CN103036420B - 一种闭环控制电源***和电源控制方法 - Google Patents

一种闭环控制电源***和电源控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种闭环控制电源***和电源控制方法，其中***包括反馈环路和DC/DC主功率变换器。反馈环路既采样DC/DC主功率变换器的输入电压又采样其输出电压，输出电压决定反馈环路的比较电压，输入电压决定反馈环路的环路基准电压，由比较电压和环路基准电压比较获得反馈环路的反馈电压，反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比。当输入电压变化时，反馈环路的环路基准电压随之发生变化，输入电压较小时，环路基准电压较小，输入电压较大时，环路基准电压较大。这样实时调整PWM的占空比，输出电压根据输入电压的大小而调整。本发明减小电路损耗，提高电源效率，保证大范围输入电压时输出电压波动较小。

Description

一种闭环控制电源***和电源控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源控制技术领域，特别涉及一种闭环控制电源***和电源控制方法。
背景技术
目前，通信电源业界对于输出电压要求不太高的开关电源有两种常用的控制方法。下面对这两种方案进行具体介绍。
参见图1，该图为现有技术中提供的开环控制电源***结构图。
图1所示的电源***为开环控制方式，没有环路反馈。
输入电压Vin经过DC/DC主功率变换器100变换后，得到输出电压Vout。
其中，驱动DC/DC主功率变换器100中的开关管的PWM的占空比Dfixed为固定值，不受输出电压Vout的影响。
输出电压Vout随输入电压Vin改变而改变，满足公式(1)：
V o u t = V i n × N s N p × D f i x e d - - - ( 1 )
公式(1)中，为DC/DC主功率变换器100中变压器的原边绕组与副边绕组的匝比，Dfixed为占空比，且满足0<Dfixed<1。
虽然图1所示的控制方案简单容易实现，但输入电压Vin变化范围大时，输出电压Vout波动范围也较大，可能无法满足应用要求。
参见图2，该图为现有技术中提供的闭环控制电源***结构图。
图2所示的电源***采用闭环控制方式，如图所示，反馈环路200采样输出电压Vout，根据采样的计算出驱动DC/DC主功率变换器100中的开关管的PWM的占空比。由于反馈环路200的环路基准值固定不变，因此，Vout也保持固定不变。
这种控制方案的优点在于输出电压Vout稳定无波动，但对于输入电压Vin变化范围大的电源，变压器匝比选择受限，原边绕组和副边绕组的匝比不得不减小，而通信模块电源功率较大，输出电压低、输出电流大，电路损耗会因此增加，降低了电源效率；同时器件选型也会受影响。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种闭环控制电源***和电源控制方法，能够提高电源效率，同时保证大范围输入电压时输出电压波动较小。
本发明提供一种闭环控制电源***，包括：DC/DC主功率变换器和反馈环路；
所述反馈环路，用于采样DC/DC主功率变换器的输入电压和输出电压，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，由所述比较电压和环路基准电压比较获得反馈环路的反馈电压，所述反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比。
优选地，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，具体为：所述比较电压与所述输出电压成线性比例关系。
优选地，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，具体为：所述输入电压分为至少两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
优选地，所述输入电压分为两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
优选地，所述反馈环路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、稳压管、NMOS管和运算放大器；
所述输出电压通过依次串联的第一电阻和第二电阻接地；所述第二电阻的非接地端的电压作为运算放大器反相输入端的电压；
辅助电压源通过依次串联的第三电阻和稳压管接地；
所述第三电阻和稳压管的公共端通过第四电阻连接运算放大器的同相输入端；
所述运算放大器的同相输入端连接的第五电阻的一端，第五电阻的另一端连接NMOS管的漏极；NMOS管的源极接地；
所述输入电压经过处理后连接NMOS管的栅极，以控制NMOS管的通断；
所述运算放大器的输出电压为反馈环路的反馈电压。
优选地，所述反馈环路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、稳压管、PMOS管和运算放大器；
所述输出电压通过依次串联的第一电阻和第二电阻接地；所述第二电阻的非接地端的电压作为运算放大器反相输入端的电压；
辅助电压源通过依次串联的第三电阻和稳压管接地；
所述第三电阻和稳压管的公共端通过第四电阻连接运算放大器的同相输入端；
所述运算放大器的同相输入端连接的PMOS管的源极，PMOS管的漏极通过第五电阻接地；
所述输入电压经过处理后连接PMOS管的栅极，以控制PMOS管的通断；
所述运算放大器的输出电压为反馈环路的反馈电压。
优选地，所述反馈环路还包括第一电容、第二电容和第六电阻；
所述运算放大器的反相输入端通过第一电容连接运算放大器的输出端；
所述运算放大器的反相输入端通过依次串联的第二电容和第六电阻连接运算放大器的输出端。
本发明还提供一种电源控制方法，包括以下步骤：
采样DC/DC主功率变换器的输入电压和输出电压，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压；
所述比较电压和环路基准电压进行比较获得反馈环路的反馈电压，所述反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比。
优选地，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，具体为：所述比较电压与所述输出电压成线性比例关系。
优选地，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，具体为：将所述输入电压划分为至少两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明提供的闭环控制电源***包括反馈环路和DC/DC主功率变换器。其中反馈环路既采样DC/DC主功率变换器的输入电压又采样其输出电压，输出电压决定反馈环路的比较电压，输入电压决定反馈环路的环路基准电压，由比较电压和环路基准电压比较获得反馈环路的反馈电压，反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比。当输入电压变化时，反馈环路的环路基准电压将随之发生变化，输入电压较小时，环路基准电压较小，输入电压较大时，环路基准电压较大。这样可以实时调整PWM的占空比。这样可以使得输出电压根据输入电压的大小而调整。本发明可以选择与开环控制相同的变压器、主功率器件等，可以减小电路损耗，提高电源效率，同时保证大范围输入电压时输出电压波动较小。
附图说明
图1是现有技术中提供的开环控制电源***结构图；
图2是现有技术中提供的闭环控制电源***结构图；
图3是本发明提供的闭环控制电源***实施例一的结构图；
图4是本发明提供的闭环控制电源***实施例二的结构图；
图5是本发明提供的闭环控制电源***实施例三的结构图；
图6是本发明提供的电源控制方法流程图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图3，该图为本发明提供的闭环控制电源***实施例一的结构图。
本实施例提供的闭环控制电源***，包括：DC/DC主功率变换器100a和反馈环路200a；
所述反馈环路200a，用于采样DC/DC主功率变换器100a的输入电压Vin和输出电压Vout，所述输出电压Vout决定反馈环路200a的比较电压，所述输入电压Vin决定反馈环路200a的环路基准电压，由所述比较电压和环路基准电压比较获得反馈环路200a的反馈电压，所述反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器100a中开关管的PWM的占空比成正比。
本实施例提供的闭环控制电源***，当输入电压变化时，反馈环路的环路基准电压将随之发生变化，输入电压较小时，环路基准电压较小，输入电压较大时，环路基准电压较大。这样可以实时调整PWM的占空比。这样可以使得输出电压根据输入电压的大小而调整。本发明可以选择与开环控制相同的变压器、主功率器件等，可以减小电路损耗，提高电源效率，同时保证大范围输入电压时输出电压波动较小。
需要说明的是，所述输出电压Vout决定反馈环路的比较电压，具体为：所述比较电压与所述输出电压Vout成线性比例关系。
需要说明的是，所述输入电压Vin决定反馈环路的环路基准电压，具体为：所述输入电压Vin分为至少两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
例如，可以分为两个区间，对应两个环路基准电压。也可以分为三个区间，对应三个环路基准电压。
下面以输入电压Vin分为至少两个区间，对应两个环路基准电压为例来进行说明。
假设，输入电压Vin的工作范围为[X,Y]，将Vin的工作范围划分为两个区间[X,M)、[M,Y]，M理论上可以为任意值，但需满足条件X<M<Y，M值的选取主要需要考虑电源的可靠性，一般遵循输出电压波动值最小、避开常用工作点、减小基准变化频率等原则。
参见图4，该图为本发明提供的闭环控制电源***实施例二的结构图。
所述反馈环路包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、稳压管Z1、NMOS管Q1和运算放大器U1；
所述输出电压Vout通过依次串联的第一电阻R1和第二电阻R2接地；所述第二电阻R2的非接地端的电压作为运算放大器U1反相输入端的电压；
辅助电压源Vc通过依次串联的第三电阻R3和稳压管Z1接地；
所述第三电阻R3和稳压管Z1的公共端通过第四电阻R4连接运算放大器U1的同相输入端；
所述运算放大器U1的同相输入端连接的第五电阻R5的一端，第五电阻R5的另一端连接NMOS管Q1的漏极；NMOS管Q1的源极接地；
所述输入电压Vin经过处理后连接NMOS管Q1的栅极G，以控制NMOS管Q1的通断；
所述运算放大器U1的输出电压为反馈环路的反馈电压Comp。
优选地，所述反馈环路还可以包括第一电容C1、第二电容C2和第六电阻R6；
所述运算放大器U1的反相输入端通过第一电容C1连接运算放大器U1的输出端；
所述运算放大器U1的反相输入端通过依次串联的第二电容C2和第六电阻R6连接运算放大器U1的输出端。
下面结合图4介绍该反馈环路的工作原理。
1)、当输入电压Vin位于[M，Y]范围内，NMOS管Q1驱动电压为低电平，Q1驱动电压由Vin经过处理以后提供，此时Q1处于关断状态，运算放大器U1的同相输入端A点电压VA等于C点电压，即稳压管Z1的稳定电压VZ1作为环路基准电压，输出电压Vout满足公式(2)：
V o u t = V A &CenterDot; R 1 + R 2 R 2 = V Z 1 &CenterDot; R 1 + R 2 R 2 - - - ( 2 )
2)、当输入电压Vin位于[X，M)范围内，NMOS管Q1驱动电压为高电平，Q1处于开通状态，运算放大器U1的同相输入端A点电压VA满足公式(3)：
V A = V Z 1 &CenterDot; R 5 R 4 + R 5 - - - ( 3 )
环路基准电压VA变小，输出电压Vout也因此而减小，满足公式(4)：
V o u t = V A &CenterDot; R 1 + R 2 R 2 = V Z 1 &CenterDot; R 5 R 4 + R 5 &CenterDot; R 1 + R 2 R 2 - - - ( 4 )
本发明提供的电源***是通过检测输入电压Vin的当前值来调整环路基准电压。当输入电压Vin较低时，使用较小的环路基准电压；当输入电压Vin较高时，使用较大的环路基准电压。
由公式(2)、公式(4)对比可知，当输入电压Vin较低时，环路基准电压减小为稳压管Z1的稳定电压VZ1的倍，输出电压Vout减小；当输入电压较高时，环路基准增大为VZ1，输出电压Vout增大。输出电压Vout根据输入电压Vin大小而调整。
调整分压电阻R4、R5的阻值大小，即可调整环路基准电压VA的大小，从而可以得到满足实际电路要求的输出电压组合。
本实施例提供的方案与现有技术中的开环控制***的输出电压波动有很大区别，开环***的输入电压变化时，输出电压立刻改变，若开环***的输入电压范围较大，则输出电压的波动范围也很大，有时甚至不能满足客户要求。
例如：对于输入电压变化范围为[36V，75V]，输出电压要求为12V，精度为±4V的电源***，若选用变压器匝比为4:1的全桥拓朴，使用开环控制，PWM驱动选定为95％固定占空比，则开环控制输出电压变化范围为[8.6V，17.8V]，可以看出电压波动高达9.2V，变化比例为107％，即使对输出电压精度要求不高的电源也无法满足应用要求。
对同一电源***，使用本发明提供的改变环路基准电压的控制方案，当输入电压位于[36V，48V]时，调整环路基准电压可使输出电压稳定于8.6V，而当输入电压位于[48V，75V]时，输出电压可稳定于11.5V，电压波动为2.9V，变化比例仅为34％。
本发明提供的闭环控制方案与现有技术中全范围固定环路基准的控制方案相比，优势主要体现在器件的选型、效率的提升上面。
对同一电源***，使用环路基准固定的控制方案，全范围输入电压都保证输出电压稳定于12V，则变压器原边绕组、副边绕组的匝比至少设计为3:1，副边MOSFET的漏极和源极之间的电压为25V。若使用本发明提供的方案，则副边MOSFET的DS电压平台为19V，有利于MOSFET的选取，器件工作于更可靠的工作状态；同时，副边电流不变，原边电流相对减小33％，因而在磁芯损耗、副边线路损耗不变的情况下，原边线路损耗降低；特别是对于实际工作中最常用的输入电压48V，PWM占空比接近100％，副边环流损耗降低，整个电源的效率得到提升。
图4中是通过Vin经过处理后控制NMOS管的通断，来改变环路基准电压。下面图5所示的实施例是通过Vin经过处理后控制PMOS管的通断，来改变环路基准电压，其工作原理与图4相同。
参见图5，该图为本发明提供的闭环控制电源***实施例三的结构图。
图5所示的反馈环路包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、稳压管Z1、PMOS管Q2和运算放大器；
所述输出电压Vout通过依次串联的第一电阻R1和第二电阻R2接地；所述第二电阻R2的非接地端的电压作为运算放大器U1反相输入端的电压；
辅助电压源Vc通过依次串联的第三电阻R3和稳压管Z1接地；
所述第三电阻R3和稳压管Z1的公共端通过第四电阻R4连接运算放大器U1的同相输入端；
所述运算放大器U1的同相输入端连接的PMOS管Q2的源极，PMOS管Q2的漏极通过第五电阻R5接地；
所述输入电压Vin经过处理后连接PMOS管Q2的栅极，以控制PMOS管Q2的通断；
所述运算放大器U1的输出电压Comp为反馈环路的反馈电压。
优选地，图5所示的反馈环路还可以包括第一电容C1、第二电容C2和第六电阻R6；
所述运算放大器U1的反相输入端通过第一电容C1连接运算放大器U1的输出端；
所述运算放大器U1的反相输入端通过依次串联的第二电容C2和第六电阻R6连接运算放大器U1的输出端。
需要说明的是，图4和图5所示的实施例中，均是通过控制MOS管的通断来改变环路基准电压，可以理解的是，对于其他改变环路基准电压的方式也适用，例如其它的分压电路、或通过软件控制来改变电阻值等的方案同样适用。
需要说明的是，本发明提供的所有实施例中DC/DC主功率变换器不仅适用于全桥拓朴，同样适用于正激、半桥、推挽等各种拓朴结构。
需要说明的是，本方案调整环路基准电压的条件不限于输入电压，对根据其它电路工作状态，例如变压器的原边电压、副边电压、输入电流、PWM占空比等来改变环路基准电压，可以达到同样改善工作性能的效果。
基于上述闭环控制电源***，本发明还提供了电源控制方法，下面结合具体实施例来详细说明其组成部分。
参见图6，该图为本发明提供的电源控制方法流程图。
本发明实施例提供的电源控制方法，包括以下步骤：
S601：采样DC/DC主功率变换器的输入电压和输出电压，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压；
S602：所述比较电压和环路基准电压进行比较获得反馈环路的反馈电压，所述反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比。
当输入电压变化时，反馈环路的环路基准电压将随之发生变化，输入电压较小时，环路基准电压较小，输入电压较大时，环路基准电压较大。这样可以实时调整PWM的占空比。这样可以使得输出电压根据输入电压的大小而调整。本发明可以选择与开环控制相同的变压器、主功率器件等，可以减小电路损耗，提高电源效率，同时保证大范围输入电压时输出电压波动较小。
需要说明的是，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，具体为：所述比较电压与所述输出电压成线性比例关系。
需要说明的是，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，具体为：将所述输入电压划分为至少两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (6)

1.一种闭环控制电源***，其特征在于，包括：DC/DC主功率变换器和反馈环路；
所述反馈环路，用于采样DC/DC主功率变换器的输入电压和输出电压，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，由所述比较电压和环路基准电压比较获得反馈环路的反馈电压，所述反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比；
所述输出电压决定反馈环路的比较电压，具体为：所述比较电压与所述输出电压成线性比例关系；
所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，具体为：所述输入电压分为至少两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
2.根据权利要求1所述的闭环控制电源***，其特征在于，所述输入电压分为两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
3.根据权利要求2所述的闭环控制电源***，其特征在于，所述反馈环路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、稳压管、NMOS管和运算放大器；
所述输出电压通过依次串联的第一电阻和第二电阻接地；所述第二电阻的非接地端的电压作为运算放大器反相输入端的电压；
辅助电压源通过依次串联的第三电阻和稳压管接地；
所述第三电阻和稳压管的公共端通过第四电阻连接运算放大器的同相输入端；
所述运算放大器的同相输入端连接的第五电阻的一端，第五电阻的另一端连接NMOS管的漏极；NMOS管的源极接地；
所述输入电压经过处理后连接NMOS管的栅极，以控制NMOS管的通断；
所述运算放大器的输出电压为反馈环路的反馈电压。
4.根据权利要求2所述的闭环控制电源***，其特征在于，所述反馈环路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、稳压管、PMOS管和运算放大器；
所述输出电压通过依次串联的第一电阻和第二电阻接地；所述第二电阻的非接地端的电压作为运算放大器反相输入端的电压；
辅助电压源通过依次串联的第三电阻和稳压管接地；
所述第三电阻和稳压管的公共端通过第四电阻连接运算放大器的同相输入端；
所述运算放大器的同相输入端连接的PMOS管的源极，PMOS管的漏极通过第五电阻接地；
所述输入电压经过处理后连接PMOS管的栅极，以控制PMOS管的通断；
所述运算放大器的输出电压为反馈环路的反馈电压。
5.根据权利要求3或4所述的闭环控制电源***，其特征在于，所述反馈环路还包括第一电容、第二电容和第六电阻；
所述运算放大器的反相输入端通过第一电容连接运算放大器的输出端；
所述运算放大器的反相输入端通过依次串联的第二电容和第六电阻连接运算放大器的输出端。
6.一种电源控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
采样DC/DC主功率变换器的输入电压和输出电压，所述输出电压决定反馈环路的比较电压，所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压；
所述比较电压和环路基准电压进行比较获得反馈环路的反馈电压，所述反馈电压与驱动DC/DC主功率变换器中开关管的PWM的占空比成正比；所述输出电压决定反馈环路的比较电压，具体为：所述比较电压与所述输出电压成线性比例关系；
所述输入电压决定反馈环路的环路基准电压，具体为：将所述输入电压划分为至少两个区间，每个区间对应一个环路基准电压。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9698694B2 (en) 2014-01-10 2017-07-04 Astec International Limited Control circuits and methods for regulating output voltages based on adjustable references voltages
US9866134B2 (en) 2014-01-10 2018-01-09 Astec International Limited Control circuits and methods for regulating output voltages using multiple and/or adjustable reference voltages
CN105099411A (zh) * 2015-09-11 2015-11-25 深圳市华星光电技术有限公司 一种脉冲宽度调制电路
CN110547515B (zh) * 2019-09-25 2023-08-01 惠州市新泓威科技有限公司 具有自动闭环控制输出电压的电子烟芯片及其工作方法
US11223289B2 (en) 2020-01-17 2022-01-11 Astec International Limited Regulated switched mode power supplies having adjustable output voltages

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1956306A (zh) * 2005-10-25 2007-05-02 富士通株式会社 Dc－dc变换器和用于控制dc－dc变换器的方法
CN101714772A (zh) * 2008-10-07 2010-05-26 株式会社牧田 充电装置
CN101741247A (zh) * 2008-11-07 2010-06-16 电力集成公司 用于控制功率因数校正电路的方法和装置
CN102122888A (zh) * 2010-01-08 2011-07-13 联发科技股份有限公司 升降转换电路的控制电路以及控制方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110140678A1 (en) * 2009-12-14 2011-06-16 Yee Philip W Current limit recovery circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1956306A (zh) * 2005-10-25 2007-05-02 富士通株式会社 Dc－dc变换器和用于控制dc－dc变换器的方法
CN101714772A (zh) * 2008-10-07 2010-05-26 株式会社牧田 充电装置
CN101741247A (zh) * 2008-11-07 2010-06-16 电力集成公司 用于控制功率因数校正电路的方法和装置
CN102122888A (zh) * 2010-01-08 2011-07-13 联发科技股份有限公司 升降转换电路的控制电路以及控制方法

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