发明内容
本发明要解决的技术问题是:针对含有多源干扰的非线性***的控制问题,克服现有方法的不足,提供一种基于干扰观测器的指令滤波反步控制方法,补偿***中多源干扰的等价干扰,保证闭环***的稳定性,提高***的控制精度。
本发明的技术解决方案为:一种基于干扰观测器的指令滤波反步控制方法,其特征在于包括以下步骤:
步骤1:建立多源干扰***的非线性数学模型
根据指令滤波反步法递归设计和干扰观测器整体设计两种不同的设计需求,将多源干扰***的非线性数学模型表示为两种不同的数学描述形式;
第一种是子***描述形式,如下式所示:
上述微分方程组Ξ1中每一项状态方程各自表示一个子***。其中,xi为***状态变量,i=1,...,n,x=(x1,...,xn)T代表***状态向量,fi(x)和gi(x)是***状态向量x的连续函数,u代表***控制输入信号,d1,...,dn代表每个子***中参数不确定、未建模动态和外部干扰三类干扰的等价干扰。
第二种是状态空间描述形式,如下式所示:
其中,H(x)∈Rn和Z(x)∈Rn是***状态向量x的连续非线性函数向量,Rn表示n维实数集,d代表***的等价干扰向量,d=(d1,...,dn)T。
步骤2:设计非线性干扰观测器估计***中的等价干扰
针对步骤1中建立的状态空间描述形式Ξ2中存在的等价干扰向量d,构造非线性干扰观测器为:
是等价干扰向量d的估计值,分别是子***中的等价干扰d1,...,dn的估计值。w∈Rn是非线性干扰观测器的状态,p(x)∈Rn是待设计的非线性函数向量,L(x)是非线性干扰观测器的增益矩阵,二者满足如下关系:
li,i=1,...,n是非线性干扰观测器的增益,diag{}表示对角块。在干扰有界以及干扰变化率是慢时变的条件下,即时,干扰观测器的估计误差方程可以表示为:
其中,估计误差向量e=(e1,...,en)T,估计误差i=1...,n。
步骤3:将由非线性干扰观测器得到的等价干扰估计值代入指令滤波反步控制器中,构造抗干扰指令滤波反步控制器
针对步骤1中建立的子***描述形式Ξ1,为使子***的状态变量xi在等价干扰di存在的情况下能够渐进跟踪参考信号xi,c,即跟踪误差zi=xi-xi,c渐进稳定,构造子***的虚拟控制量为:
ci为虚拟控制量的增益,等价干扰di的估计值作为补偿项代入了虚拟控制量αi中,vi为补偿跟踪误差。xi,c和为前一级子***的虚拟控制量ai-1经过指令滤波器Ξ3产生的输出,指令滤波器的状态空间和输出分别可以表示为:
其中,qi,1和qi,2是指令滤波器的状态变量,ωi和ζ分别是指令滤波器的固有频率和阻尼比,ζ=0.707,Si,M()和Si,V()分别代表幅值和速率限制函数。
经过逐步递推形成的虚拟控制量{a1,...,an}的集合即组成抗干扰指令滤波反步控制器,***的控制输入信号u=an,特别的,x1,c和为给定的参考输入指令,g0(x)=0、v0=0、ξn=0。
补偿跟踪误差vi=zi-ξi,通过引入补偿量ξi消除指令信号饱和对于跟踪误差的影响,ξi的传递函数为s表示复变量,对补偿跟踪误差求导,得到的补偿跟踪误差方程的向量形式为:
其中, 矩阵中其他位置均为0元素,补偿跟踪误差向量v=(v1,...,vn)T,估计误差向量e=(e1,...,en)T,En×n为n×n维单位阵。
步骤4:通过极点配置方法设计保证闭环复合误差***渐近稳定的指令滤波反步控制器增益ci和非线性干扰观测器增益li
将步骤3中指令滤波反步控制器的补偿跟踪误差方程和步骤2中非线性干扰观测器的估计误差方程联立得到闭环复合误差***为:
其中,A(x)为闭环复合误差***的***矩阵,用极点配置的方法通过将***矩阵A(x)的特征根配置到复平面左半开平面[-10,-100]之间的区域,得到指令滤波反步控制器增益ci和非线性干扰观测器增益li,此时***矩阵A(x)对任意状态变量x∈Rn,所有特征根都具有负实部,则可以保证闭环复合误差***是渐进稳定的,即保证干扰估计误差e和补偿跟踪误差v渐进趋近于零,实现干扰渐进估计和状态渐进跟踪,达到***的控制目标。
本发明的原理是:复杂被控对象的数学模型为非线性,且存在参数不确定、未建模动态和外部干扰等多源干扰的影响,多源干扰的存在严重影响***控制的精度和稳定度。针对非线性多源干扰***,将非线性干扰观测器和指令滤波反步法二者相结合。通过设计干扰观测器估计***受到多源干扰的等价干扰,利用反步法的递归设计特性,将各个子***的等价干扰估计值代入其虚拟控制量中,从而实现了补偿各个子***的等价干扰的目的,解决了干扰与控制输入不匹配的问题。因此基于干扰观测器的指令滤波反步控制方法可以保证多源干扰***的闭环稳定性,提高***的控制精度。
本发明与现有技术相比的优点在于:
(1)本发明与指令滤波反步控制法相比其抗干扰能力强。在***同时存在参数不确定、未建模动态和外部干扰等多源干扰的情况下,通过构造非线性干扰观测器估计多源干扰的等价干扰,并将等价干扰的估计值代入指令滤波反步控制器中,起到了干扰补偿的效果。克服了原有指令滤波反步控制法当***存在多源干扰时无法保证闭环***控制精度和稳定性的缺点。
(2)本发明利用反步法的递归特性,将等价干扰估计值代入各个子***的虚拟控制量中,补偿各个子***中的等价干扰,克服了现有的基于干扰观测器的反馈控制方法只能补偿控制输入通道的等价干扰而无法解决干扰与控制输入不匹配问题的缺点。
具体实施方式
下面将以导弹的纵向机动控制为例对本发明做进一步详细说明。本实施例的具体实现步骤如图1所示,对具体实现步骤详细说明如下:
步骤1:建立导弹***包含多源干扰的非线性数学模型
根据指令滤波反步法递归设计和干扰观测器整体设计两种不同的设计需求,将导弹俯仰平面短周期模态的非线性动力学方程表示为两种不同的数学描述形式:
第一种是二阶子***的描述形式,如下式所示:
上述微分方程组Θ1中包括x1子***:和x2子***:其中,x1=α、x2=q为***状态变量,x=(x1,x2)T为***状态向量,控制输入u=δ,α、q和δ分别为迎角、俯仰角速率和舵面偏角。 g1(x)=1、 和为***状态向量x的非线性函数,Q、S、m、M、d、VT和Iyy分别为动压、参考面积、质量、马赫数、参考长度、空速和俯仰转动惯量,Cz(x1,M)、Bz(M)、Cm(x1,M)和Bm(M)分别为迎角升力系数、舵面偏角升力系数、迎角力矩系数和舵面偏角力矩系数,是迎角x1和马赫数M的非线性函数。考虑气动系数的不确定性ΔCz(x1,M)、ΔCm(x1,M)、ΔB2(M)和ΔBm(M),以及x1、x2子***中的未建模动态ε1、ε2和阵风干扰等外部干扰k1、k2,则多源干扰的等价干扰d1和d2可以分别表示为:
第二种是状态空间描述形式,如下式所示:
其中, 为***状态向量x的非线性函数向量,d为等价干扰向量,d=(d1,d2)T。
步骤2:设计非线性干扰观测器估计***中的等价干扰
针对步骤1中建立的状态空间描述形式Θ2中存在的等价干扰向量d,构造非线性干扰观测器为:
是等价干扰向量d的估计值,和分别是x1和x2子***中等价干扰d1和d2的估计值,w∈R2是非线性干扰观测器的状态,p(x)∈R2是需要设计的非线性函数向量,R2表示二维实数集,L(x)是非线性干扰观测器增益矩阵,二者满足如下关系:
l1和l2为非线性干扰观测器增益,在干扰有界以及干扰变化率是慢时变的条件下,即时,干扰观测器的估计误差方程可以表示为:
估计误差向量e=(e1,e2)T,估计误差
步骤3:将由非线性干扰观测器得到的等价干扰估计值带入指令滤波反步控制器中,构造抗干扰指令滤波反步控制器
本实施例的描述形式Θ1仅有两个子***,因此虚拟控制量ai的一般表示形式:
仅有a1和a2两种情况,下面进行详细说明。
导弹纵向机动的控制目标是控制迎角渐进跟踪参考信号,针对步骤1中建立的子***描述形式Θ1,即***状态变量x1渐近跟踪给定的迎角参考信号x1,c,跟踪误差z1为:
z1=x1-x1,c
对z1求导得:
使跟踪误差z1渐进稳定的虚拟控制量a1为:
c1为虚拟控制量a1的控制增益,等价干扰d1的估计值作为补偿项代入虚拟控制量a1中,估计误差x1,c及其导数为给定的迎角参考信号,则公式(2)变成为:
为使***状态变量x2渐近跟踪指令信号x2,c,跟踪误差z2为:
z2=x2-x2,c
对z2求导得:
使跟踪误差z2渐进稳定的虚拟控制量a2为:
c2为虚拟控制量a2的控制增益,等价干扰d2的估计值作为补偿项代入虚拟控制量a2中,估计误差v1为补偿跟踪误差,则公式(3)变成为:
公式(2)和(3)中的指令信号x2,c及其导数由虚拟控制量a1经过指令滤波器Θ3产生的,指令滤波器的状态空间和输出分别可以表示为:
其中,q1和q2是指令滤波器的状态,ω和ζ分别是指令滤波器的固有频率和阻尼比,ζ=0.707。SM(θ)和SV(θ)分别表示变量θ的幅值和速率限制函数,SM(θ)和SV(θ)为分段函数形式:
其中,M∈R、V∈R分别代表变量θ幅值、速率的物理限制值,R表示实数集。
经过一步递推形成的虚拟控制量{a1,a2}的集合即组成抗干扰指令滤波反步控制器,***最终的控制输入u=a2。
对于跟踪误差z1和z2,引入补偿量ξ1和ξ2消除指令信号饱和对于跟踪误差的影响,经过补偿后的跟踪误差为:
其中,ξ1的传递函数s表示复变量,ξ2=0。对补偿跟踪误差v1和v2求导得:
对ξ1的传递函数做拉普拉斯反变换得到ξ2的导数公式(4)变成为:
将上述的补偿跟踪误差方程写成向量形式为:
其中补偿跟踪误差向量v和等价干扰的估计误差向量e分别为v=(v1v2)T,e=(e1e2)T;由步骤1中的描述形式Θ1可知g1(x)=1,矩阵C(x)和E分别为:
步骤4:通过极点配置方法设计保证闭环复合误差***渐进稳定的指令滤波反步控制器增益ci和非线性干扰观测器增益li
将步骤2中非线性干扰观测器的估计误差方程(1)和步骤3中指令滤波反步法的补偿跟踪误差方程(5)联立得到的闭环复合误差***为:
其中,A(x)是闭环复合误差***的***矩阵。用极点配置的方法通过将***矩阵A(x)的特征根配置到复平面左半开平面[-10,-100]之间的区域。这是因为特征根离虚轴太近,***的控制效果不明显,稳态误差大;离虚轴太远,***的暂态响应存在大超调和剧烈振荡,这两种情况都得不到理想的控制效果。综合考虑暂态响应和稳态误差,本实施例优选***矩阵A(x)的特征根λ为四重根-50,其中,矩阵C(x)的特征方程为λc 2+(c1+c2)λc+c1c2+1=0,特征根λc为二重根-50,可得λc 2+100λc+2500=0,对应指令滤波反步控制器增益c1=49、c2=51;矩阵L(x)的特征方程为(λl+l1)(λl+l2)=0,特征根λl为二重根-50,可得(λl+50)2=0,对应非线性干扰观测器增益l1=50、l2=50。此时,***矩阵A(x)的特征根都具有负实部,则可以保证闭环复合误差***是渐进稳定的,即保证干扰估计误差e和补偿跟踪误差v渐进趋近于零,实现干扰渐进估计和状态渐进跟踪,达到***的控制目标。
本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。