CN103199789B - 用于电动机的无传感器控制的方法和*** - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于电动机的无传感器控制的方法和***。提供用于控制电动机的方法和***。可以基于估计的反电动势(EMF)值而生成估计的转子磁通角位置误差，并且基于估计的转子磁通角位置误差，可以生成估计的转子磁通角位置、估计的同步电频率和/或估计的转子频率。

Description

用于电动机的无传感器控制的方法和***
技术领域
本发明总体上涉及电动机的控制。更具体地，本发明涉及一种用于电动机(例如汽车驱动***中使用的电动机)的无传感器控制的方法和***。
背景技术
近年来，技术上的进步以及风格的不断演变已导致汽车设计发生显著变化。变化之一与汽车（特别是替代燃料车辆，例如混合动力车辆、电动车辆、和燃料电池车辆）内电动***和驱动***的复杂性有关。这种替代燃料车辆通常使用电动机(或许结合另一种致动器)来驱动车轮。
传统的电机控制***通常包括反馈装置或者角位置传感器，例如解算器或编码器，以提供有关于电机的角频率(或“角速度”)和角位置信息。反馈装置及相关的接口电路增加电机控制***的成本，这些成本在大量应用例如汽车制造中会变得太高昂。此外，角位置传感器及其相关的线束增加车辆中电驱动***的复杂性和装配时间。
在汽车市场上，由燃料电池、蓄电池及包括电动机的混合动力***提供动力的电动车辆正变得越来越普遍。随着电动车辆的生产量增加，反馈装置及相关接口电路的成本将变得值得重视。因此，汽车制造商一直在努力削减成本并且减少车辆零部件的数量。除去用于电机控制***的反馈装置将导致显著降低电动车辆的成本。
现今混合动力电动车辆和电动车辆采用了许多电动机控制技术，例如电动机的矢量控制。电机矢量控制方案是计算密集型的电机控制方案，该控制方案将三相电机的相电压/相电流映射入二轴坐标***。用于使用矢量控制方案激励电动机的结构是典型的三相电源逆变器，该电源逆变器包括六个功率晶体管，该功率晶体管调整对电动机的输出电压。矢量控制需要转子的角位置信息，该角位置信息通常是经由反馈装置或角位置传感器获得。无传感器控制的目的是利用交流电机的电磁特性获得转子角位置信息，因而排除了角位置传感器及其相关接口电路。
2007年11月29日提交的标题为“用于电动机无传感器控制的方法和***”的美国专利申请公开第2009/0140676号中描述了用于电动机的无传感器控制的方法和***，该专利申请公开的全部内容以参考的方式并入本文中。用于无传感器控制的方法和***适用于永磁交流电机，例如三相永磁电机。
虽然有这些优点，但期望提供一种用于电动机无传感器控制的改进的方法和***，该方法和***可以连同包括至少永磁电机、同步磁阻电机和感应电机在内的电机使用。此外，基于后面的详细说明和所附权利要求，并且结合附图及前面的技术领域和背景技术，本发明的其它期望的特征和特点将变得显见。
发明内容
提供一种用于控制电动机的方法。基于估计的反电动势(EMF)值和估计的转子磁通角位置误差，可以生成估计的转子磁通角位置、估计的同步电频率和/或估计的转子频率中的至少两个。
本发明提供以下技术方案：
1. 一种方法，包括：
根据估计的反电动势(EMF)值而生成估计的转子磁通角位置误差；以及
根据所述估计的转子磁通角位置误差，生成估计转子磁通角位置、估计转子频率和估计同步电频率中的至少两个。
2. 如方案1所述的方法，还包括：
根据计算的磁通增量而生成估计的定子绕组磁通值；以及
根据磁通误差而生成所述估计的反电动势值，其中，所述估计的反电动势值的角度对应于所述估计的转子磁通角位置误差。
3. 如方案2所述的方法，还包括：
从测量的定子绕组磁通值减去所述估计的定子绕组磁通值，以生成所述磁通误差。
4. 如方案3 所述的方法，还包括：
根据电动机电流而生成所述测量的定子绕组磁通值。
5. 如方案4所述的方法，还包括：
根据所述电动机电流和电动机电压、所述估计的反电动势值和所述估计的定子绕组磁通值，生成所述计算的磁通增量。
6. 如方案5所述的方法，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流，其中，所述电动机电压是同步坐标系 d-轴和q-轴定子电压信号，其中，所述估计BEMF值是估计的d-轴和q-轴BEMF值，其中，所述估计的定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，对于各采样时间的计算磁通增量是计算的 d-轴和q-轴磁通增量，并且其中，所述测量的定子绕组磁通值是d-轴定子绕组磁通和q-轴定子绕组磁通。
7. 如方案1所述的方法，其中，所述估计BEMF值是估计的d-轴和q-轴BEMF值，并且其中，根据估计的反电动势(EMF)值而生成估计的转子磁通角位置误差，包括：
当所述估计q-轴反电动势值低于阈值时限制所述估计q-轴反电动势值以生成所述估计q-轴反电动势值的限制形式；以及
利用所述估计d-轴反电动势值和所述估计q-轴反电动势值计算取决于同步电频率(ωe)的极性的二维反正切函数，以生成所述估计的转子磁通角位置误差。
8. 如方案1所述的方法，其中，根据所述估计的转子磁通角位置误差而生成估计的转子磁通角位置和估计同步电频率，包括：
将复数增益应用于所述估计的转子磁通角位置误差以生成下一个PWM周期的估计同步电频率，其中，所述下一个PWM周期的估计同步电频率是：下一个PWM周期的估计转子频率、或者下一个PWM周期的估计转子频率与下一个PWM周期的估计转差频率之和；以及
根据所述下一个PWM周期的估计同步电频率，生成所述下一个PWM周期的估计转子磁通角位置。
9. 一种无传感器磁通观测器，包括：
坐标转换模块，所述坐标转换模块配置成根据估计的反电动势(EMF)值生成估计的转子磁通角位置误差；以及
角速度和角位置观测器模块，所述角速度和角位置观测器模块配置成根据所述估计的转子磁通角位置误差，生成估计转子磁通角位置、估计转子频率和估计同步电频率中的至少两个。
10. 如方案9所述的无传感器磁通观测器，其中，所述估计的反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，并且其中，k 是脉冲宽度调制(PWM)信号的各周期的采样索引。
11. 如方案9所述的无传感器磁通观测器，还包括:
磁通观测器模块，所述磁通观测器配置成根据计算的磁通增量生成估计定子绕组磁通值，并且根据磁通误差生成所述估计的反电动势值，其中，所述估计的反电动势值的角度对应于所述估计的转子磁通角位置误差。
12. 如方案11所述的无传感器磁通观测器，其中，所述估计定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，各采样时间的计算磁通增量是计算的d-轴和q-轴磁通增量。
13. 如方案11所述的无传感器磁通观测器，还包括:
加法器模块，其配置成从测量的定子绕组磁通值减去所述估计定子绕组磁通值以生成磁通误差。
14. 如方案13所述的无传感器磁通观测器，其中，所述测量的定子绕组磁通值是d-轴定子绕组磁通和q-轴定子绕组磁通。
15. 如方案13 所述的无传感器磁通观测器，还包括：
磁通模型模块，所述磁通模型模块配置成根据电动机电流生成所述测量的定子绕组磁通值。
16. 如方案15所述的无传感器磁通观测器，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流。
17. 如方案11所述的无传感器磁通观测器，还包括：
电机模型模块，所述电机模型模块配置成根据电动机电流和电动机电压、估计反电动势值和来自所述磁通观测器模块的估计定子绕组磁通值而生成所述计算的磁通增量。
18. 如方案17所述的无传感器磁通观测器，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流，其中，所述电动机电压是同步坐标系 d-轴和q-轴定子电压信号，其中，所述估计的反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，其中，所述估计定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，各采样时间的计算的磁通增量是计算的d-轴和q-轴磁通增量。
19. 一种高速无传感器磁通观测器，包括：
电机模型模块，所述电机模型模块配置成根据电动机电流和电动机电压、估计反电动势值和估计定子绕组磁通值而生成计算的磁通增量；
磁通模型模块，所述磁通模型模块配置成根据所述电动机电流生成测量的定子绕组磁通值；
加法器模块，所述加法器模块配置成将所述估计的定子绕组磁通值与所述测量的定子绕组磁通值相减以生成磁通误差；
磁通观测器模块，所述磁通观测器模块配置成根据所述计算的磁通增量生成所述估计定子绕组磁通值，并且根据所述磁通误差生成所述估计反电动势值，其中，所述估计反电动势值的角度对应于估计转子磁通角位置误差；
坐标转换模块，所述坐标转换模块配置成根据所述估计反电动势值生成所述估计转子磁通角位置误差；以及
角速度和位置观测器模块，所述角速度和位置观测器模块配置成根据所述估计转子磁通角位置误差而生成估计的转子磁通角位置、估计的转子频率、估计同步电频率中的至少两个。
20. 如方案19 所述的高速无传感器磁通观测器，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流，其中，所述电动机电压是同步坐标系 d-轴和q-轴定子电压信号，其中，所述估计反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，其中，所述估计定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，各采样时间的计算磁通增量是计算的d-轴和q-轴磁通增量，其中，所述测量的定子绕组磁通值是d-轴定子绕组磁通和q-轴定子绕组磁通。
附图说明
在下文中将结合以下附图来描述本发明，其中相同的附图标记表示相同的元件。
图1是说明同步旋转坐标系中的反电动势(EMF)投影的图示。
图2A是根据一个公开实施例的无传感器矢量控制电机驱动***的一个例子的方框图。
图2B 示出了根据一个实施例的由逆变器模块生成的PWM信号的一部分以及电流采样的示例性定时。
图3是更详细地说明图2A的电动机驱动***的一部分的一个示例性实施例的示意图，该电动机驱动***包括连接到三相交流电机的三相电压源逆变器。
图4是说明根据本发明一个实施例的配置成估计电机的转子角速度和角位置的高速无传感器磁通观测器的方框图。
图5A示出了根据一个示例性实施例的图4中所示的电机模型模块的电流转换模块。
图5B示出了根据一个示例性实施例的图4中所示电机模型模块的电压转换模块。
图5C示出了根据一个示例性实施例的图4中所示电机模型模块的磁通增量计算模块。
图6示出了图4中所示磁通模型模块和磁通误差计算模块的一个示例性实施例。
图7示出了图4中所示磁通观测器模块的磁通估计模块的一个示例性实施例。
图8示出了图4中所示磁通观测器模块的反电动势(BEMF)估计模块的一个示例性实施例。
图9 示出了图4中所示坐标转换模块以及角速度和角位置观测器模块的一个示例性实施例。
具体实施方式
本文中使用的词语“示例性”表示“用作实例、例子或说明”。下面的详细说明在本质上只是示例性的，并非意图限制本发明或者本发明的应用和使用。本文中所描述的任何“示例性”实施例不一定被解释成比其它实施例更优选或更有利。本“具体实施方式”中所描述的所有实施例均为示例性实施例，被提供用以使本领域技术人员能够实施或使用本发明并且不限制由权利要求所限定的本发明的范围。此外，本发明并非意图受前述技术领域、背景技术、发明内容或者以下详细说明中所给出的任何明示或暗示的理论的约束。
在详细说明根据本发明的实施例之前，应当注意到，实施例主要与无需使用角速度或角位置传感器而控制包括多相交流电机的多相***的操作有关的各方法步骤及各装置部件的组合而存在。应当理解的是，可以利用硬件、软件或者其组合来实施本文中所描述的本发明实施例。本文中所述的控制电路可包括各种部件、模块、电路以及其它逻辑，它们可以利用模拟和/或数字电路的组合、分立或集成的模拟或数字电子电路或者其组合来实施。本文中使用的术语“模块”是指用于执行任务的装置、电路、电气元件、和/或基于软件的部件。在一些实施例中，当执行本文中所述控制电路中的一些或全部控制逻辑时，这些控制电路可以利用一个或多个专用集成电路(ASIC)、一个或多个微处理器、和/或一个或多个基于数字信号处理器(DSP)的电路来执行。应当理解的是，本文中所描述的本发明实施例可以由一个或多个常规的处理器以及独特的存储的程序指令所构成，所述程序指令控制一个或多个处理器，以结合特定非处理器电路来执行控制多相***操作的一些、大部分或全部功能，所述多相***包括多相交流电机，而无需使用角速度/角频率或角位置传感器，如本文中所述。因此，这些功能可以看作是用于不使用角速度或角位置传感器而控制包括多相交流电机的多相***操作的方法的步骤。可替代地，部分或所有功能可以由不具有存储的程序指令的状态机来执行，或者在一个或多个专用集成电路(ASIC)中执行，其中各功能或者某些功能的一些组合以定制逻辑的形式而执行。当然，可以采用这两种方法的组合。因此，本文中将对用于这些功能的方法和装置加以描述。此外，虽然可能相当多的努力及许多设计选择由例如可用时间、当前技术和经济考虑所促使，但希望本领域技术人员在本文中所公开的概念和原理的指导下将能够以最小试验容易地制作产生这种软件指令和程序以及IC。
交流电机的类型及相应的电机参数
在详细说明公开的实施例之前，下面将对一些的不同类型的交流电机及它们的特征加以说明。
本文中使用的术语“交流(AC)电机”通常是指“使用交流电流把电能转换成机械能或者反之亦然的设备或装置”。尽管交流电机可以是交流电动机(例如，用于转换其输入处的交流电能以产生机械能或机械功率的装置)，但交流电机并不局限于交流电动机，也可以包括发电机，该发电机是用于将其原动机的机械能或机械功率转换成其输出处的交流电能或电功率。这些电机中的任何电机可以是交流电动机或交流发电机。交流电动机是由交流电驱动的电动机。
交流电机通常包括：具有通过被供给交流电流而产生旋转磁场的线圈的静止定子、以及附接到输出轴的转子。转子产生磁通，并且该转子由定子与转子磁通之间关系所决定的转矩而驱动。定子具有定子电阻(rs)和电感(Ls)。关于任何类型交流电机的可测量或确定的一些参数包括：定子端电压(vs)，该定子端电压可以分解成d-轴定子端电压(vsd)和q-轴定子端电压(vsd)；定子电流(is)，该定子电流可以分解成d-轴定子电流(isd)和q-轴定子电流(isd)；定子磁通(Ψs)，该定子磁通可以分解成d-轴定子磁通(Ψsd)和q-轴定子磁通(Ψsq)；转子磁通()，如在定子绕组处所观测的。
可以用于表征任何类型电机的性能的一些参数包括：在定子端看见的转子磁通角位置(θe)、在定子端看见的转子角位置(θr)、和以弧度/秒为单位的转子频率(ωr)。以弧度/秒为单位的转子频率(ωr)等于以弧度/秒为单位的转子角速度(ωrm)与电动机极对(PP)数量的乘积(即，ωr=ωrm×PP)。
一般可以将交流电机分类成同步交流电机或者异步交流电机。
在同步电机中，定子的旋转磁场将转矩施加在转子的磁场上，使转子稳定地旋转。由经过滑环所输送的电流或者由永久磁体产生作用于转子的磁场。因为处于稳态所以将其称为同步，转子的角速度与定子中旋转磁场的角速度匹配。同步电机可以以电源频率或电源频率的约数而精确地旋转，因为它不依赖于感应。
同步交流电机可以包括永磁交流(PMAC)电机和同步磁阻电机。PMAC电机包括表贴式永磁电机(SMPMM)和内置式永磁电机(IPMM)。同步电机具有定子电感(Ls)，该定子电感可以分解成d-轴定子电感(Ld)和q-轴定子电感(Lq)。在定子端看见的转子磁通角位置(θe)等于在定子端看见的转子角位置(θr)。在同步电机中，以弧度/秒为单位的同步电频率(ωe)等于以弧度/秒为单位的转子频率(ωr)。此外，注意到在永磁交流电机的情况下，在定子绕组处观测到的转子磁通()是由永久磁体引起的。
在异步电机中，作用于此电动机转子上的磁场是由转子中感应的电流所产生。为了达到此目的，将定子绕组布置成当通电时产生旋转磁场，该旋转磁场在转子导体中感应出电流。这些电流与旋转磁场相互作用，导致转子的旋转运动。异步电机(例如感应电机)运转得略微慢于或快于电源频率。在转子中看见的磁场角速度(转差角速度)与定子旋转场的角速度之间的比率是无单位的，并且称为转差率(slip)。异步交流电机包括感应电机。
异步交流电机具有定子电感(Ls)、转子电感(Lr)和磁化电感(Lm)。在异步交流电机中，依照以下表达式(1)定义定子瞬态电感(σLs)：
σLs = (1)
另外，就异步电机而言，定子端处的转子磁通角位置(θe)并非总是等于定子端处的转子角位置(θr)(θe≠θr)。此外，以弧度/秒为单位的同步电频率(ωe)等于以弧度/秒为单位的转子频率(ωr)与以弧度/秒为单位的转差频率(ωsl)之和(即，ωe=ωr+ωsl)。在感应电动机(IM)的情况下，在定子绕组中感应出转子磁通()。
当d-轴与转子磁通角位置(如定子绕组处所观测)对准时，可以利用以下表达式(2)和(3)来计算交流电机的定子电压(无论交流电机是何种类型)：
(2)
(3)
其中和是定子磁通，和根据电动机类型而不同。
然而，如表达式(4)和(5)中所示，可以将定子磁通(和)分解。
(4)
(5)
其中和分别被视为在不存在转子磁通的情况下d-轴和q-轴绕组处的定子绕组磁通，是由转子产生的磁通(或者换言之，转子磁通，如在定子绕组处所观测的)。
因为d-轴对准在转子磁通的空间位置，所以表达式(5)不包括任何与有关的项。表1（下面）总结了不同交流电机类型的不同磁通类型。
表1
同步交流电机 异步交流电机
d-轴绕组磁通
q-轴绕组磁通
d-轴转子磁通
表1的第一列中列出了在定子绕组处所观测的d-轴绕组磁通()、q-轴绕组磁通()和转子磁通()。就各类型的磁通而言，第二列总结了同步交流电机的一些相应电机参数，第三列总结了异步交流电动机的一些相应电机参数。在表1的第一列中，是同步电机中的励磁电流，它可以由外场调节电路(如绕线转子式同步电机的情况)或者由永久磁体(如永磁交流电机的情况) 提供。在同步磁阻电动机(亦即另一种同步电机)的情况下，没有用于转子磁通的磁体，可以依照以下表达式(6)和(7)来定义同步磁阻电动机中的表达式(4)的磁通分解：
(6)
(7)
对于同步磁阻电动机，存在为提供用于角速度和位置估计(甚至在零转矩下)的磁通所需的最小d-轴电流，并且可被视为表I中。对应于表I中的，并且只要为角速度和位置估计提供足够的电压，那么可以关于转矩而变化。
假设表I中的d-轴转子磁通缓慢地变化，以如下表达式(8)和(9)来重写表达式(2)和(3)：
(8)
(9)
是反电动势，作为表1中的d-轴转子磁通ψf乘以同步电频率ωe的乘积的结果(Esq0=ωe×ψf)。当d-轴与转子磁通角位置完全地对准时，表达式(8)不具有d-轴绕组磁通()分量。
图1是说明当估计的d-轴不完全对准真正的转子磁通位置(Δθe≠0)时同步旋转坐标系(本文中也称为同步坐标系)中的反电动势投影的图示。
在图1中，d0-轴13和q0-轴12是与实际转子磁通对准的真正轴。d-轴14和q-轴16是估计的轴。将q-轴反电动势(Esq0)矢量投影到d-轴14和q-轴16上。在图1中，使d-轴14和q-轴16相对于d0-轴13和q0-轴12以角度()18而旋转，角度()18对应于估计的转子磁通角位置误差。当在控制***中执行时，反电动势(E sq0 )矢量的估计的转子磁通角位置误差()18导致非零的d-轴定子端电压(vsd)电压和降低的q-轴定子端电压(vsd)(如下面的方程式(12)中所示)。
表达式(8)和(9)的电机方程式可以分别近似为表达式(10)和(11)。
(10)
(11)
其中d-轴反电动势()14和q-轴反电动势()16可以如下以表达式(12)和(13)表示：
(12)
(13)。
注意到表达式(10)至(13)表现了电机方程的特性，其中假设两个轴的旋转角速度与同步电频率(ωe)相同。
根据所公开的实施例，提供用于控制包括多相交流电机的多相***的操作的方法、***和装置，而不使用角速度或角位置传感器。根据一些的公开实施例，提供一种在高角速度电机运行期间用于所述***的无传感器控制的数控高速无传感器磁通观测器。
在各采样周期中电机模型基于命令的或测量的电机电压和测量电流而计算磁通增量。可以直接地测量电机电压，或者可以由电流控制器的输出获得电机电压。
磁通模型基于电机电流计算绕组磁通。可以对估计的磁通与测量的磁通进行比较以生成磁通误差。
将计算的磁通增量和磁通误差馈入磁通观测器，磁通观测器利用这些输入来估计磁通和反电动势(BEMF)。为了定时对磁通和反电动势(BEMF)测量值进行更新，磁通观测器采用用于驱动电动机的脉冲宽度调制(PWM)信号。
估计的BEMF是用于确定估计BEMF的估计角位置误差。
角速度和位置观测器利用估计BEMF的估计角度角位置误差以生成估计的转子角速度和/或估计的转子角位置。
特别地，无论电机类型(例如，同步和异步电机)或者电机相的数量如何，这些公开实施例均可以应用于估计所有类型的多相交流(AC)电机的电机角速度和转子角位置。
图2A-图9示出了无需使用角速度或位置传感器用于控制包括多相交流电机的多相***的操作的方法、***和装置的实施例。
图2A是根据一个公开实施例的无传感器矢量控制的电机驱动***188的一个例子的方框图。***188通过联接到三相交流电机140的三相脉冲宽度调制(PWM)逆变器模块134来控制三相交流电机140，因而三相交流电机140可以通过调整控制三相交流电机140的电流命令而有效地使用提供给三相PWM逆变器模块134的直流输入电压(Vdc)。在一个具体实施例中，无传感器矢量控制电机驱动***188可以用于控制混合动力电动车辆(HEV)中的转矩。
在下面对一个具体的非限制性实施例的描述中，三相交流电机140被描述成以三相交流电为动力的电机140；然而，应该认识到图示说明的实施例只是公开实施例可以应用的各类型交流电机的一个非限制性实例，此外这些公开实施例可以应用于包括少于或多于三相的任何类型的多相交流电机。
三相交流电机140经由三个逆变器极联接到三相PWM 逆变器模块134并且基于从PWM逆变器模块134中接收的三相正弦电流信号122…124而产生机械功率(转矩X角速度)。如下所述，可以在不使用角速度或位置传感器的情况下，通过使用无传感器估算技术来估计三相交流电机140的估计转子磁通角位置()173-1，如将在下面参照图4-图9所描述。
再次参照图2A，无传感器矢量控制电动机驱动***188包括同步坐标系电流调节器模块189、同步到静止转换模块192、功率变换器模块134、abc坐标系到αβ坐标系(abc到αβ)转换模块194、和静止到同步转换模块196、和高速无传感器磁通观测器162。
尽管图2A中未图示，但转矩到电流映射模块(未图示)通常接收来自高水平控制器的转矩指令信号(Te*)、高速无传感器磁通观测器模块162中生成的估计同步电频率()173-2、和直流输入电压(VDC)作为输入(连同取决于实施的可能的多个其它***参数)，并且利用这些输入生成d-轴电流指令(i sd *)188-1和q-轴电流指令(i sq *)188-2。将d-轴电流指令信号(i sd *)188-1和q-轴电流指令信号(i sq *)188-2输入到189。同步坐标系 d-轴和q-轴电流指令信号(i sd *，i sq *)188是直流指令，该直流指令随时间的变化具有恒定值。理想地，d-轴电流指令信号(i sd *)188-1和q-轴电流指令信号(i sq *)188-2将使电机140以估计同步电频率()173-2产生命令转矩(Te*)。
abc到αβ转换模块194接收从电动机 140反馈采样的测量三相静止坐标系反馈定子电流(i sa …i sc )122-123，并且将它们转换成两相电流。在一个实施例中，abc到αβ转换模块194执行abc坐标系到αβ坐标系变换以便将三相静止坐标系反馈定子电流(i sa …i sc )122-124转换成两相静止坐标系反馈定子电流(i α ，i β )139-1、139-2，例如通过计算表达式(14)中所示的下列矩阵：
(14)
abc到αβ变换在本技术领域是众所周知的，为了简洁起见将不予以详细说明。
静止到同步转换模块196提供关于转子磁通角位置的旋转变换(例如，静止到同步坐标)，从而把两相静止坐标系反馈定子电流(i α 、i β )139-1、139-2变为用作电流反馈的两相直流电流。在一个实施例中，静止到同步变换模块196接收两相静止坐标系反馈定子电流(i α ，i β )139-1、139-2和估计转子磁通角位置()173-1，并且处理(例如，旋转地变换或转换)两相静止坐标系反馈定子电流(i α 、i β )139-1、139-2以生成同步坐标系d-轴电流信号(i sd )163-1和同步坐标系 q-轴电流信号(i sq )163-2。例如，可以通过计算表达式(15)中所示的下列矩阵而执行该处理：
(15)
静止到同步转换的过程在本技术领域是众所周知的，为了简洁起见将不予以详细说明。
同步坐标系电流调节器模块189包括电流控制器190和减法模块198、200以及加法器模块202、204。
同步坐标系电流调节器模块189的减法模块198接收同步坐标系d-轴电流信号(i sd )163-1和d-轴电流指令(i sd *) 188-1，并且利用这些信号生成提供给电流控制器190的电流控制误差。类似地，同步坐标系电流调节器模块189的减法模块200接收同步坐标系 q-轴电流信号(i sq )163-2和q-轴电流指令(i sq *)188-2，并且利用这些信号生成提供给电流控制器190的电流控制误差。
电流指令与电流反馈之间的差驱动电流控制器190生成电压指令(和)，这些电压指令也是直流量。在一个实施例中，电流控制器190将这些输入转换成输出至加法器模块202、204的相应电压信号(v* sd(fb)和v* sq(fb))，其中fb是用于确认这些电压信号是来自反馈控制回路(例如，电流控制器)的电压。可以利用比例-积分(PI)控制器来实现电流到电压转换过程，比例-积分(PI)控制器在本技术领域是已知的，为了简洁起见将不予以详细说明。
加法器模块202、204对它们的各自输入进行求和，从而分别生成同步坐标系d-轴电压指令信号(v sd *)172-1和同步坐标系 q-轴电压指令信号(v sq *)172-2。在一个实施例中，在加法器模块202、204处，利用前馈项(或者解耦电压)(，)来解耦在电流控制器190输出处的由电动机内部磁通所感应的电压。可以依照以下表达式(16)和(17)，由磁通表和计算出前馈项：
(16)
(17)
尽管命令电流可在表达式(16)和(17)中使用，但在高角速度运行下利用命令电流所计算的解耦电压可能导致振荡电流控制响应。
同步坐标系电压指令信号(v sd *，v sq *)172是直流指令，该直流指令对于稳态运行随时间的变化具有恒定值。因为在同步坐标系中电流指令是直流信号，所以与交流静止坐标系电流指令相比这些直流信号更易于调节。
同步到静止转换模块192接收同步坐标系 d-轴电压指令信号(v sd *)172-1和同步坐标系q-轴电压指令信号(v sq *)172-2作为输入，连同估计转子磁通角位置()173-1，并且执行dq到αβ变换以生成α-轴静止坐标系电压指令信号(v α *)141-1和β-轴静止坐标系电压指令信号(v β *)141-2。静止坐标系α-轴和β-轴电压指令信号(v α *、v β *)141-1、141-2是在静止坐标系中，因此具有随着时间的变化以正弦波而变化的值。同步到静止转换的方法在本技术领域是众所周知的，为了简洁起见将不予以详细说明。
逆变器模块134包括αβ坐标系到abc坐标系(αβ到abc)转换模块、脉冲宽度调制(PWM)模块和三相PWM逆变器135。
αβ到abc转换模块(未图示)接收静止坐标系电压指令信号(v α *，v β *)141-1、141-2，并且基于这些信号生成发送至PWM模块(未图示)的静止坐标系电压指令信号(vsa* …vsc*)(也称为“相电压指令信号”)。αβ到abc变换在本技术领域是众所周知的，为了简洁起见将不予以详细说明。
PWM模块(未图示)控制相电压指令信号(v sa *…v sc *)的脉冲宽度调制。PWM模块基于占空比波形(在PWM模块内部生成)调整相电压指令信号(v sa *…v sc *)以生成开关矢量信号，该开关矢量信号被提供至三相PWM逆变器模块135以控制PWM逆变器 135中开关的开关状态并且在各相A、B、C中生成三相电压指令(v sa *…v sc *)。在PWM模块中执行的特定调制算法可以是包括空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)技术的任何已知的调制算法，该空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)技术通常用于控制脉冲宽度调制(PWM)以产生交流(AC)波形，该交流波形基于直流输入122以变化的角速度驱动三相交流电机140。
三相PWM逆变器模块135联接到PWM模块。三相PWM逆变器模块135接收直流输入电压(Vdc)122和开关矢量信号，并且使用它们在逆变器极生成三相交流(AC)电压信号波形((v sa …v sc ))，所述波形根据估计同步电频率()173-2以变化的角速度驱动三相交流电机140。正如本领域技术人员应理解的，必须控制三相PWM 逆变器模块135，以便在同一逆变器子模块或“脚”中的两个开关决不都接通以防止直流电源被短路。因此，在同一逆变器子模块中的开关***作使得当一个开关为“断开”时另一个开关为“接通”，反之亦然。
三相电机140接收由PWM 逆变器135所生成的三相电压信号，并且以命令转矩Te*产生电动机输出。尽管图2A中未图示，但***188也可包括齿轮，该齿轮连接到三相交流电机140的轴且由该轴所驱动。对测量的反馈定子电流(i a -i c )122-124进行感测、采样，并将其提供至abc到αβ转换模块194，如上所述。
高速无传感器磁通观测器162接收静止坐标系反馈定子电流(i α ，i β )139-1、139-2以及静止坐标系α-轴和β-轴电压指令信号(v α *，v β *)141-1、141-2，并且基于这些输入计算出估计转子磁通角位置()173-1和估计同步电频率()173-2。
现在将参照图2B对PWM信号的生成和定时加以说明。图2B示出了根据一个实施例的由逆变器模块134所生成的PWM信号202的一部分以及电流采样的示例性定时。这部分的PWM信号202包括第一周期 204、第二周期 206、和第三周期 208。注意到在图2B和图4-图9的描述中所使用的任何符号中，值k对应于PWM信号的特定采样点或特定周期。尽管信号202中的周期通常是按照相继顺序(即，k-1、k、k+1等)，但为了说明的目的，第三周期208被描述成在即将发生第一周期 204之前发生，第一周期204被描述成在即将发生第二周期206之前发生。
逆变器模块134具有由PWM导致的固有的一个周期的延迟，如果该延迟没有被说明，该延迟会导致控制和估计误差。在第三(或者第(k-1))周期208中计算出在第一(或者第k)周期204中施加给电机140的电压，并且在第k次周期的开始时被更新。对于每个周期，在其开始时施加新电压，并且同时对电机电流进行采样。例如，在第一周期204的开始，可将电机电流表示为。为形成所施加的电压是在第三(或者第(k-1))周期 208中施加的电压(即)，该电压是在第(k-2)周期(未图示)中计算出。因此，在命令电压与由磁通观测器162对该命令电压的观测之间发生两个周期的延迟。此外，尽管除静止电压外还可以对每个变量进行更新，如图2B中所示(即，在各周期的开始)，但由PWM信号202所寻找的实际平均电压则发生在各周期(或采样周期)的中点。这导致电机140的电压角的延迟，这在高频率操作期间可以进而又导致电压误差。
在描述***188的操作细节之前，将参照图3更详细地说明三相电压源逆变器135的一个示例性实施例以及三相电源该逆变器135如何连接到三相交流电机140。
图3是更详细地说明图2A的电动机驱动***188的一部分的一个示例性实施例的示意图，该电动机驱动***188包括连接到三相交流电机 140的三相电压源逆变器135。应当指出的是，图3中的三相电压源逆变器135和三相电动机140并不局限于本实施例；相反，图3只是如何可以在一个具体实施例中实施图2A中的三相电压源逆变器135和三相电机140的一个例子。
如图3中所示，三相交流电动机140具有连接到电动机端子A、B、C的三个定子或电动机绕组。流入一个电动机绕组的电流从其它两个电动机绕组中流出。三相PWM逆变器模块135包括一个电容(未图示)和三个逆变器子模块。相A、B、C逆变器子模块各自联接到电动机绕组之一。各逆变器子模块包括双开关150/156、152/158、154/160。因此，逆变器135具有六个固态可控开关装置以及六个二极管，以适当地开关电压源(VDC)122并提供三相交流电机140的定子绕组的三相通电。
所产生的相电流或定子电流(i sa -i sc )122-124流经各自的定子绕组。在每个定子绕组中产生反电动势(EMF)电压。正如本领域众所周知的，如果三相交流电机140是永磁电机，那么这些反电动势电压是由于永久磁体转子的旋转在各自定子绕组中感应出的电压。尽管未图示，三相交流电动机140可以联接到驱动轴。
尽管未图示，但闭环电动机控制器可以接收来自电机140的电机指令信号和电机操作信号，并且生成用于控制逆变器子模块内固态开关装置的开关的控制信号。通过为独立的逆变器子模块提供合适控制信号，闭环电动机控制器控制逆变器子模块内固态开关装置的开关，由此控制提供给电动机绕组的逆变器子模块的电流输出。跨电动机绕组两端的电压随时间而发生波动，这取决于逆变器模块135的逆变器子模块中的开关的打开/闭合状态。
下面将参照图4-图9对高速无传感器磁通观测器162的一些示例性实施例加以说明。
图4是说明根据本发明一个实施例的配置成估计电机140的角速度(以及同步电频率)和转子磁通位置(θe)的高速无传感器磁通观测器 162的方框图。
高速无传感器磁通观测器162包括：电机模型模块454、磁通模型模块456、加法器模块459、磁通观测器模块464、坐标转换模块470、角速度和角位置观测器模块472。
电机模型模块454接收电机电流439、电机电压441、来自磁通观测器模块464的估计BEMF 466，以及来自磁通观测器模块464的估计磁通469。到电机模型模块454的各输入具有d-轴和q-轴分量，在接下来的说明中，将电机电流439变换成同步坐标系两相反馈定子电流(i sd (k)，i sq (k))562-1、562-2(如图5A中所示)，将电机电压441变换成同步坐标系d-轴定子电压信号(v sd (k))572-1和q-轴定子电压信号(v sq (k))572-2(如图5B中所示)；并且估计的反电动势值466可以称为估计的d-轴BEMF值()466-1和估计的q-轴BEMF值()466-2，估计的磁通469也可以称为估计的d-轴定子绕组磁通()469-1和估计的q-轴定子绕组磁通()469-2)。电机模型模块454利用这些输入生成每个采样时间(或者PWM信号的每个周期)的计算的磁通增量455，这些磁通增量455被发送至磁通观测器模块464。在下面的描述中，计算的磁通增量455也可以称为计算的d-轴磁通增量()455-1和计算的q-轴磁通增量()455-2。
磁通模型模块456 接收电机电流439，将这些电流变换成同步坐标系两相反馈定子电流(i sd (k)，i sq (k))562-1、562-2，然后利用这些反馈定子电流从例如磁通表产生测量的定子绕组磁通458(对应于该电动机的测量磁通量)。下面，可以将测量的定子绕组磁通458称为d-轴定子绕组磁通()458-1和q-轴定子绕组磁通()458-2。
加法器模块459 从测量的定子绕组磁通(和)458减去估计的定子绕组磁通(和)469以生成磁通误差(和)462。根据估计定子绕组磁通469和测量定子绕组磁通458的差计算磁通误差。所得磁通误差462是用于驱动磁通观测器464，正如将在下面所描述。
在磁通观测器模块464中对磁通误差463和计算的磁通增量455进行处理。磁通观测器模块464利用磁通误差(和)462生成BEMF估计值(和)466，并且利用计算的磁通增量(()、())455生成估计的定子绕组磁通(()、())469。
在一个实施例中，当电机140是三相交流电机时，估计的定子绕组磁通469说明了由电机140定子中绕组所产生的磁通，同时排除由电机140中永久磁体所产生的磁通。估计的反电动势值466对应于由转子磁通所感应的电压。
估计的反电动势值466的角度对应于估计的转子磁通角位置误差471。
坐标转换模块470对估计反电动势值466的角信息进行处理以提取估计的转子磁通角位置误差()471。如下所述，坐标转换模块470接收估计q-轴BEMF值()466-2并且生成估计q-轴BEMF值()466-2的限制形式，然后对估计d-轴BEMF值()466-1和估计q-轴BEMF值()466-2的限制形式进行处理以生成估计的转子磁通角位置误差() 471。
然后，把估计转子磁通角位置误差471发送至角速度和角位置观测器模块472以估计转子角位置和角速度，该转子角位置和角速度在本文中称为估计转子磁通角位置()473-1和估计同步电频率()473-2。因为在角速度和位置观测器模块472 中不使用估计反电动势值466的大小来估计角速度和位置，所以转子(特别是永久磁体)的温度变化不影响估计。
电机模型的示例性实施例
在一个实施例中，可以利用电流转换模块454-1、电压转换模块454-2和磁通增量计算模块454-3来实施图4的电机模型模块454，如图5A、图5B和图5C中分别所示。
图 5A 示出了根据一个示例性实施例的图4中所示电机模型模块454的电流转换模块454-1。图5A中所示电流转换模块454-1包括电流补偿模块556、加法器558、和转换模块560。电流补偿模块556用于补偿由于使用模拟滤波器所引起的延迟。电流补偿模块556接收估计的同步电频率()473-2并将其乘以增益(等于电流角延迟因子(k i )与采样时间(T s )的乘积)以生成补偿信号557。在加法器558中从估计的转子磁通角位置()473-1中减去补偿信号557以生成调整信号559。基于调整信号559，转换模块560将静止坐标系两相反馈定子电流(i α (k)，i β (k))439-1、439-2转换成同步坐标系d-轴和q-轴电流信号(i sd (k)，i sq (k))562-1、562-2。
图5B 示出了根据一个示例性实施例的图4中所示的电机模型模块454的电压转换模块454-2。图5B中所示的电压转换模块454-2包括延迟模块564、电压补偿模块566、加法器568、和坐标转换模块571。
延迟模块564以两个周期(即)延迟静止坐标系α-轴和β-轴电压指令信号(v α * (k)，v β *(k))441-1、441-2，从而解决在指令电压与相关磁通的观测之间的两个周期滞后。在被延迟两个周期后，将静止坐标系α-轴和β-轴电压指令信号(v α *(k-2)、v β *(k-2))441-1、441-2发送至坐标转换模块571。
电压补偿模块566补偿电压角的延迟，并与运行角速度成比例。电压补偿模块566接收估计同步电频率()473-2并将其乘以增益(等于电压角延迟因子(k v )与采样时间(T s )的乘积)以生成补偿信号567。在加法器569中从估计转子磁通角位置()473-1减去补偿信号567以生成调整信号569。
坐标转换模块571对延迟的静止坐标系α-轴和β-轴电压指令信号(v α *(k)、v β *(k))441-1、441-2以及调整信号569进行处理，从而将静止坐标系α-轴和β-轴电压指令信号(v α * (k)，v β *(k))441-1、441-2转换成同步坐标系d-轴定子电压信号(v sd (k))572-1和同步坐标系q-轴定子电压信号(v sq (k))572-2。
当已把电流和电压从静止坐标系转换成同步坐标系之后，可以进一步如图5C中所示对图5A和图5B的输出进行处理。
图5C示出了根据一个示例性实施例的图4中所示的电机模型模块454的磁通增量计算模块454-3。磁通增量计算模块454-3包括加法器576、577、579、582、585、588，定子电阻值模块591、运行频率值模块592、和采样时间值模块595。
在定子电阻值模块591中将(测量的)同步坐标系 d-轴电流信号(i sd (k))562-1乘以定子电阻的电阻值()以生成电压信号574，该电压信号574说明了定子电阻两端的电压降。然后，在加法器模块577中从同步坐标系 d-轴定子电压信号(v sd (k))572-1减去电压信号574以生成净输出电压信号578，该电压信号578对定子磁通有贡献。在模块592中将估计q-轴定子绕组磁通()469-2乘以(电动机的)同步电频率()以生成交叉耦合电压信号580，该电压信号580对应于由估计q-轴定子绕组磁通469-2所感应的电压。在加法器579中，将电压信号580与净输出电压578(来自加法器577)进行求和以生成信号581。在加法器582中，在第k-1个采样周期的估计d-轴BEMF值()466-1-1与信号581进行求和以生成电压增量信号583，然后在采样时间值模块595中将电压增量信号583乘以采样周期(T s )以生成在第k个采样周期的计算的d-轴磁通增量()455-1。计算的d-轴磁通增量()455-1是预计的绕组磁通的d-轴磁通增量。
在定子电阻值模块591中将(测量的)同步坐标系q-轴电流信号(i sq (k))562-2乘以定子电阻的电阻值()以生成代表定子电阻两端之间的电压降的信号575。然后，在加法器模块576中，从同步坐标系q-轴定子电压信号(v sq (k))572-2减去电压信号575以生成净输出电压信号584。净电压584(其是来自加法器模块576的输出)对定子磁通有贡献。在操作频率值模块592中将估计d-轴定子绕组磁通()469-1乘以(电动机的)同步电频率()以生成交叉耦合电压信号586，该电压信号586对应于由估计d-轴定子绕组磁通()469-1所感应的电压。在加法器585中，从来自加法器 576的净输出电压584减去电压信号586以生成信号587。在加法器588中，从信号587减去估计q-轴BEMF值()466-2-1(在第k-t个采样周期)以生成电压增量信号589，然后在采样时间值模块 595中将该电压增量信号589乘以采样周期(T s )以生成在第k个采样周期的计算的q-轴磁通增量()455-2。计算的q-轴磁通增量()455-2是预计的绕组磁通的q-轴磁通增量。
磁通模型的示例性实施例
图6示出了图4中所示的磁通模型模块456和加法器模块459的一个示例性实施例。尽管图6中未图示，但应指出的是磁通模型模块456可以包括图5A中所示的电流转换模块454-1，该模块454-1接收电机电流439并将它们变换成被磁通模型模块456使用的同步坐标系两相反馈定子电流(i sd (k)，i sq (k))562-1、562-2。
磁通模型模块456包括磁通表模块692、694、696和加法器模块698。根据电机性质，d-轴定子磁通(Ψsd)和q-轴定子磁通(Ψsd)由于磁饱和可以是定子电流的非线性函数。在一个实施例中，利用二维磁通表来实现每个磁通表692、694、696，类似于用于饱和电动机中的解耦的磁通表。在这种情况下，二维表可以用于把同步坐标系 d-轴和q-轴电流信号(i sd (k)，i sq (k))562-1、562-2映射到d-轴定子绕组磁通()458-1和q-轴定子绕组磁通()458-2。
磁通表模块692和694使用具有不同输入的相同的d-轴表。
第一d-轴定子磁通(Ψsd)磁通表模块692接收同步坐标系 d-轴和q-轴电流信号(i sd (k)，i sq (k))562-1、562-2作为其输入，并且在运行点(i sd ，i sq )处输出d-轴定子磁通693。
第二d-轴定子磁通(Ψsd)磁通表模块694 接收同步坐标系q-轴电流信号(i sq (k))562-2作为其输入，并且输出如在定子绕组695处所观测的转子磁通()。在永磁电机的情况下，当没有d-轴电流时在定子绕组695处所观测的转子磁通()对应于d-轴定子磁通。换句话说，在永磁电机的环境中，没有d-轴电流，并且假设d-轴磁通是永久磁体磁通以便转子磁通(ψf)695可从d-轴磁通表中分离出。
在加法器模块698中，从d-轴定子磁通693减去如在定子绕组 695处所观测的转子磁通()以生成d-轴定子绕组磁通()458-1。因此，通过在加法器698中从d-轴定子磁通693减去定子绕组 695处所观测的转子磁通()，而获得d-轴定子绕组磁通()458-1。
q-轴定子磁通(Ψsq)磁通表模块696接收同步坐标系 d-轴和q-轴电流信号(i sd (k)、i sq (k))562-1、562-2作为其输入，并且输出q-轴定子绕组磁通()458-2。在永磁电机的背景中，可以直接从q-轴定子磁通(Ψsq)磁通表模块696中获得，因为永久磁体对q-轴磁通无影响(例如，q-轴磁通与永久磁体磁通无关)。
加法器模块459包括两个加法器子模块459-1、459-2。加法器子模块459-1从d-轴定子绕组磁通()458-1减去估计d-轴定子绕组磁通()469-1以生成磁通误差()462-1。加法器子模块459-2从q-轴定子绕组磁通()458-2减去估计q-轴定子绕组磁通()469-2以生成磁通误差()462-2。所得磁通误差(、)462-1、462-2是用于驱动磁通观测器464，如将在下面参照图7和图8所描述。
注意到当电机140是不饱和的时，在456处执行的处理(方框692至698)可以被方程式(18)和(19)代替。
(18)
(19)
另外，注意到当电机是异步电机时，将通过用定子瞬态电感(σLs)代替方程式(18)和(19)中的Ld和Lq而修改表达式(18)和(19)，如表1中所示。
磁通估计模块的示例性实施例
图7示出了图4中所示的磁通观测器模块464的磁通估计模块464-1的一个示例性实施例，图8示出了图 4中所示的磁通观测器模块464的BEMF估计模块464-2的一个示例性实施例。
磁通估计模块464-1包括：磁通观测器增益模块708、710、712、714，采样时间模块720，延迟模块722，和加法器728、730。
磁通估计模块464-1从电机模型模块454中接收计算的d-轴磁通增量()455-1和计算的q-轴磁通增量()455-2(第k个采样周期)，并且接收来自磁通模型模块456的磁通误差(、)462-1、462-2。在磁通观测器增益模块708、710处分别将磁通误差(、)462-1、462-2乘以磁通观测器增益和，然后将所得乘积在加法器724处相加。类似地，在磁通观测器增益模块712、714中将磁通误差(、)462-1、462-2乘以磁通观测器增益和，然后在加法器 726处将所得乘积相加。
在将加法器124和126的输出发送至加法器728和730之前，在采样时间模块720中将加法器124和126的输出乘以采样时间(T s )。加法器728和730也分别接收计算的d-轴磁通增量()455-1和计算的q-轴磁通增量()455-2。在被延迟模块722延迟一个PWM周期后，将估计定子绕组磁通和反馈入加法器728和730，作为第k-1个采样周期的估计d-轴定子绕组磁通()469-1和估计q-轴定子绕组磁通()469-2。
然后，在加法器模块 728中对计算的d-轴磁通增量()455-1、采样模块720的输出、和估计的d-轴定子绕组磁通()469-1进行求和，以生成在第k个采样周期的估计的d-轴定子绕组磁通()469-1。类似地，然后在加法器模块728中对计算的q-轴磁通增量()455-2、其它采样模块720的输出、和估计的q-轴定子绕组磁通()469-2进行求和，以产生在第k个采样周期的估计的q-轴定子绕组磁通()469-2。
BEMF估计模块的示例性实施例
现在参照图8，BEMF估计模块464-2包括：增益模块731、733，延迟模块722，加法器732、734。
增益模块731将磁通误差()462-1乘以增益(l 31 T s )以生成第一乘积。该增益是磁通观测器增益()和采样时间()的乘积。在被延迟模块722延迟一个PWM 周期后，将BEMF估计值反馈至加法器732。因此，延迟模块722延迟在第k-1个采样周期的估计d-轴BEMF值()466-1一个周期，以生成在第k个采样周期的估计d-轴BEMF值()466-1的延迟反馈形式。加法器732将第一乘积(其是由增益模块731生成)加到估计d-轴BEMF值()466-1(在第k-1个采样周期)的延迟反馈形式，以生成第k个采样周期的估计d-轴BEMF值()466-1。
类似地，增益模块733将估计的q-轴BEMF值()462-2 乘以增益(l 42 T s )以生成第二乘积。该增益是磁通观测器增益()与采样时间()的乘积。在被延迟模块722延迟一个PWM周期后，将q-轴BEMF估计值()466-2反馈至加法器734。因此，延迟模块722将在第k-1个采样周期的估计的q-轴BEMF值()466-2延迟一个周期，以生成第k个采样周期的估计q-轴BEMF值()466-2的延迟反馈形式。加法器734将第二乘积(其由增益模块733生成)加到估计的q-轴BEMF值()466-2(在第k-1个采样周期)的延迟反馈形式，以生成在第k个采样周期的估计的q-轴BEMF值()466-2。
坐标转换模块以及角速度和位置观测器模块的示例性实施例
图9 示出了图4中所示的坐标转换模块470以及角速度和位置观测器模块472的一个示例性实施例。
坐标转换模块470包括BEMF限制器模块962和角位置误差模块964。
角位置误差模块964接收估计d-轴BEMF值()466-1和估计q-轴BEMF值()466-2的限制形式，并且将估计转子磁通角位置误差()471输出至角位置观测器模块472。在一个实施例中，角位置误差模块 964 根据估计同步电频率()的极性并利用可由如下表达式(20)和(21)所表示的二维反正切函数，计算出估计的转子磁通角位置误差()471：
(20)
(21)
如果估计的同步电频率()确切地为零，那么可以不观测所述***，并且可以不确定估计的转子磁通角位置误差()471。
在低角速度下，估计的q-轴BEMF值()466-2可能过低以致不能被使用，因此如果基于电机140的磁通低于特定角速度则会被BEMF限制器模块962所限制。BEMF限制器模块962 接收估计的q-轴BEMF值()466-2并且把估计q-轴BEMF值()466-2的限制形式输出至角位置误差模块964。可以用如下表达式(22)表示该限制：
(22)
如果角速度过低，则由于PWM 逆变器所造成的电压畸变因而反电动势估计的品质会较差。因此，在这些运行情况下，可以用恒定值代替方程式(20)和(21)中的估计q-轴BEMF值()466-2，以致将估计的转子磁通角位置误差()471限制成一个有限值。当电机140是永磁电机时，除了在低角速度下(其中的绝对值受BEMF限制器模块962的限制)以外，角位置误差模块964提供稳健信号，从而不论永久磁体的强度如何而跟踪电机的角速度和位置，所述稳健信号受运行温度和角运行速度的影响。因此，无论电机140的运行条件如何，均可以估计电机140的角位置和角速度。
一旦利用表达式(20)或(21)确定了估计转子磁通角位置误差()471，那么472可以生成下一个PWM周期的估计同步电频率()473-2、以及下一个PWM周期的估计转子磁通角位置()473-1。
角速度和位置观测器472包括增益模块966、968和970，延迟模块972，采样时间模块974，角位置限制器模块976，和加法器模块978-986。角速度和位置观测器472调整估计的同步电频率和转子磁通角位置以便最终或者理想地驱使估计转子磁通角位置误差()471输入为零。
增益模块966、968、970(g 1 ，g 2 ，g 3 T s )决定角速度和位置观测器472的动态行为。第一增益模块966将估计的转子磁通角位置误差()471乘以第一增益(g 3 T s )以生成第一乘积。第一延迟模块972生成第一和的延迟一个周期的形式，并且第一加法器模块978将第一乘积与第一和的延迟一个周期的形式进行求和以生成第一和。第二增益模块968(g 2 )将估计的转子磁通角位置误差()471乘以第二增益(g 3 T s )以生成第二乘积。第二加法器模块980将第二乘积与第一和进行求和以生成第二和。然后，在第一采样时间模块974中将第二和乘以采样时间间隔(T s )以生成第三乘积。第二延迟模块972生成第三和的延迟一个周期的形式，第三加法器模块982将第三乘积与第三乘积的一个周期延迟形式进行求和以生成第三和。第三增益模块970将估计的转子磁通角位置误差()471乘以第三增益(g 1 )而生成第四乘积。第四加法器模块984将第四乘积与第三和进行求和以生成第四和。该第四和是对于下一个PWM 周期的估计转子频率()。
如上所述，角速度和位置观测器模块472既可以结合同步电机使用，又可以结合异步电机使用。在异步电机(例如感应电机)的情况下，转子角速度不同于旋转磁通的角速度(或者磁通角速度)(ωe)。为了获得异步电机的磁通角速度，应当加入转差频率(ωsl)。可以依照下面的表达式(23)计算转差频率，并且依照下面的表达式(24)，转子角速度与转差频率的和得出磁通角速度。
(23)
(24)
相反，对于同步电机(例如，表贴式永久磁体(SMPM)电动机、内置式永磁(IPM)电机、或者同步磁阻电动机)而言，可以将表达式(24)的转差频率(ωsl)设为零。
因此，第五加法器模块985将下一个PWM周期的估计转子频率()与下一个PWM周期的估计转差频率()进行求和，以生成下一个PWM周期的估计同步电频率()473-2。就异步电机而言，以弧度/秒为单位的同步电频率(ωe)等于以弧度/秒为单位的转子频率(ωr)与以弧度/秒为单位的转差频率(ωsl)的和(即，ωe=ωr+ωsl)。因此，当电机140是异步电机时，必须考虑下一个PWM周期的估计转差频率()。当电机140是同步电机时，下一个PWM周期的估计转差频率()将必须等于零(0)。
第二采样时间模块974、第六加法器模块986、角位置限制器模块976、第三延迟模块972共同地构成积分器，该积分器对下一个PWM周期的估计同步电频率()473-2进行积分 ，以生成下一个PWM周期的估计转子磁通角位置()473-1。
为了进一步说明，第二采样时间模块974将下一个PWM周期的估计同步电频率()473-2乘以采样时间间隔(T s )以生成第五乘积。第三延迟模块972生成下一个PWM周期的估计转子磁通角位置()473-1的延迟一个周期的形式，第六加法器模块986将第五乘积与下一个PWM周期的估计转子磁通角位置()473-1的延迟一个周期的形式进行求和以生成第五和(即，下一个PWM周期的估计转子磁通角位置()473-1的积分值)。角位置限制器模块976将第五和限制在电角度的±180°内。然后，在下一个采样周期，使用下一个PWM周期的估计同步电频率()473-2和下一个PWM周期的估计转子磁通角位置()473-1以符合定时序列。
在一个示例性实施例中，可以在各运行环境(例如混合动力/电动车辆(HEV))中实现多相电机。现在将进行描述的示例性实施例中，控制技术和科技将被描述成应用于混合动力/电动车辆。然而，本领域技术人员将认识到相同或类似的技术和科技可以应用于其它***的环境，其中期望无需使用角速度或位置传感器，控制包括多相交流电机的多相***的操作。在这方面，本文中所公开的任何概念通常可应用于“车辆”并且本文中所使用的术语“车辆”广义地指代非生命的具有交流电机的运输机构。此外，术语“车辆”并不受任何具体的推进技术例如汽油或柴油燃料的限制。相反，车辆还包括混合动力车辆、蓄电池电动车辆、氢燃料电池车、以及使用各种其它替代燃料运行的车辆。
此外，上述电机以及功率变换器可具有不同数量的相，例如二相或更多的相。可以使用其它形式的动力源，例如电源和载荷，包括二极管整流器、可控硅变流器、燃料电池、电感器、电容、和/或其任意组合。
虽然在前面的详细说明中给出了至少一个示例性实施例，但应该认识到的是还存在大量的变型。也应认识到的是，这些示例性实施例只是例子，并非意图限制本发明的范围、应用或构造。相反，前面的详细说明将为本领域技术人员提供用于实施示例性实施例的方便的路线图。应当理解的是，在不背离所附权利要求中所陈述的本发明范围及其法律等同物的情况下，可以对各元件的功能和布置做出各种变化。

Claims (20)

1.一种用于控制电动机的方法，包括：
根据估计的反电动势值而生成估计的转子磁通角位置误差；以及
根据所述估计的转子磁通角位置误差，生成下一个PWM周期的估计转子频率、通过将下一个PWM周期的估计转子频率与下一个PWM周期的估计转差频率求和得到的下一个PWM周期的估计同步电频率、和基于所述下一个PWM周期的估计同步电频率的下一个PWM周期的估计转子磁通角位置。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
根据计算的磁通增量而生成估计的定子绕组磁通值；以及
根据磁通误差而生成所述估计的反电动势值，其中，所述估计的反电动势值的角度对应于所述估计的转子磁通角位置误差。
3.如权利要求2所述的方法，还包括：
从测量的定子绕组磁通值减去所述估计的定子绕组磁通值，以生成所述磁通误差。
4.如权利要求3 所述的方法，还包括：
根据电动机电流而生成所述测量的定子绕组磁通值。
5.如权利要求4所述的方法，还包括：
根据所述电动机电流和电动机电压、所述估计的反电动势值和所述估计的定子绕组磁通值，生成所述计算的磁通增量。
6.如权利要求5所述的方法，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流，其中，所述电动机电压是同步坐标系 d-轴和q-轴定子电压信号，其中，所述估计的反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，其中，所述估计的定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，对于各采样时间的计算磁通增量是计算的 d-轴和q-轴磁通增量，并且其中，所述测量的定子绕组磁通值是d-轴定子绕组磁通和q-轴定子绕组磁通。
7.如权利要求1所述的方法，其中，所述估计的反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，并且其中，根据估计的反电动势值而生成估计的转子磁通角位置误差，包括：
当所述估计q-轴反电动势值低于阈值时限制所述估计q-轴反电动势值以生成所述估计q-轴反电动势值的限制形式；以及
利用所述估计d-轴反电动势值和所述估计q-轴反电动势值计算取决于同步电频率(ωe)的极性的二维反正切函数，以生成所述估计的转子磁通角位置误差。
8.如权利要求1所述的方法，其中，根据所述估计的转子磁通角位置误差而生成估计的转子磁通角位置和估计同步电频率，包括：
将复数增益应用于所述估计的转子磁通角位置误差以生成下一个PWM周期的估计同步电频率。
9.一种无传感器磁通观测器，包括：
坐标转换模块，所述坐标转换模块配置成根据估计的反电动势值生成估计的转子磁通角位置误差；以及
角速度和角位置观测器模块，所述角速度和角位置观测器模块配置成根据所述估计的转子磁通角位置误差，生成下一个PWM周期的估计转子频率、通过将下一个PWM周期的估计转子频率与下一个PWM周期的估计转差频率求和得到的下一个PWM周期的估计同步电频率、和基于所述下一个PWM周期的估计同步电频率的下一个PWM周期的估计转子磁通角位置。
10.如权利要求9所述的无传感器磁通观测器，其中，所述估计的反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，并且其中，k 是脉冲宽度调制(PWM)信号的各周期的采样索引。
11.如权利要求9所述的无传感器磁通观测器，还包括:
磁通观测器模块，所述磁通观测器配置成根据计算的磁通增量生成估计定子绕组磁通值，并且根据磁通误差生成所述估计的反电动势值，其中，所述估计的反电动势值的角度对应于所述估计的转子磁通角位置误差。
12.如权利要求11所述的无传感器磁通观测器，其中，所述估计定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，各采样时间的计算磁通增量是计算的d-轴和q-轴磁通增量。
13.如权利要求11所述的无传感器磁通观测器，还包括:
加法器模块，其配置成从测量的定子绕组磁通值减去所述估计定子绕组磁通值以生成磁通误差。
14.如权利要求13所述的无传感器磁通观测器，其中，所述测量的定子绕组磁通值是d-轴定子绕组磁通和q-轴定子绕组磁通。
15.如权利要求13 所述的无传感器磁通观测器，还包括：
磁通模型模块，所述磁通模型模块配置成根据电动机电流生成所述测量的定子绕组磁通值。
16.如权利要求15所述的无传感器磁通观测器，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流。
17.如权利要求11所述的无传感器磁通观测器，还包括：
电机模型模块，所述电机模型模块配置成根据电动机电流和电动机电压、估计反电动势值和来自所述磁通观测器模块的估计定子绕组磁通值而生成所述计算的磁通增量。
18.如权利要求17所述的无传感器磁通观测器，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流，其中，所述电动机电压是同步坐标系 d-轴和q-轴定子电压信号，其中，所述估计的反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，其中，所述估计定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，各采样时间的计算的磁通增量是计算的d-轴和q-轴磁通增量。
19.一种高速无传感器磁通观测器，包括：
电机模型模块，所述电机模型模块配置成根据电动机电流和电动机电压、估计反电动势值和估计定子绕组磁通值而生成计算的磁通增量；
磁通模型模块，所述磁通模型模块配置成根据所述电动机电流生成测量的定子绕组磁通值；
加法器模块，所述加法器模块配置成将所述估计的定子绕组磁通值与所述测量的定子绕组磁通值相减以生成磁通误差；
磁通观测器模块，所述磁通观测器模块配置成根据所述计算的磁通增量生成所述估计定子绕组磁通值，并且根据所述磁通误差生成所述估计反电动势值，其中，所述估计反电动势值的角度对应于估计转子磁通角位置误差；
坐标转换模块，所述坐标转换模块配置成根据所述估计反电动势值生成所述估计转子磁通角位置误差；以及
角速度和位置观测器模块，所述角速度和位置观测器模块配置成根据所述估计转子磁通角位置误差而生成下一个PWM周期的估计转子频率、通过将下一个PWM周期的估计转子频率与下一个PWM周期的估计转差频率求和得到的下一个PWM周期的估计同步电频率、和基于所述下一个PWM周期的估计同步电频率的下一个PWM周期的估计转子磁通角位置。
20.如权利要求19 所述的高速无传感器磁通观测器，其中，所述电动机电流是同步坐标系两相反馈定子电流，其中，所述电动机电压是同步坐标系 d-轴和q-轴定子电压信号，其中，所述估计反电动势值是估计的d-轴和q-轴反电动势值，其中，所述估计定子绕组磁通值是估计的d-轴和q-轴定子绕组磁通，其中，各采样时间的计算磁通增量是计算的d-轴和q-轴磁通增量，其中，所述测量的定子绕组磁通值是d-轴定子绕组磁通和q-轴定子绕组磁通。
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