CN103026311B - 基准电压生成电路及基准电压源 - Google Patents

Abstract

提供一种能够以简单的结构提高温度依存特性的基准电压生成电路。具备：基准电压生成电路单元（1），具有第1二极管特性元件（D1）和与该第1二极管特性元件（D1）相比流动的电流密度不同的第2二极管特性元件（D2），输出基于对该第1二极管特性元件和第2二极管特性元件施加的电压之差而生成的基准电压（VBG2）；第1调整电路单元（2），调整基准电压（VBG2）的1次温度系数；以及第2调整电路单元（3），调整基准电压（VBG2）的2次温度系数。

Description

基准电压生成电路及基准电压源

技术领域

本发明涉及生成规定的基准电压的基准电压生成电路及具备该基准电压生成电路的基准电压源，特别涉及温度特性优良的基准电压生成电路及基准电压源。

背景技术

已知有用于与温度无关地稳定供给规定的基准电压的基准电压生成电路。图14是表示以往的基准电压生成电路的基本结构的电路图。如图14所示，基准电压生成电路110具备：第1路径P10，串联连接有第1电阻R10和二极管（diode）或双极晶体管（bipolartransistor）等具有二极管特性（基于PN结的电流-电压特性）的第1二极管特性元件Q10；第2路径P20，串联连接有第2电阻R20和所流动的电流密度与第1二极管特性元件Q10不同的第2二极管特性元件Q20；以及差动放大器（amplifier）40，输入由第1电阻R10进行降压后的电压V10和由第2电阻R20进行降压后的电压V20。而且，在第2路径P20中，与第2电阻R20串联连接有第3电阻R30。并且构成为，将施加至第1电阻R10及第2电阻R20的电压（在图14的例子中为差动放大器40的输出电压）作为基准电压VBG来输出。在这样的基准电压生成电路中，基于对所流动的电流密度不同的2个二极管特性元件Q10、Q20分别施加的电压的差分，对第3电阻（及第2电阻R20）进行调整，以消除基准电压VBG对温度的依存（使基准电压VBG对温度T的微分成为dVBG／dT＝0）。

这样得到的基准电压VBG已知的是，虽然由温度引起的变动幅度变小，但是严格地讲仍然根据温度而以2次函数变化。图15是表示由以往的基准电压生成电路得到的基准电压的温度依存特性的图表。图15示出了在设想的温度范围（－50℃～150℃）内具有2次函数的温度依存特性。这是由于，虽然通过图14所示那样的基准电压生成电路使基准电压的1次温度系数相抵消，但是2次温度系数依然存在。

作为用于消除这样的2次函数的温度依存特性的方法，从理论上可以想到如下方法：通过与温度相对应地在图14所示那样的基准电压生成电路的电流路径中流动以2次函数变化的电流，来消除2次函数的温度依存特性。但是，为了生成与2次函数的温度依存特性相对应地以2次函数变化的电流，电路变得复杂，是不现实的。

于是，针对这样的温度依存特性，提出了例如如下结构：设置多个修正电流生成电路，使用由在多个温度范围的每一个中不同的修正电流生成电路生成的修正电流（例如参照专利文献1）。此外，提出了如下结构：生成相对于绝对温度线性变化的PTAT电流，使用该PTAT电流和电阻进行调整，以使与CTAT电流的差分成为0，该CTAT电流与施加至二极管特性元件的电压成正比，由此进行温度补偿（例如参照专利文献2）。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利第7728575号说明书

专利文献2：美国专利第7750728号说明书

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，如专利文献1所示那样设置多个修正电流生成电路会存在电路结构变复杂的问题。此外，为了提高温度依存特性，不应按照温度范围，而需要依据实际温度进行调整。此外，如专利文献2所示那样调整PTAT电流和CTAT电流之间的差分的结构也使电路结构变得复杂。而且，在专利文献1及2中，本来都是通过调整用于修正1次温度系数的电阻值来一并进行温度补偿，在提高温度依存特性方面存在极限。

发明内容

本发明解决这样的以往的技术问题，其目的在于，提供一种能够以简单的结构来提高温度依存特性的基准电压生成电路。

用于解决技术问题的技术手段

本发明的一个方式的基准电压生成电路具备：基准电压生成电路单元，具有第1二极管特性元件和与该第1二极管特性元件相比流动的电流密度不同的第2二极管特性元件，输出基于对该第1二极管特性元件和第2二极管特性元件施加的电压之差而生成的基准电压；第1调整电路单元，调整所述基准电压的1次温度系数；以及第2调整电路单元，调整所述基准电压的2次温度系数。

根据上述结构，基准电压生成电路单元所生成的基准电压的1次温度系数被第1调整电路单元调整，基准电压的2次温度系数被第2调整电路单元。这样，1次温度系数和2次温度系数被相互独立的调整电路单元调整，因此，能够以简单的结构提高温度依存特性。

也可以是，所述第2调整电路单元包括电流源，该电流源生成被调整为使所述基准电压的二阶微分成分被抵消的电流。据此，进行了调整的电流使得基准电压的二阶微分成分被抵消，因此能够容易地提高温度依存特性。

而且，可以是，所述电流源包括第1电路单元，该第1电路单元具备使该生成的电流具有将所述基准电压的二阶微分成分抵消的特性的二极管特性。据此，基于具有二极管特性的第1电路单元的电流能够以包括指数函数的式子来表示，在其二阶微分成分中也能够使用该电流自身来进行表示，因此，能够容易地生成使从基准电压中将基于这样的电流的电压后的电压的二阶微分成分为0的电流。因此，能够以简单的结构容易地生成将基准电压的二阶微分成分抵消的电流。

而且，也可以构成为，所述第1电路单元包括双极晶体管；所述电流源具备：所述第1电路单元；第2电路单元，基于在所述基准电压生成电路单元的所述第1及第2二极管元件的某一方中流动的电流，在所述第1电路单元的集电极（collector）与发射极（emitter）之间流动电流；和电流镜像（currentmirror）电路单元，被输入所述第1电路单元的基极（base）中流动的电流，向所述基准电压生成电路单元的路径输出修正电流；所述电流镜像电路单元通过调整输入输出比，来调整向基准电压生成电路单元输入的电流值。据此，基于第1电路单元的电流成为双极晶体管的基极电流。双极晶体管的基极电流由于具有二极管特性，因此，能够用包含指数函数的式子来表示。并且，通过调整电流镜像电路单元的输入输出比来调整向基准电压生成电路单元的路径流入或者从该路径流出的修正电流的大小。因此，通过调整电流镜像电路单元的输入输出比，能够容易地基于修正电流来生成用调整2次温度系数的电流。此外，通过使用第2电路单元作为第1电路单元的电流源，能够利用在基准电压生成电路单元中利用的电流来生成调整电流。因此，不需要另外设置电流源，能够以简单的结构容易地生成用于调整基准电压的2次温度系数的调整电流。

此外，也可以是，所述基准电压生成电路单元构成为，具备：第1路径，包括所述第1二极管特性元件和与该第1二极管特性元件串联连接的第1电阻；第2路径，包括所述第2二极管特性元件和与该第2二极管特性元件串联连接的第2电阻；和差动放大器，被输入所述第1路径的规定部位处的第1电压和所述第2路径的与所述第1电压对应的部位处的第2电压；该基准电压生成电路单元将对所述第1电阻及所述第2电阻的至少一方施加的电压作为所述基准电压来输出；所述第1调整电路单元包括调整电阻，该调整电阻与所述第1二极管特性元件及所述第2二极管特性元件中的某一个连接。

本发明的其他方式的基准电压源具备上述结构的基准电压生成电路和对所述基准电压进行放大的放大器。根据上述结构的基准电压源，输出1次温度系数和2次温度系数被相互独立的调整电路单元调整后的基准电压，因此能够以简单的结构提高温度依存特性。

参照附图，根据以下的优选实施方式的详细说明，能够清楚本发明的上述目的、其他目的、特征及优点。

发明效果

本发明通过如以上所说明那样构成，获得了能够以简单的结构提高温度依存特性的效果。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式的基准电压生成电路的概略结构例的电路图。

图2是表示图1所示的基准电压生成电路的具体的结构例的电路图。

图3是表示本发明的第2实施方式的基准电压生成电路的概略结构例的电路图。

图4是表示图3所示的基准电压生成电路的更具体的结构例的电路图。

图5是表示图2所示的基准电压生成电路中的差动放大器的结构例的电路图。

图6是表示npn晶体管的基极电流相对于温度的变化特性的图表。

图7是表示图4所示的基准电压生成电路中的电流镜像电路单元的结构例的电路图。

图8是表示由图3所示的基准电压生成电路输出的基准电压的图表。

图9是表示由图3所示的基准电压生成电路输出的基准电压的图表。

图10是表示与从图2所示的基准电压生成电路输出的基准电压相对于温度变化的变化有关的模拟结果的图表。

图11是表示本发明的第2实施方式的变形例的基准电压生成电路的概略结构例的电路图。

图12是表示应用了本发明的一实施方式的基准电压生成电路的基准电压源的一个概略结构例的电路图。

图13是表示应用了本发明的一实施方式的基准电压源的装置的概略结构例的电路图。

图14是表示以往的基准电压生成电路的基本结构的电路图。

图15是表示由以往的基准电压生成电路得到的基准电压的温度依存特性的图表。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式。另外，以下在全部图中对相同或者相当的要素赋予相同的参照标记，并省略其重复说明。

＜第1实施方式＞

首先，说明本发明的第1实施方式的基准电压生成电路。图1是表示本发明的第1实施方式的基准电压生成电路的概略结构例的电路图。

如图1所示，本实施方式中的基准电压生成电路10具备：基准电压生成电路单元1，具有第1二极管特性元件（后述）和与该第1二极管特性元件相比所流动的电流密度不同的第2二极管特性元件（后述），输出基于对该第1二极管特性元件和第2二极管特性元件施加的电压之差而生成的基准电压VBG1；第1调整电路单元2，调整基准电压VBG1的1次温度系数；以及第2调整电路单元3，调整基准电压VBG1的2次温度系数。

根据上述结构，由基准电压生成电路单元1生成的基准电压VBG1的1次温度系数被第1调整电路单元2调整，基准电压VBG1的2次温度系数被第2调整电路单元3调整。这样，1次温度系数和2次温度系数被相互独立的调整电路单元2、3调整，所以能够以简单的结构提高温度依存特性。

以下具体地进行说明。图2是表示图1所示的基准电压生成电路的具体的结构例的电路图。如图2所示，在本实施方式的基准电压生成电路中，基准电压生成电路单元1具备：第1路径P1，包括第1二极管特性元件D1和与该第1二极管特性元件D1串联连接的第1电阻R1；以及第2路径P2，包括第2二极管特性元件D2和与该第2二极管特性元件D2串联连接的第2电阻R2。在此，设第2二极管特性元件D1的电流密度（元件尺寸）m2为第1二极管特性元件D1的电流密度m1的n倍（m1＝1，m2＝n）。

而且，基准电压生成电路单元1具备差动放大器4，被输入第1路径P1的规定部位处的第1电压V1和第2路径P2的与第1电压V1对应的部位处的第2电压V2。在本实施方式中，第1电压V1是在第1路径P1中由第1电阻R1将差动放大器4的输出电压Vo、即基准电压VBG2降压后的电压，第2电压V2是在第2路径P2中由第2电阻R2将差动放大器4的输出电压Vo、即基准电压VBG2降压后的电压。差动放大器4的非反转输入端子被施加第1电压V1，反转输入端子被施加第2电压V2。并且，基准电压生成电路单元1构成为，将被施加至第1电阻R1及第2电阻R2的至少一方（图2中为双方）的电压作为基准电压VBG2来输出。

此外，第1调整电路单元2包括与第1二极管特性元件D1及第2二极管特性元件的某一个连接的调整电阻R3。而且，第2调整电路单元3包括电流源6，该电流源6生成被调整成基准电压VGB2的二阶微分成分相互抵消的调整电流Icr。在本实施方式中，电流源6与差动放大器4的反转输入端子连接。

在此，说明本发明的原理。首先，说明通过设置第1调整电路单元2来调整基准电压VBG2的1次温度系数的情况。

若将第1路径P1中流动的电流设为I1、将第2路径P2中流动的电流设为I2、将第1及第2二极管特性元件D1、D2的饱和电流设为IS1、IS2，则施加至第1及第2二极管特性元件D1、D2的二极管特性电压VD1、VD2使用热电压VT而能够如下表示。

[数式1]

$\mathrm{VD}1=V_T\ln \left(\frac{I1}{\mathrm{IS}1}\right)$

$...\left(1\right)$

$\mathrm{VD}2=V_T\ln \left(\frac{I2}{\mathrm{IS}2}\right)$

在此，热电压V_T以V_T＝k_BT／q表示。其中，k_B为波尔兹曼常数（Boltzmannconstant），T为温度，q为元电荷。此外，二极管特性元件D1、D2的电流密度比（尺寸比）为n，因此表示为IS2＝nIS1。

此外，第1电压V1及第2电压V2使用二极管特性电压VD1、VD2而表示为V1＝VD1，V2＝VD2＋I2·R3。在此，差动放大器4的输入端子间被虚拟接地，因此，第1电压V1和第2电压V2相等。因此，VD1＝VD2＋I2·R3成立。对该式子进行变形，则能够如下表示。

[数式2]

$I2=\frac{\mathrm{VD}1-\mathrm{VD}2}{R3}$

$=\frac{V_T}{R3}\·(\ln \left(\frac{I1}{\mathrm{IS}1}\right)-\ln \left(\frac{I2}{\mathrm{IS}2}\right))$

$=\frac{V_T}{R3}\ln (\frac{I1}{I2}\·\frac{\mathrm{IS}2}{\mathrm{IS}1})=\frac{V_T}{R3}\ln (\frac{I1}{I2}\·n)...\left(2\right)$

在本实施方式中，第1电阻R1及第2电阻R2的电阻值设为相同。因此，由于第1电压V1及第2电压V2相等，所以第1电流I1及第2电流I2也相等。因此，上述式（2）能够如下表示。

[数式3]

$I2=\frac{V_T}{R3}\ln \left(n\right)...\left(3\right)$

此外，基准电压VBG2使用电流I2而能够表示为VBG2＝VD2＋I2·（R2＋R3）。若在该式子中代入上述式（3），则能够如下表示。

[数式4]

$\mathrm{VBG}2=\mathrm{VD}2+V_T\ln \left(n\right)\·\frac{R_2+R_3}{R3}...\left(4\right)$

为了使基准电压VBG2的1次温度系数为0，使与上述式（4）的温度T有关的一阶微分成分为0即可。因此，若对上述式用温度T进行一阶微分，则能够如下表示。

[数式5]

$\frac{\mathrm{dVBG}2}{\mathrm{dT}}=\frac{\mathrm{dVD}2}{\mathrm{dT}}+\frac{d{V}_T}{\mathrm{dT}}\·\ln \left(n\right)\·\frac{R_2+R_3}{R_3}$

$=\frac{\mathrm{dVD}2}{\mathrm{dT}}+\frac{k_B}{q}\·\ln \left(n\right)\·\frac{R_2+R_3}{R_3}...\left(5\right)$

通过以使上述式（5）成为0的方式调整第1调整电路单元2的调整电阻R3，能够使基准电压VBG2的1次温度系数为0。例如，若设定为n＝8、R2＝90kΩ，第2二极管特性元件D2的已知的温度特性dVD2／dT＝－1.8mV／℃，则调整电阻R3的电阻值R3＝10kΩ。另外，作为k_B／q＝86.17μV来计算。基准电压VBG2使用第1二极管特性元件D1的电压VD1而能够表示为VBG2＝VD1＋I1·R1（I1＝I2，R1＝R2）。因此，室温300K）下的基准电压VBG2根据该式而成为VBG2＝1.186V。另外，将室温下的第1二极管特性元件D1的电压作为0.7V来计算。这样，通过调整第1调整电路单元2的调整电阻R3的电阻值，能够调整基准电压VBG2的1次温度系数。

接下来，说明通过设置第2调整电路单元3来调整基准电压VBG2的2次温度系数的情况。

用于生成基准电压VBG2的带隙电压VBG（T）对于温度T能够如下进行级数展开。

[数式6]

$\mathrm{VBG}\left(T\right)=a0+a1\·\left(\frac{\mathrm{\ΔT}}{T_0}\right)+a2\·{\left(\frac{\mathrm{\ΔT}}{T_0}\right)}^2+a3\·{\left(\frac{\mathrm{\ΔT}}{T_0}\right)}^3+......\left(6\right)$

在此，ai（i＝0，1，2，…）为常数，T₀为基准温度，ΔT为温度T与规定的基准温度T₀之间的温度差。

在上述式（6）中，若将带隙电压VBG（T）作为t＝ΔT／T₀的函数而进行二阶微分，则能够如下进行近似。

[数式7]

$\frac{d^2\mathrm{VBG}\left(t\right)}{d{t}^2}=2\·a2...\left(7\right)$

在此，3次项以下是在设想的温度范围内可忽略的值，因此将其忽略（2·a2＞＞6t·a3）。

在本实施方式中，基准电压生成电路通过对带隙电压VBG（t）施加调整电流Icr（t），输出2次温度系数被抵消的基准电压VBG2（t）。即，基准电压VBG2（t）是在带隙电压VBG（t）中加上对第2电阻R2流动调整电流Icr而产生的电压从而得到的电压。换句话说，基准电压VBG2（t）能够表示为VBG2（t）＝VBG（t）－R2·Icr（t）。

若对这样表示的基准电压VBG2（t）进行二阶微分，则能够如下表示。

[数式8]

$\frac{d^2\mathrm{VBG}2\left(t\right)}{d{t}^2}=2\·a2-R2\·\frac{d^2\mathrm{Icr}}{d{t}^2}...\left(8\right)$

因此，在t＝0、即温度T为基准温度T₀（例如27℃＝300K）时，以使上述式（8）成为0的方式调整从第2调整电路单元3的电流源6输出的调整电流Icr，由此，能够使基准电压VBG2的2次温度系数成为0。

在此，为了将基准电压VBG2的二阶微分成分2·a2相互抵消，调整电流Icr例如能够采用指数函数变化的电流。在该情况下，调整电流Icr使用常数C而表示为Icr（t）＝C·exp（－t）。此时，若在式（8）中代入上述Icr（t）来进行计算，则如下表示。

[数式9]

$\frac{d^2\mathrm{VBG}2\left(t\right)}{d{t}^2}=2\·a2-R2\·C\·\frac{d^2}{d{t}^2}\exp (-t)$

$=2\·a2-R2\·C\·\exp (-t)$

$=2\·a2-R2\·C\·\mathrm{Icr}\left(t\right)...\left(9\right)$

根据d2／dt2（VBG2（0））＝0，利用式（9）如以下那样求出调整电流Icr。

[数式10]

$2\·a2-R2\·C\·\mathrm{Icr}\left(0\right)=0$

$\→\mathrm{Icr}\left(t\right)=\frac{2\·a2}{R2\·C}...\left(10\right)$

通过利用这样的被调整成将基准电压VBG2的二阶微分成分相互抵消的电流Icr来调整基准电压VBG2，通过调整电流将基准电压VBG2的2次温度系数相互抵消，所以能够提高温度依存特性。除此之外，同样也能够采用例如Icr（t）＝C／t（C为常数）这样的电流。

＜第2实施方式＞

接下来，说明本发明的第2实施方式的基准电压生成电路。图3是表示本发明的第2实施方式的基准电压生成电路的概略结构例的电路图。在本实施方式中，对于与第1实施方式相同的结构赋予相同的标记并省略说明。本实施方式的基准电压生成电路10B与第1实施方式的不同点在于，基准电压生成电路单元1B包括第1电流源单元S1及第2电流源单元S2，该第1电流源单元S1及第2电流源单元S2基于差动放大器4的输出，分别调整第1路径P1及第2路径P2中流动的电流。第1电流源单元S1及第2电流源单元S2相互并列，并且与输出电源电压VDD的电源E1串联连接。在本实施方式中，基准电压VBG2作为第2电流源单元S2和第2电阻R2之间的电压来输出。

在上述那样的结构中，也能够与第1实施方式同样地，通过对调整电阻R3的电阻值进行调整，来调整基准电压VBG2的1次温度系数，通过对电流源6的调整电流Icr进行调整，来调整基准电压VBG2的2次温度系数。

在此，说明本实施方式的结构中的更具体的电路结构。图4是表示图3所示的基准电压生成电路的更具体的结构例的电路图。如图4所示，第1二极管特性元件D1包括第1双极晶体管（本实施方式中为npn晶体管）Q1，第2二极管特性元件D2包括第2双极晶体管（本实施方式中为npn晶体管）Q2。第1双极晶体管Q1在第1电阻R1和接地之间进行二极管连接（基极－集电极间短路）。同样，第2双极晶体管Q2在第2电阻R2和接地之间进行二极管连接。因此，第1二极管特性元件D1的电压VD1与第1双极晶体管Q1的基极发射极电压Vbe1相一致，第2二极管特性元件D2的电压VD2与第2双极晶体管Q2的基极发射极电压Vbe2相一致。

此外，第1电流源单元S1包括P沟道MOS晶体管MP1，第2电流源单元S2包括P沟道MOS晶体管MP2。P沟道MOS晶体管MP1的主端子的一方与电源E1连接，另一方与第1电阻R1连接，控制端子与差动放大器4的输出端连接。同样，P沟道MOS晶体管MP2的主端子的一方与电源E1连接，另一方与第2电阻R2连接，控制端子与差动放大器4的输出端连接。

图5是表示图2所示的基准电压生成电路中的差动放大器的结构例的电路图。如图5所示，本实施方式的差动放大器4由多个MOS晶体管构成。具体地说，具备：恒流源S3；MOS晶体管差动对41，包括对栅极分别施加第1电压V1及第2电压V2的2个N沟道MOS晶体管MN1、MN2；以及MOS晶体管电流镜对42，通过被施加电源电压VDD而流动有相互相等的一对镜像电流。MOS晶体管电流镜对42包括2个P沟道MOS晶体管MP3、MP4。

被施加第1电压V1的N沟道MOS晶体管MN1成为差动放大器4的非反转输入端子，被施加第2电压V2的N沟道MOS晶体管MN2成为差动放大器4的反转输入端子。此外，差动放大器4的输出端子（输出电压Vo）构成为，将向N沟道MOS晶体管MN1流入电流的P沟道MOS晶体管MP3的源极和N沟道MOS晶体管MN1的漏极之间的电压输出。由此，由MOS晶体管差动对41产生的第1电压V1与第2电压V2之间的差分所引起的电流从输出端子输出，生成与该输出的电流对应的电压，作为输出电压Vo。

此外，如图4所示，第2调整电路单元3作为电流源6而包括第1电路单元，该第1电路单元具有使该生成的电流具有将基准电压VBG2的二阶微分成分抵消的特性的二极管特性。在本实施方式中，第1电路单元包括双极晶体管Q4（本实施方式中为npn晶体管）。因此，双极晶体管Q4的基极电流IB4具有二极管特性。图6是表示npn晶体管的基极电流相对于温度的变化特性的图表。图6（a）示出了线性图表显示，图6（b）示出了半对数图表显示。如图6（b）所示，在半对数图表显示中，相对于npn晶体管的温度，电流直线地变化。因此，能够理解为npn晶体管的基极电流相对于温度变化以指数函数变化。

这样，基于具有二极管特性的第1电路单元（双极晶体管Q4）的调整电流Icr（t）能够用包含指数函数exp（t）的式子来表示，因此，如上述那样，在调整电流Icr（t）的二阶微分成分中也能够使用该电流Icr（t）自身来进行表示，所以能够容易地生成使从基准电压VBG2（t）中减去基于调整电流Icr（t）的电压R2·Icr（t）后的电压的二阶微分成分为0的电流。因此，能够以简单的结构容易地生成将基准电压VBG2的二阶微分成分抵消的调整电流Icr（t）。

更具体地说明第2调整电路单元3。如图4所示，第2调整电路单元3作为电流源6，具备：上述的第1电路单元（双极晶体管）Q4；第2电路单元，基于在基准电压生成电路单元1B的第1及第2二极管元件中的某一方中流动的电流（图4中为在第2二极管元件D2中流动的第2电流I2），而在第1电路单元Q4的集电极与发射极之间流动的电流；以及电流镜像电路单元5，被输入在第1电路单元Q4的基极中流动的电流，向基准电压生成电路单元1B的路径（图4中为差动放大器4的反转输入端子）输出修正电流。基准电压生成电路单元1B的反转输入端子基于第2电流I2而流动有调整电流Icr。基准电压生成电路单元1B基于调整电流Icr，在第1电路单元Q4的集电极与发射极之间流动电流。

另外，在图4中，为方便起见，将表示调整电流Icr的箭头表示为向差动放大器4的反转输入端子流入的方向，但是调整电流Icr的流动方向不限于该方向，也可以是向从差动放大器4的反转输入端子流出（流入第2二极管元件D2）的方向流动。

第2电路单元包括双极晶体管Q3。基于双极晶体管Q3的基极电流IB3而流动的集电极电流成为双极晶体管Q4的发射极电流，基于该发射极电流而流动的双极晶体管Q4的基极电流IB4成为电流镜像电路单元5的输入电流。另外，第2电路单元只要是能够向第1电路单元供给电流的结构即可，不限于此。例如也可以是MOS晶体管。

电流镜像电路单元5构成为，通过调整输入输出比（1：k），来调整向基准电压生成电路单元1B的路径的修正电流kIB4。

这样，通过调整电流镜像电路单元5的输入输出比（1：k）的k的值，来调整向基准电压生成电路单元1B的路径流入或者从该路径流出的修正电流kIB4的大小。调整电流Icr使用双极晶体管Q3的基极电流IB3和修正电流kIB4，而能够表示为Icr＝－IB3＋kIB4。这样，通过调整电流镜像电路单元5的输入输出比（1：k），能够容易地调整调整电流Icr。

图7是表示图4所示的基准电压生成电路中的电流镜像电路单元的结构例的电路图。如图7所示，本实施方式的电流镜像电路单元5包括多个P沟道MOS晶体管MP50、MP5i（i＝1，2，…）及多个开关SWi（i＝1，2，…）。多个P沟道MOS晶体管当中的1个是作为输入电流而流动有双极晶体管Q4的基极电流的输入侧MOS晶体管MP50。此外，其他P沟道MOS晶体管是用于生成输出电流的输出侧MOS晶体管MP5i。

输入侧MOS晶体管MP50的主端子的一方与电源E1连接，主端子的另一方及控制端子与输入端子IN（即双极晶体管Q4的基极）连接。输出侧MOS晶体管MP5i的主端子的一方与电源E1连接，主端子的另一方分别经由开关SWi与输出端子OUT（即，差动放大器4的反转输入端子）连接。各开关SWi根据与来自外部的控制信号相对应地输入控制端子CTi的开关信号，进行接通断开。

根据上述结构，基于将基准电压VB2的2次温度系数抵消的调整电流Icr的运算结果，将开关信号传递至各控制端子CTi，由此，以成为生成调整电流Icr那样的输入输出比（1：k）的方式，将各开关SWi接通或者断开。开关SWi接通时，对应的输出侧MOS晶体管MP5i的主端子间流动有电流，与接通的开关SWi中流动的电流相加，从输出端子输出输出电流kIB4。

在此，多个输出侧MOS晶体管MP5i在接通时流动的电流也可以分别不同。由此，能够与开关SWi相对应地在权重不同的输出侧MOS晶体管MP5i中流动电流（能够进行i比特的调整），所以能够实现输出电流的更精细的调整。

如上所述，基极电流IB3、IB4都是具有二极管特性的电流。因此，能够容易地进行使从基准电压VBG2中减去基于调整电流Icr的电压（R2·Icr）而得到的电压的二阶微分成分为0那样的调整。此外，通过作为第1电路单元的电流源而使用第2电路单元，能够根据在基准电压生成电路单元1B中利用的电流生成调整电流Icr。因此，不需要另外设置电流源，能够以简单的结构容易地生成调整基准电压VBG2的2次温度系数的调整电流Icr。

图8及图9是表示由图3所示的基准电压生成电路输出的基准电压的图表。在图8中，示出了最终输出的基准电压VBG2－2（T），并且示出了调整过程中的带隙电压VBG（T）、VBG2－1（T）。图9示出了在图8所示的带隙电压VBG2－1（T）及VBG2－2（T）中将电压轴放大后的图表。另外，图9中的带隙电压VBG2－1（T）为了在1个图表上进行对比，而对电压整体实施了偏压进行表示。图8所示的带隙电压VBG（T）与图15所示的情况相同，是仅调整了1次温度系数的电压。

作为基准电压VBG2的调整的步骤，首先，调整第1调整电路单元2的调整电阻R3，以使带隙电压的1次温度系数相抵消。调整了1次温度系数的带隙电压VBG（T）包含2次温度系数，因此，与温度变化相对应，以2次函数变化。在此，如上述那样，调整电流镜像电路单元5的输入输出比（1：k），以使带隙电压VBG（T）的2次温度系数相抵消。在此，调整电流Icr中包含1次微分成分（在2次调整电路单元3中生成调整电流Icr时，不仅生成2次微分成分，还生成1次微分成分及0次微分成分），因此，由电流镜像电路单元5调整后的带隙电压VBG2－1（T），与温度变化相对应地以大致线性变化（再次具有1次温度系数）。在此，再次通过调整调整电阻R3来使带隙电压VBG2－1（T）所包含的1次温度系数相抵消。如图15所示那样仅进行了1次温度系数调整的带隙电压VBG（T），在应用基准电压生成电路1B的电子仪器所要求的一般温度区域（－50℃～150℃）内，进行约4mV程度的变化，与此相对，在调整了2次微分成分后的带隙电压VBG2－1（T）中，如图9所示，抑制为约0.2mV程度的变化。而且，在对此再次进行了1次温度系数调整后的带隙电压VBG2－2（T）中，如图9所示，抑制为约0.1mV以下的变化。这样，根据上述结构，能够生成几乎不随温度变化而变化的带隙电压VBG2－2（T）。因此，通过将其作为基准电压VBG2来输出，能够与温度无关地输出稳定的基准电压VBG2。

图10是表示与从图2所示的基准电压生成电路输出的基准电压相对于温度变化的变化有关的模拟结果的图表。如图10所示，在基于图2制作的电路中进行的模拟的结果也呈现与图8及图9所示的带隙电压VBG2－2同样的趋势。即，在－50℃～150℃的温度区域内，基准电压的变化幅度被抑制为约0.6mV程度。变化幅度相比于图8及图9的运算结果多少有所增加，其原因推测为，带隙电压不仅受到双极晶体管Q1、Q2的温度依存特性的影响，还受到双极晶体管Q1、Q2的高温时的漏电电流及差动放大器4的性能的影响。然而，即便考虑这样的影响，本实施方式中的基准电压生成电路与仅修正1次温度系数的结构相比，生成了与温度无关而充分稳定的基准电压。

＜第2实施方式的变形例＞

接下来，说明本发明的第2实施方式的基准电压生成电路的变形例。图11是表示本发明的第2实施方式的变形例的基准电压生成电路的概略结构例的电路图。在本变形例中，对于与第2实施方式同样的结构赋予相同的标记并省略说明。本变形例的基准电压生成电路10C与第2实施方式的不同点在于，第2调整电路单元3C使第2电阻R2和第2二极管特性元件D2之间产生调整电流Icr。具体地说，在第2调整电路单元3C中，电流镜像电路单元5的输出端子连接在第2电阻R2与第2二极管特性元件D2之间。而且，在本变形例中，差动放大器4的非反转输入端子作为第1电压V1而被施加第1电流源单元S1与第1电阻R1之间的电压，反转输入端子作为第2电压V2而被施加第2电流源单元S2与第2电阻R2之间的电压，该第2电压V2为基准电压生成电路10C输出的基准电压VBG2。

这样，第2调整电路单元3C所生成的调整电流Icr可以流向基准电压生成电路单元1C的路径中的任意部位。例如，如第1及第2实施方式所示，可以是第2路径P2与差动放大器4的反转输入端子之间，也可以是第1路径P1与差动放大器4的非反转输入端子之间，还可以是第1路径P1中的规定部位，如本变形例所示，可以是第2路径P2中的规定部位，也可以是差动放大器4的返回路径（差动放大器4的输出端子与第1电阻R1及第2电阻R2之间）。这样，能够在基准电压生成电路单元1的路径内自由地选择用于将基准电压VBG2的2次温度系数抵消的调整电流Icr，能够提高电路设计的自由度。

＜基准电压生成电路的应用例＞

说明使用了上述实施方式中说明的基准电压生成电路的基准电压源的结构例。图12是表示应用了本发明的一实施方式的基准电压生成电路的基准电压源的概略结构例的电路图。如图12所示，本应用例中的基准电压源11具备：图1等所示的基准电压生成电路10；以及将从基准电压生成电路10输出的基准电压VBG2放大的放大器7。根据上述结构的基准电压源11，输出1次温度系数和2次温度系数被相互独立的调整电路单元2、3调整后的基准电压VBG2，因此能够以简单的结构提高温度依存特性。

而且，放大器7的放大率A0的调整是指，对基准电压VBG2的0次的温度系数进行调整。从放大器7输出的基准电压源的输出电压VOUT可表示为，VOUT＝A0·VBG2（T）。因此，通过调整放大器7的放大率A0，能够作为随温度变化较少的电压来取得所希望的输出电压VOUT。

进而，说明应用了上述那样的基准电压源11的装置。图13是表示应用了本发明的一实施方式的基准电压源的装置的概略结构例的电路图。如图13所示，本装置12具备：图12所示的基准电压源11；以及使用从该基准电压源11输出的输出电压VOUT来进行规定的变换的电压依存型变换器8。作为电压依存型变换器8，只要是使用基于基准电压VBG2的输出电压VOUT的变换器即可，没有特别限定，例如，能够列举出电压变换器、电压电流变换器、AD转换器、DA转换器、温度检测器、电池控制器、频率变换器、电压控减振荡器（VCO）等。

一般来讲，电压依存型变换器8相对于输出电压VOUT而输出线性的变换输出信号F（进行线性动作）。将电压依存型变换器8自身的温度特性函数设为f（T）时，变换输出信号F能够表示为F（T）＝f（T）＋VOUT（T）。即，通过调整基准电压源11的输出电压VOUT（T）的0次或2次温度系数，能够减少变换输出F（T）的0次或2次温度系数。

若考虑至2次温度特性，则温度特性函数f（T）及输出电压VOUT（T）表示为f（T）＝f₀（1＋a1·ΔT／T₀）·（1＋a2·ΔT／T₀）及VOUT（T）＝VOUT₀（1＋b1·ΔT／T0）·（1＋b2·ΔT／T₀）。另外，f₀是基准温度T₀下的温度特性函数f的值，VOUT₀是基准温度T₀下的输出电压VOUT的值，a1、a2、b1、b2是系数。

例如，在电压依存型变换器8输出与电压成正比的输出信号F（T）的情况下，表示为F（T）＝f（T）·VOUT（T）＝f₀（1＋a1·ΔT／T₀）·（1＋a2·ΔT／T₀）·VOUT₀（1＋b1·ΔT／T₀）·（1＋b2·ΔT／T₀）。在此，若设定系数a1、a2、b1、b2均小于1，则能够将上述式子如下那样近似。即，能够表示为F（T）＝f₀·VOUT₀·（1＋（a1＋b1）·ΔT／T₀＋a1·b1·（ΔT／T₀）2）·（1＋（a2＋b2）·ΔT／T₀＋a2·b2·（ΔT／T₀）2）。因此，通过调整基准电压生成电路10的温度系数以成为a1＋b1＝a2＋b2＝0，能够使电压依存型变换器8的输出信号F（T）的1次温度系数（a1＋b1）·（a2＋b2）相抵消，并且2次温度系数（a1·b1＋a2·b2）也减少。

另外，在电压依存型变换器8输出与电压成反比的输出信号F（T）的情况下，也能够使用1／（1＋x）1－x（其中，｜x｜＜＜1）的近似来同样地减少温度系数。

以上，说明了本发明的实施方式，但是本发明不限于上述实施方式，在不脱离其宗旨的范围内能够进行各种改进、变更和修正。例如，可以任意地组合多个上述实施方式及变形例中的各结构要素。此外，第1及第2二极管特性元件D1、D2、第2调整电路单元3及差动放大器4等的具体结构在第2实施方式中进行了示例，同样的结构也能够应用在第1实施方式中。此外，只要能够进行上述实施方式所说明的动作即可，第1及第2二极管特性元件D1、D2、第2调整电路单元3及差动放大器4等的具体结构不限于上述的结构。

根据上述说明，本领域技术人员显然能够获得本发明的很多改进和其他实施方式。因此，上述说明应该解释为仅是示例，是为了向本领域技术人员示出实施本发明的最佳方式而提供的。在不脱离本发明的精神的情况下，能够对其构造及／或功能的详细情况进行实质性变更。

工业实用性

本发明的基准电压生成电路能够以简单的结构提高温度依存特性，所以是有用的。

附图标记说明

1，1B，1C基准电压生成电路单元

2第1调整电路单元

3，3C第2调整电路单元

4差动放大器

5电流镜像电路单元

6电流源

7放大器

8电压依存型变换器

10，10B，10C基准电压生成电路

11基准电压源

12装置

41MOS晶体管差动对

42MOS晶体管电流镜对

D1第1二极管特性元件

D2第2二极管特性元件

E1电源

MN1，MN2N沟道MOS晶体管

MP1，MP2，MP3P沟道MOS晶体管

MP50输入侧MOS晶体管

MP5i输出侧MOS晶体管

P1第1路径

P2第2路径

Q1第1双极晶体管

Q2第2双极晶体管

Q3双极晶体管（第2电路单元）

Q4双极晶体管（第1电路单元）

R1第1电阻

R2第2电阻

R3调整电阻

S1第1电流源单元

S2第2电流源单元

S3恒流源

SWi开关

Claims (5)

1.一种基准电压生成电路，具备：

基准电压生成电路单元，具有第1二极管特性元件和与该第1二极管特性元件相比流动的电流密度不同的第2二极管特性元件，输出基于对该第1二极管特性元件和第2二极管特性元件施加的电压之差而生成的基准电压；

第1调整电路单元，调整所述基准电压的1次温度系数；以及

第2调整电路单元，调整所述基准电压的2次温度系数；

所述第2调整电路单元包括电流源，该电流源生成被调整为使所述基准电压的二阶微分成分相抵消的电流；

所述电流源构成为生成表示为C·exp(－t)的电流，其中，t为温度，C为常数。

2.如权利要求1所述的基准电压生成电路，

所述电流源包括第1电路单元，该第1电路单元具备使该生成的电流具有将所述基准电压的二阶微分成分抵消的特性的二极管特性。

3.如权利要求2所述的基准电压生成电路，

所述第1电路单元包括双极晶体管；

所述电流源具备：所述第1电路单元；第2电路单元，基于在所述基准电压生成电路单元的所述第1及第2二极管特性元件的某一方中流动的电流，在所述第1电路单元的集电极与发射极之间流动电流；以及电流镜像电路单元，被输入在所述第1电路单元的基极中流动的电流，向所述基准电压生成电路单元的路径输出修正电流；

所述电流镜像电路单元通过调整输入输出比，来调整向基准电压生成电路单元输入的电流值。

4.如权利要求1所述的基准电压生成电路，

所述基准电压生成电路单元构成为，具备：第1路径，包括所述第1二极管特性元件和与该第1二极管特性元件串联连接的第1电阻；第2路径，包括所述第2二极管特性元件和与该第2二极管特性元件串联连接的第2电阻；以及差动放大器，被输入所述第1路径的由所述第1电阻降压后的第1电压和所述第2路径的由所述第2电阻降压后的第2电压；该基准电压生成电路单元将对所述第1电阻及所述第2电阻的至少一方施加的电压作为所述基准电压来输出；

所述第1调整电路单元包括调整电阻，该调整电阻与所述第1二极管特性元件及所述第2二极管特性元件中的某一个连接。

5.一种基准电压源，具备：

权利要求1所述的基准电压生成电路；以及

放大器，将所述基准电压放大。