CN103078545A - 一种独立或并网双模逆变器的控制电路及切换方法 - Google Patents

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CN103078545A CN2013100145311A CN201310014531A CN103078545A CN 103078545 A CN103078545 A CN 103078545A CN 2013100145311 A CN2013100145311 A CN 2013100145311A CN 201310014531 A CN201310014531 A CN 201310014531A CN 103078545 A CN103078545 A CN 103078545A
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Abstract

本发明公开了一种独立/并网双模逆变器的控制电路及切换技术，并网运行时采用加电网电压前馈的电流环PI控制方式，使并网电流与电网电压同幅、同频、同相；独立运行时采用带前馈的电压环PI控制方式，控制目标为逆变器输出电压的幅值和频率满足负载需求。双模式控制策略的实现使用软硬件结合方法，微控制器提供载波时钟信号、基准正弦波数据表、软件锁相控制和模式选择信号，控制电路包括三角载波生成、参考正弦波生成、电流电压反馈环节、死区设置和单倍频SPWM调制电路。本发明提出的方法降低逆变器的设计难度，且微处理器软件编程简单，控制环节延迟小，并能够实现独立/并网双模式的无缝平滑切换，工作稳定可靠。

Description

一种独立或并网双模逆变器的控制电路及切换方法
技术领域
本发明涉及一种独立/并网双模逆变器的控制电路及切换方法，属于新能源发电技术领域。
背景技术
诸如光伏发电、风力发电等分布式发电单元具有清洁无污染等优点，是未来解决能源和环境问题的重要途径之一。随着新能源发电技术的不断发展，能够整合各种分布式能源的微电网是节省投资、改善电网稳定性和提高电能质量的一个有效途径。分布式发电***中的电源通常有独立发电和并网发电两种工作模式。在能源充足的情况下，***工作在并网模式，除了保证本地负载正常工作外，还可以把多余的电能输送给电网，以高效率地利用能源；在能源不充裕的情况下，***切换到独立工作模式，给本地负载供电。
在并网工作模式下，逆变器的输出电压被电网电压箝位而不可控，需要由电流环来控制进网电流，采用为电流控制方式；在独立工作模式下，则需要逆变器的输出电压由电压环控制，采用为电压控制方式。逆变器必须准确快速地完成两种控制方式的转换，减小切换过程中的电流、电压冲击，实现无缝平滑切换，防止负载损坏和安全事故。
现今市场上还没有成熟的独立/并网双模式逆变器，能够同时满足独立发电和并网发电的性能要求并进行快速有效的模式切换，而复杂的理论控制策略不适用于开发稳定可靠的产品。
发明内容
本发明的目的是提供一种***软硬件设计简单、控制环节延迟小、能够无缝平滑进行双模式转换的独立/并网双模逆变器的控制电路及其切换方法。
为了达到上述目的，本发明的一个技术方案是提供了一种独立或并网双模逆变器的控制电路，包括H桥逆变器，H桥逆变器输出的交变电压经LC滤波器后得到用于独立或并网发电的正弦波电流，其特征在于，还包括：
信号采集调理单元，由信号采集调理单元采用得到逆变器输出电压uo、逆变器输出电流io及电网电压ug；
微控制器单元，根据外部命令、或逆变器输出电压uo的频率和相位、或逆变器输出电流io的频率和相位控制模式选择单元在并网模式与独立模式之间切换，并在并网模式下根据电网电压ug的幅值、频率及相位控制正弦波发生单元产生基准正弦波，或在独立模式下控制正弦波发生单元产生幅值满足负载要求的基准正弦波，同时，由微控制器单元控制三角波产生电路产生一组设定频率的三角载波及另一组与其反相的三角载波；
电压环PI控制单元及电流环PI控制单元，在独立模式下，电压环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元导通，电流环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元截止，由电压环PI控制单元根据逆变器输出电压uo对正弦波发生单元产生的基准正弦波进行调整后送入死区设置单元；在并网模式下，电流环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元导通，电压环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元截止，由电流环PI控制单元根据逆变器输出电流io及电网电压ug对正弦波发生单元产生的基准正弦波进行调整后送入死区设置单元；
单极性倍频式SPWM调制控制单元，根据死区设置单元得到的正弦波及三角波产生电路得到两组三角载波产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号控制H桥逆变器。
优选地，所述电流环PI控制单元包括第一比较器、第一PI控制器、第二比较器及P控制器，第一比较器的输入端连接分别连接所述信号采集调理单元的逆变器输出电流io输出端及所述模式选择单元，第一比较器的输出端连接第一PI控制器的输入端，第二比较器的输入端分别连接第一PI控制器的输出端及P控制器的输出端，在并网模式下由第二比较器的输出端输出调整后的正弦波输入所述模式选择单元，P控制器的输入端连接所述信号采集调理单元的电网电压ug的输出端。
优选地，所述电压环PI控制单元包括第三比较器及第二PI控制器，第三比较器的输入端分别连接所述信号采集调理单元的逆变器输出电压uo及所述模式选择单元，第三比较器的输出端连接第二PI控制器的输入端，第二PI控制器的输出端连接所述模式选择单元。
优选地，所述微控制器单元包括过零检测单元及微控制器，通过过零检测单元捕获所述逆变器输出电压uo、逆变器输出电流io及电网电压ug的过零点从而分别确定其频率和相位，微控制器采用数字锁相环(DPLL)跟踪所述电网电压ug的频率和相位，工作于并网模式时，微控制器调整存储其中的基准正弦波数据表的调制比使其跟踪电网电压ug的幅值，同时调整查表指针使其与电网电压ug同频同相，工作于独立模式时，使用给定调制比下的基准正弦波数据表，使其满足负载要求。
优选地，所述微控制器采用孤岛保护策略，根据所述逆变器输出电压uo的频率及相位和/或所述逆变器输出电流io的频率及相位产生各类故障报警信号并封锁所述单极性倍频式SPWM调制控制单元。
优选地，所述三角波产生电路包括积分电路及反相电路，所述微控制器单元向积分电路提供预设频率的方波信号，该方波信号经过积分电路后产生一组设定频率的三角载波，该三角载波经过反相器得到另一组与其反相的三角载波。
优选地，所述单极性倍频式SPWM调制控制单元包括单极性倍频式SPWM调制单元、与非门、电平转换电路、光耦隔离电路及驱动电路，由所述死区设置单元输出的正弦波及所述三角波产生电路产生的两组三角载波输入单极性倍频式SPWM调制单元后产生4路双极性PWM波形信号，4路双极性PWM波形信号经与非门后后输入电平转换电路转换成4路单极性PWM波形信号，再经光耦隔离电路及驱动电路后驱动所述H桥逆变器。
本发明的另一个技术方案是提供了一种上述的独立或并网双模逆变器的控制电路的切换方法，其特征在于，从独立模式切换到并网模式的步骤为：当微控制器单元接收到并网发电运行信号后，检测电网电压ug是否满足并网要求，若满足，则控制电路工作在并网模式，由微控制器单元根据电网电压ug的幅值、频率及相位通过正弦波发生单元产生基准正弦波，由电流环PI控制单元结合逆变器输出电流io及电网电压ug对基准正弦波进行调整后通过单极性倍频式SPWM调制控制单元产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，从而使H桥逆变器输出的电压幅值、频率、相位与电网电压ug一致，然后将H桥逆变器从电压型控制模式切换为电流型控制模式，电流给定等于负载上的电流，最后合上第一并网开关及第二并网开关，缓慢增大电流基准幅值至给定值同时调整输出电流与电网电压ug同频同相；
从并网模式切换到独立模式的步骤为：当微控制器单元接收到独立发电运行信号或电力孤岛故障信号，则关断第一并网开关及第二并网开关，然后检测负载的电压幅值、频率及相位，在进网电流过零点时把H桥逆变器控制方式由从电流型控制模式切换为电压型控制模式，微控制器单元控制正弦波发生单元产生幅值满足负载要求的基准正弦波，由电压环PI控制单元结合逆变器输出电压uo对基准正弦波进行调整后通过单极性倍频式SPWM调制控制单元产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，使得H桥逆变器的输出电压调整到给定值，保持H桥逆变器持续稳定工作。
采用上述技术方案，本发明能够实现独立/并网两种发电运行状态，且能够降低***设计难度，使微处理器软件编程简单，控制环节延迟小，并能够实现独立/并网双模式的无缝平滑切换，工作稳定可靠。
附图说明
图1为本发明的DC/AC逆变控制电路结构框图；
图2为本发明的逆变器独立运行电压控制框图；
图3为本发明的逆变器独立运行电流控制框图；
图4为本发明的三角载波生成电路图；
图5为本发明的参考正弦波生成电路图；
图6为本发明的独立/并网逆变的反馈补偿网络电路图；
图7为本发明的死区控制和单极性倍频SPWM调制电路图；
图8为本发明的独立/并网双模式切换的控制流程图。
具体实施方式
为使本发明更明显易懂，兹以优选实施例，并配合附图作详细说明如下。
下面结合附图进一步对本发明进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。应理解，以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
如图1所示，主功率电路中直流母线电压Uc输入经电容C1稳压，送由开关管Q1至Q4组成的H桥逆变器，输出的交变电压经由电感L1、电感L2及电容C2组成的LC滤波器得到正弦波电流，用于独立或并网发电。在本发明提供的控制电路中，把经霍尔传感器和滤波调理电路(即图1中的信号采样调理电路)采样得到的逆变器输出电压u0、逆变器输出电流i0、电网电压ug送至微处理器(型号为ATEMGA64)的A/D转换模块。过零检测单元用于捕获逆变器输出电压u0、逆变器输出电流i0及电网电压ug信号波形的过零点，来确定其频率和相位。微处理器采用数字锁相环DPLL，用于存储在微处理器内的基准正弦波数据表能够跟踪电网电压ug的频率和相位，以及检测逆变器输出电压u0及逆变器输出电流i0的频率和相位来判定其是否满足并网要求或者是否存在电力孤岛，来进行故障保护和切换操作。本发明采用单极性倍频式SPWM调制方式，由微处理器的定时器产生方波信号为三角波产生电路提供时钟频率，然后方波信号经过三角波产生电路的积分电路产生一组三角载波，同时该三角载波经过三角波产生电路的反相器得到另一组反相的三角载波。微处理器根据存储的基准正弦波数据表中的相应数据控制DAC芯片产生参考正弦波，当运行在独立模式时，使用给定调制比下的基准正弦波数据表，满足负载要求即可；当运行在并网模式时，调整该基准正弦波数据表的调制比使其跟踪电网电压ug幅值，调整查表指针使其与电网电压ug同频同相。独立逆变的反馈补偿网络使用电压反馈调节，并网逆变的反馈补偿网络中采用电流反馈调节，由微处理器控制模式选择单元来选择所需模式。经相应的PI控制器调整后的正弦调制波经过跟随电路后经过死区控制电路，通过死区控制电路的电阻的分压，在正弦调制波上叠加一个提升和降低直流电平，依次抬升和降低调制信号，得到的两个新的正弦波作为新的正弦调制信号，在单极性倍频式SPWM调制控制单元内，将2路正弦调制信号分别跟2组三角载波经过比较器后，再经过信号封锁保护电路，形成4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，然后送至光耦隔离和驱动电路控制从而控制开关管Q1至Q4的通断，实现H桥逆变器的控制策略。
如图2所示，当H桥逆变器独立运行时，采用电压控制模式向负载提供稳定的正弦波电压，采用带前馈的电压环PI控制，逆变器输出电压u0的反馈与DAC芯片产生的正弦波参考电压信号uVref通过第三比较器作比较，误差信号经过第三PI控制器后经过死区设置电路，得到两路正弦调制信号，再经过比较器与两组三角载波作比较产生4路PWM信号驱动开关管Q1至Q4。其中，K表示电压前馈系数，Kp表示比例环节系数、Ki表示积分环节系数、s表示拉普拉斯算子、KPWM表示逆变器增益、T表示逆变器时间常数、uab为H桥输出电压、L表示滤波电感、R表示阻尼电阻、C表示滤波电容、Hv(S)表示电压反馈环节传递函数。
如图3所示，当H桥逆变器并网运行时，采用电流控制模式向负载提供稳定的正弦波电流，采用加电网电压前馈的电流环PI控制方式，逆变器输出电流i0的反馈先与DAC芯片产生的正弦波参考电压信号uIref通过第一比较器作比较，误差信号经过第一PI控制器后，第一PI控制器的输出信号与经过P控制器的电网电压ug的反馈再作比较，得到的误差信号经过死区设置电路后，得到两路正弦调制信号，再经过比较器与两组三角载波作比较产生4路PWM信号驱动开关管Q1至Q4。其中，Hi(S)表示电流反馈环节传递函数。
如图4所示，SYN_CN为微处理器的定时器T1产生的16KHZ方波信号，经电容C7后，为由电阻R12、运放TL082(U3B)、电阻R13及电容C9构成的积分电路提供同步信号，产生三角载波CARRIER0。三角载波CARRIER0同时经过由运放TL082(U3A)、电阻R15及电阻R16构成的反相器得到反相后的三角载波CARRIER1。
如图5所示，正弦波是由微处理器控制DAC芯片DAC7513(U1)产生的。微处理器与DAC7513(U1)之间采用SPI串口通信，图5中的片选信号S_SS(低电平有效)、同步时钟信号S_CLK及数据信号S_DATA由微处理器的相应引脚给出，利用TL431/S(二极管D1)为DAC芯片DAC7513(U1)提供2.5V的基准电压，DAC芯片的输出信号经过由两片运放TL082(U2A、U2B)构成的放大器放大后得到标准的正弦波参考信号。正弦波参考信号的幅值、频率、相位均可由微处理器中存储的正弦基准数据表进行设置。
如图6所示，本发明使用的模式选择单元使用模拟开关UC4053(U4)，图中，MOD_SEL为模式选择信号，REF_SIN为通过DAC芯片DAC7513(U1)得到的参考正弦信号，EA_OUT为误差信号，IL_SENSE为输出电流反馈信号(即逆变器输出电流i0)，VC_SENSE为输出电压反馈信号(即逆变器输出电压u0)。该部分电路的工作原理为：①当模式选择信号MOD_SEL＝1时，三极管Q1导通，引脚A＝引脚B＝0，引脚C＝0，则通道ax及通道bx打开，参考正弦信号REF_SIN由模拟开关UC4053(U4)的a端输入，ax端输出，与输出电压反馈信号VC_SENSE作比较。再经图中所示由电阻R32、电阻R33、运放U7、电阻R34电阻R35、电容C26及电容C27、二极管ZY6V2(D6)、二极管ZY6V2(D7)及电阻R37组成的运放电路调理后得到信号EA_OUT_av，该信号EA_OUT_av从模拟开关UC4053(U4)的bx端输入，从b端输出，形成误差信号EA_OUT，此时为独立运行模式；②当模式选择信号MOD_SEL＝0时，三极管Q1关断，引脚A＝引脚B＝1，引脚C＝0，则通道ay及通道by打开。参考正弦信号REF_SIN由模拟开关UC4053(U4)的a端输入，ay端输出，与输出电流反馈信号IL_SENSE作比较，经图中所示的由运放U5及其***电路及运放U6及其***电路组成的运放调理电路后，形成信号EA_OUT_by，信号EA_OUT_by从模拟开关UC4053(U4)的by端输入，b端输出，形成正弦调制波信号EA_OUT，此时为并网运行模式。
在独立逆变的反馈补偿网络中，VC_SENSE是输出电压反馈信号(即逆变器输出电压u0)，VREF_VSIN是电压环给定参考正弦波电压(即由DAC芯片DAC7513(U1)给出的正弦波参考信号)，EA_OUT为正弦调制波信号。独立逆变时采用电压环反馈，补偿网络是带前馈的PI调节，由运放OP07(U7)、电阻R32、电阻R33、电阻R34、电阻R35、电容C26、电容C27组成的比例积分电路设置，跟一般的PI调节相比，带前馈控制的PI调节增强了***稳态时对负责扰动的抗干扰能力，特别是在空载、轻载启动时或者是负载突变时，能很快调节输出电压，改善***稳定性能。
并网逆变的反馈补偿网络中IL_SENSE是并网电流的反馈信号(即逆变器输出电流i0)，VREF_ISIN是电流环给定参考正弦波电压(即由DAC芯片DAC7513(U1)给出的正弦波参考信号)，EA_OUT为正弦调制波信号。并网逆变采用电流环控制，补偿网络是PI调节，参数由运放OP07(U5)、电阻R24、电阻R25、电阻R26、电阻R27、电容C18、电容C19组成的比例积分电路设置。并加入电网电压前馈控制，补偿网络是P调节，参数由运放OP07(U6)、电阻R28、电阻R29、电阻R30、电阻R31、电容C22组成的比例电路设置，使电网电压对并网电流的影响减为零，克服电网电压的扰动，减轻电流调节器的负担。
如图7所示，经PI调整后的正弦调制波信号EA_OUT经过运放OP07(U8)及其***电路组成的跟随电路后经过死区控制电路，通过电阻R38、电阻R39、电阻R40及电阻R41的分压，分别在正弦调制波信号EA_OUT上叠加一个提升和降低直流电平，依次抬升和降低调制信号，得到的两个新的正弦调制波信号EA_OUT-和正弦调制波信号EA_OUT+，通过调整电阻R39、电阻R40的阻值大小，改变提升/降低电平的大小，来控制死区时间的大小。正弦调制波信号EA_OUT-和正弦调制波信号EA_OUT+分别跟2个反相的三角载波CARRIER0和三角载波CARRIER1经比较器LM393(U9A)、比较器LM393(U9B)、比较器LM393(U10A)及比较器LM393(U10B)作比较，产生4路双极性PWM波形信号，然后经过电平转换电路，转换成4路单极性PWM波形信号，然后再经过由与非门U11A至U11D(或非门CD4001)构成的信号封锁保护电路，形成4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，分别为PWMA_H、PWMA_L、PWMB_L及PWMB_H。输出使能信号PWM_INH为低电平有效，有驱动信号输出；当有故障信号时，输出使能信号PWM_INH置高电平，封锁PWM信号，无驱动信号输出，逆变器不工作。
如图8所示，本发明一种的独立或并网双模逆变器的控制电路的切换方法，从独立模式切换到并网模式的步骤为：当微控制器单元接收到并网发电运行信号后，检测电网电压ug是否满足并网要求，若满足，则控制电路工作在并网模式，由微控制器单元根据电网电压ug的幅值、频率及相位通过正弦波发生单元产生基准正弦波，由电流环PI控制单元结合逆变器输出电流io及电网电压ug对基准正弦波进行调整后通过单极性倍频式SPWM调制控制单元产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，从而使H桥逆变器输出的电压幅值、频率、相位与电网电压ug一致，然后将H桥逆变器从电压型控制模式切换为电流型控制模式，电流给定等于负载上的电流，最后合上第一并网开关K1及第二并网开关K2，缓慢增大电流基准幅值至给定值同时调整输出电流与电网电压ug同频同相；
从并网模式切换到独立模式的步骤为：当微控制器单元接收到独立发电运行信号或电力孤岛故障信号，则关断第一并网开关K1及第二并网开关K2，然后检测负载的电压幅值、频率及相位，在进网电流过零点时把H桥逆变器控制方式由从电流型控制模式切换为电压型控制模式，微控制器单元控制正弦波发生单元产生幅值满足负载要求的基准正弦波，由电压环PI控制单元结合逆变器输出电压uo对基准正弦波进行调整后通过单极性倍频式SPWM调制控制单元产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，使得H桥逆变器的输出电压调整到给定值，保持H桥逆变器持续稳定工作。

Claims (8)

1.一种独立或并网双模逆变器的控制电路，包括H桥逆变器，H桥逆变器输出的交变电压经LC滤波器后得到用于独立或并网发电的正弦波电流，其特征在于，还包括：
信号采集调理单元，由信号采集调理单元采用得到逆变器输出电压uo、逆变器输出电流io及电网电压ug；
微控制器单元，根据外部命令、或逆变器输出电压uo的频率和相位、或逆变器输出电流io的频率和相位控制模式选择单元在并网模式与独立模式之间切换，并在并网模式下根据电网电压ug的幅值、频率及相位控制正弦波发生单元产生基准正弦波，或在独立模式下控制正弦波发生单元产生幅值满足负载要求的基准正弦波，同时，由微控制器单元控制三角波产生电路产生一组设定频率的三角载波及另一组与其反相的三角载波；
电压环PI控制单元及电流环PI控制单元，在独立模式下，电压环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元导通，电流环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元截止，由电压坏PI控制单元根据逆变器输出电压uo对正弦波发生单元产生的基准正弦波进行调整后送入死区设置单元；在并网模式下，电流环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元导通，电压环PI控制单元经由模式选择单元分别与正弦波发生单元及死区设置单元截止，由电流环PI控制单元根据逆变器输出电流io及电网电压ug对正弦波发生单元产生的基准正弦波进行调整后送入死区设置单元；
单极性倍频式SPWM调制控制单元，根据死区设置单元得到的正弦波及三角波产生电路得到两组三角载波产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号控制H桥逆变器。
2.如权利要求1所述的一种独立或并网双模逆变器的控制电路，其特征在于，所述电流环PI控制单元包括第一比较器、第一PI控制器、第二比较器及P控制器，第一比较器的输入端连接分别连接所述信号采集调理单元的逆变器输出电流io输出端及所述模式选择单元，第一比较器的输出端连接第一PI控制器的输入端，第二比较器的输入端分别连接第一PI控制器的输出端及P控制器的输出端，在并网模式下由第二比较器的输出端输出调整后的正弦波输入所述模式选择单元，P控制器的输入端连接所述信号采集调理单元的电网电压ug的输出端。
3.如权利要求1所述的一种独立或并网双模逆变器的控制电路，其特征在于，所述电压环PI控制单元包括第三比较器及第二PI控制器，第三比较器的输入端分别连接所述信号采集调理单元的逆变器输出电压uo及所述模式选择单元，第三比较器的输出端连接第二PI控制器的输入端，第二PI控制器的输出端连接所述模式选择单元。
4.如权利要求1所述的一种独立或并网双模逆变器的控制电路，其特征在于，所述微控制器单元包括过零检测单元及微控制器，通过过零检测单元捕获所述逆变器输出电压uo、逆变器输出电流io及电网电压ug的过零点从而分别确定其频率和相位，微控制器采用数字锁相环(DPLL)跟踪所述电网电压ug的频率和相位，工作于并网模式时，微控制器调整存储其中的基准正弦波数据表的调制比使其跟踪电网电压ug的幅值，同时调整查表指针使其与电网电压ug同频同相，工作于独立模式时，使用给定调制比下的基准正弦波数据表，使其满足负载要求。
5.如权利要求4所述的一种独立或并网双模逆变器的控制电路，其特征在于，所述微控制器采用孤岛保护策略，根据所述逆变器输出电压uo的频率及相位和/或所述逆变器输出电流io的频率及相位产生各类故障报警信号并封锁所述单极性倍频式SPWM调制控制单元。
6.如权利要求1所述的一种独立或并网双模逆变器的控制电路，其特征在于，所述三角波产生电路包括积分电路及反相电路，所述微控制器单元向积分电路提供预设频率的方波信号，该方波信号经过积分电路后产生一组设定频率的三角载波，该三角载波经过反相器得到另一组与其反相的三角载波。
7.如权利要求1所述的一种独立或并网双模逆变器的控制电路，其特征在于，所述单极性倍频式SPWM调制控制单元包括单极性倍频式SPWM调制单元、与非门、电平转换电路、光耦隔离电路及驱动电路，由所述死区设置单元输出的正弦波及所述三角波产生电路产生的两组三角载波输入单极性倍频式SPWM调制单元后产生4路双极性PWM波形信号，4路双极性PWM波形信号经与非门后后输入电平转换电路转换成4路单极性PWM波形信号，再经光耦隔离电路及驱动电路后驱动所述H桥逆变器。
8.一种如权利要求1所述的独立或并网双模逆变器的控制电路的切换方法，其特征在于，从独立模式切换到并网模式的步骤为：当微控制器单元接收到并网发电运行信号后，检测电网电压ug是否满足并网要求，若满足，则控制电路工作在并网模式，由微控制器单元根据电网电压ug的幅值、频率及相位通过正弦波发生单元产生基准正弦波，由电流环PI控制单元结合逆变器输出电流io及电网电压ug对基准正弦波进行调整后通过单极性倍频式SPWM调制控制单元产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，从而使H桥逆变器输出的电压幅值、频率、相位与电网电压ug一致，然后将H桥逆变器从电压型控制模式切换为电流型控制模式，电流给定等于负载上的电流，最后合上第一并网开关(K1)及第二并网开关(K2)，缓慢增大电流基准幅值至给定值同时调整输出电流与电网电压ug同频同相；
从并网模式切换到独立模式的步骤为：当微控制器单元接收到独立发电运行信号或电力孤岛故障信号，则关断第一并网开关(K1)及第二并网开关(K2)，然后检测负载的电压幅值、频率及相位，在进网电流过零点时把H桥逆变器控制方式由从电流型控制模式切换为电压型控制模式，微控制器单元控制正弦波发生单元产生幅值满足负载要求的基准正弦波，由电压环PI控制单元结合逆变器输出电压uo对基准正弦波进行调整后通过单极性倍频式SPWM调制控制单元产生4路单极性倍频式SPWM波的驱动信号，使得H桥逆变器的输出电压调整到给定值，保持H桥逆变器持续稳定工作。
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