放1、t_放2为脉宽调制芯片U1内部的死区时间也是方波同步信号SY的稳态时间，即t_放1、t_放2决定了方波同步信号SY的宽度；由于t_放1≈t_放2，所以F_SY1≈F_SY2

本实例将方波同步信号SY的电压幅值V_SY设定在1.5v。

有：t_充3=-（R10+R3+R_be1)*C4*ln(1-V_C4/V_REF)      （11）

其中（11）中的V_C4=V_REF-V_Q1B-E-V_SY=5v-0.7v-1.5v=2.8v

（11）式中的V_C4为第四电容C4所充的电压值、V_REF为基准电压值、V_Q1B-E为三极管B-E结电压、R_be1是三极管Q1的B-E结电阻。

t_放3=（R_D4+R_U3//R10）*C4*ln2.8v/1v              （12）

（12）式中的R_U3是第二比较器U3内部下拉三极管的C-E结电阻、R_D4为第四二极管D4的电阻。

（12）式中的1v=D4的压降0.7v+Q1的C-E结电压0.3v

如图2所示，第四电容C4的充电路径：+5V基准电压VREF—第四电容C4的右端—三极管Q1的B-E结—第三电阻R3的上端—地；第四电容C4的放电路径：第四电容C4的右端—第二比较器U3内部下拉管的C-E结—地—第四二极管D4的正端—第四电容C4的左端。

通过第四电容C4的放电路径可看到其放电路径里有第四二极管D4的PN结电压0.7V与第二比较器U3下拉管的C-E结电压0.3V，所以第四电容C4放电完毕其两端的电压最小值为1V。

五：工作原理

如图2、3和图5所示，当脉宽调制芯片U1的“7”脚加上VCC，+5v基准电压VREF建立后，其“6”脚就会输出PWM，当开关管的源极电阻产生IS峰值电流检测关断信号时，开关管关断，反激开始输出功率，初级线圈向次级线圈传送能量，此时，次级线圈输出电流，当所述零电流检测开启同步电路3检测出反激电流为零时，即ZCD零电流检测开启信号出现时，第二比较器U3的输出端“7”脚便会输出一个上升沿信号（即方波同步信号SY的上升沿），+5v基准电压VREF通过第十电阻R10、第四电容C4、三极管Q1的B-E结加在第三电阻R3上，（脉宽调制芯片U1虽然没有同步端但在电容第三电容C3的下端对地串一个小电阻第三电阻R3就能加入同步信号，当然外加的方波同步信号SY的频率F_SY需大于F_SAW的10%以上）。

本发明有个特性那就是反激电路不能进入连续模式，一旦进入连续模式就不会存在相干波了，究其原由就是零电流检测开启同步电路3里第二比较器U3的反向输入端“6”脚出现下降沿的时间滞后于脉宽调制芯片U1的“4”脚的上阀值出现的时间（即锯齿波SAW充电到2.8v的时间），也就是说，脉宽调制芯片U1内部的放电管抢先导通，经过死区时间后开始输出PWM，而该PWM的开启信号是由锯齿波SAW控制开启，而不是方波同步信号SY开启的，如此一来零电流检测开启同步电路3里第二比较器U3的反向输入端“6”脚不再出现下降沿，也就是说第二比较器U3的输出端“7”脚将不会出现方波同步信号SY的上升沿了，电路将进入由脉宽调制芯片U1主导的固定时钟开启峰值电流关断的硬开关、连续模式状态。为了克服这一现象，必需让锯齿波的频率F_SAW随着负载的状态而变化。

本发明是通过检测EA端电压的变化来完成F_SAW切换，在负载较轻的时候让锯齿波工作在F_SAW1，负载较重时工作在F_SAW2，比如：当负载变轻EA端电压低于1.8v时，第一比较器U2的输出端“1”脚便会输出高电平，相干波的工作频率为F_SAW1、F_SY1，可设定在80KHZ—100KHZ；当EA端电压大于1.8v后，第一比较器U2的输出端“1”脚则输出低电平，相干波的工作频率为F_SAW2、F_SY2，可设定在40KHZ--60KHZ之间；合理选择t_放2的值可在重载时的每个由F_SY2控制的PWM周期内均能捕捉到振铃信号的第一个谷点。

当输入电压最低、负载最重就是我们所说的PWM最大时，一般Ton约为1/3*T，40KHZ时T=25us，导通时间约为8us，而Toff则还有17us，所以说还有足够的时间让初级电感的能量在Toff释放完毕，电路就不会进入连续模式，对于本发明所控电路是不能进入电流连续模式的，一旦进入电流连续模式我们就检测不到同步信号了，也就没有所述的两个波形；因此，将锯齿波按负载轻重分别设置于80KHZ—100KHZ和40KHZ—60KHZ的频率范围工作，就可使电路由电流连续模式运行于电流断续模式下。

本发明由于保留了脉宽调制芯片U1逐周峰值电流检测及逐周最大PWM关断这两个功能，所以它的性能更完善；它除了在交流90v-264v的输入范围内能输出额定功率外，同时在负载轻重锯齿波频率切换时也能稳定过渡。

本发明的技术效果：

1、由于它产生的PWM是以相干波的形式出现，受锯齿波SAW控制的是断续模式的波形、受方波同步信号SY控制的则是临界模式的谐振波形；所以***始终都是工作在断续模式与临界模式交替出现的状态；正因为有断续模式的出现才得以让变压器初级电感与初级漏感有了释放能量的时间，使开关管D-S两端的反向电压降至电源电压的1.2-1.5倍，正因为有临界模式的出现才使得整个电源***的效率高出由固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制模式电源的4-5%。

2、特别适合做泵式无源PFC+PWM拓扑，由单管完成PFC+PWM两种功能，其PF值在0.94以上，较之有源PFC+PWM拓扑的电源其电路简单，成本低廉。

3、广泛用于小于200W的消费类电源中，特别适合PC电源和LED路灯电源。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的专利保护范围。

Claims (4)

1.一种反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块，包括固定时钟开启峰值电流关断的PWM控制电路(1)和产生锯齿波的锯齿波发生器(2)，其特征在于：其还包括在反激式拓扑电路二次侧的电流值为零时，产生与所述锯齿波同步的相干波信号的零电流检测开启同步电路(3)，该相干波与锯齿波经迭加后可使所述PWM控制电路(1)开启另一个交替的PWM信号输出，所述相干波为方波、梯形波或三角波，其还包括当反激式拓扑电路工作在电流连续模式时，所述锯齿波采用不同频率工作的负载轻重锯齿波频率切换电路(4)，其中，

所述锯齿波发生器(2)由第一电阻(R1)、第三电阻(R3)和第三电容(C3)组成，其中，第一电阻(R1)的一端接基准电压(VREF)端，另一端接于所述PWM控制电路(1)中的脉宽调制芯片(U1)的“4”脚并通过第十四电阻(R14)与所述频率切换电路(4)中的第一比较器(U2)的输出端相接、还通过第三电容(C3)与所述零电流检测开启同步电路(3)中三极管(Q1)的发射极和第三电阻(R3)的一端相接；第三电阻(R3)的另一端接地；

所述零电流检测开启同步电路(3)主要由第二比较器(U3)和三极管(Q1)构成，其中，第二比较器(U3)的同向输入端通过第十一电阻(R11)接往基准电压(VREF)端、还通过第十二电阻(R12)与第六电容(C6)的并联接地；其反向输入端通过第八电阻(R8)、第二二极管(D2)外接功率变压器的反激绕组的ZCD端，还通过第九电阻(R9)、第三二极管(D3)接所述脉宽调制芯片(U1)的“6”脚，又通过第十五电阻(R15)接地；其输出端一路通过第十电阻(R10)接往基准电压(VREF)端，另一路通过第四电容(C4)接于三极管(Q1)的基极；三极管(Q1)的集电极接基准电压(VREF)端；

所述负载轻重锯齿波频率切换电路(4)主要由第一比较器(U2)构成，其同向输入端一路通过第五电阻(R5)接于基准电压(VREF)端，另一路通过第六电阻(R6)接地，还一路通过第七电阻(R7)和第一二极管(D1)接于其输出端；其反向输入端通过第十三电阻(R13)接往所述脉宽调制芯片(U1)的“1”脚；

所述脉宽调制芯片(U1)的型号为UC3842。

2.根据权利要求1所述的反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块，其特征在于：所述负载轻重锯齿波频率切换电路(4)根据负载轻重，可令所述锯齿波分别工作在80kHZ－100kHZ频率范围、40kHZ－60kHZ频率范围。

3.根据权利要求1或2所述的反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块，其特征在于：所述第一比较器(U2)和第二比较器(U3)的型号均为LM393。

4.根据权利要求1或2所述的反激拓扑断续与临界模式交错出现的PWM模块，其特征在于：所述三极管(Q1)型号为MMBT3904LT1。