CN103023291A - 一种基于电压型并网逆变器的谐振抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种简单实用的并网逆变器的控制方法，运用同步采样法测量逆变器的平均电流，将一系列带通滤波器组合成为线性控制器，结合占空比前馈对逆变器的输出电流进行控制，使得在采用LCL滤波器的情况下，避免了阻尼电阻的使用。这种并网逆变器结构简单可靠，不仅抑制了可能出现的谐振隐患，还能够达到国际标准的要求。本发明通过使用线性控制器，避免了传统方法中对输出电流的谐波分量的测量，使得对输出电流的畸变得到了有效的抑制。占空比前馈的结合使用大大提高了逆变器的输出电流的跟踪精度和动态响应速度，并且能够保证***的稳定性不受影响。这些方法的结合使得LCL滤波器在并网逆变器中的实际应用成为可能，极大地改善了原有并网逆变器***的稳定性、有效性、可靠性和实用性。

Description

一种基于电压型并网逆变器的谐振抑制方法

技术领域

本发明涉及一种电压型逆变器(VSI)的电流控制方法，特别适合于微网中带LCL滤波器的并网逆变器的谐振抑制。 

背景技术

逆变器被控制为电流源为电网输送电能时，传统的控制方法通常采用比例积分(PI)调节器对输出电流进行控制。这种控制方法需要很大的增益来实现足够的控制精度。另一方面，LCL滤波器的使用极大地增加了逆变器***的复杂程度，因而保证***的稳定性是并网逆变器控制的一大难题。为了避免谐振的出现，对于LCL滤波器参数和控制器参数的选取有也有着严格的要求。满足这些要求对于逆变器输出电流的谐波畸变抑制带来了困难，目前国内还缺乏非常有效的解决方法。 

目前对于逆变器的并网运行，主要解决方法是使用一个大电感作为滤波器，通过对电感电流的控制以达到满足指标要求的输出电流。这种方法通常需要一个较大的滤波电感，从而大大增加了***的体积和成本。然而，由于这种***结构简单，便于设计和控制，因此广泛地应用于并网逆变器中。 

近年来，LCL滤波器作为并网逆变器的输出滤波器得到了越来越多的关注。但是由于LCL滤波器的参数选取较为复杂，控制***较难设计，容易引起谐振等问题，在目前国内产品中这类滤波器还尚未普及。然而，LCL滤波器的使用可以很大程度地减小逆变器***的体积和成本，提高输出电流的质量，减小电磁干扰(EMC)，因而，LCL滤波器的使用已成为并网逆变器输出滤波器技术的一个重要发展趋势。如何找到一个方案，既能使用LCL滤波器降低***的成本，又能向电网提供高质量的电流，还能保证***稳定并抑制谐振，是目前带LCL滤波器的并网逆变器控制所面临的主要问题。对于基于谐振抑制的LCL滤波型 并网逆变器输出电流的控制，国内尚无非常简单有效的应用实例。 

从上述对现有技术的介绍分析可见，目前在国内尚无将谐振抑制与电流控制相结合的方法实现LCL滤波型并网逆变器控制的报道。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于谐振抑制的LCL滤波型并网逆变器的控制技术，使用简单的电流控制方法，既能使逆变器达到很高的输出精度，又能保证***的稳定并抑制谐振。当电网电压存在畸变时，还能将输出电流的畸变抑制在很小的范围内，满足并网逆变器的国际标准。 

本发明的技术方案的具体实现是测量逆变器侧的电感电流，把单个逆变器控制成电流源，其步骤为： 

第一步，利用霍尔传感器测量逆变器的LCL滤波器的逆变器侧电感电流。该做法与国内目前大多数的做法有所不同。国内大多数做法是测量LCL滤波器的电网侧电流，这种方法很难调节控制器的反馈系数以避免振荡。而本发明所提出的方法是测量逆变器侧的电感电流，这样做的好处是便于设计反馈控制器以抑制谐振，使得***具有较高的鲁棒性； 

第二步，使用脉冲宽度调制(PWM)信号作为激励，同步采集电感电流。这是由于逆变器侧的电感电流含有较多的开关噪声和纹波。采用数字信号处理器进行同步采样，将测得逆变器侧的电感电流的平均值，这些采样值则会组成一条光滑的正弦曲线； 

第三步，对同步采样得到的逆变器侧的电感电流的进行单环反馈控制，简单有效。采用比例控制器与一系列谐振控制器相结合的方法，谐振控制器的通带频率为工频与各奇次谐波频率； 

第四步，利用公式d_ff＝v_ref/V_dc，将参考电压转化为占空比进行前馈，从而提高***的动态响应性能； 

第五步，配置比例反馈系数以及带通滤波器的增益。电流环比例反馈系数为L/T_s/V_dc/2，其中L为逆变器侧电感，T_s为开关频率。谐振控制器的增益根据各次谐波次数而定，随着谐波次数的升高，谐振控制器的增益逐次减小，以保 证谐波次数和谐波增益的乘积小于稳定上限； 

第六步，测量电网电压，利用锁相环使指令电流与电网电压同步。由于逆变器侧电感电流和电网侧电感电流存在一定幅值差和相位差，可以根据LCL滤波器侧参数进行校正，估算最终所需的电流控制环的参考信号； 

第七步，将电流控制环的输出反馈占空比信号与前馈占空比信号相加，作为逆变全桥的驱动信号。采用双极性PWM，获得控制逆变全桥中各个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)器件的PWM信号。 

本发明通过将比例控制器、一系列谐振控制器与前馈控制器结合来调节逆变器侧的电感电流，不但使得逆变器的输出电流控制得到了有效控制，还有效抑制了由LCL滤波器的使用所带来的谐振，提高了LCL滤波型逆变器***的应用价值。 

附图说明

图1是本发明所适用的逆变器主电路的原理图； 

图2是控制电路核心部分框图； 

图3是本发明所适用的并网逆变器***的拉普拉斯域传递函数模型； 

图4(a)是图3中输出电流对指令电流的增益波特图； 

图4(b)是图3中电网电压对输出电流的传递函数波特图； 

图5是本并网逆变器***的Z域模型； 

图6(a)是最小延时数字控制并网逆变器的离散***根轨迹图； 

图6(b)是典型延时数字控制并网逆变器的离散***根轨迹图； 

图6(c)是最大延时数字控制并网逆变器的离散***根轨迹图； 

图7(a)是并网逆变器满载时输出电流和电网电压的稳态实验波形图； 

图7(b)是并网逆变器半载时输出电流和电网电压的稳态实验波形图； 

图7(c)是并网逆变器电流指令倍增时输出电流和电网电压的动态实验波形图； 

图7(d)是并网逆变器电流指令减半时输出电流和电网电压的动态实验波形图； 

具体实施方式

附图是本发明的具体实施例； 

下面结合附图对本发明的内容作进一步详细说明： 

参照图1所示，直流电通过逆变全桥变为交流，其输出通过逆变器侧滤波电感L、滤波电容C和电网侧滤波电感L_g电网供电。r_L和r_g均表示滤波电感的寄生电阻，R是与电容串联的阻尼电阻。 

参照图2所示，用霍尔传感器测量电网电压v_g和逆变器侧电感电流i_L，作为逆变器的反馈控制信号。采用数字信号处理器，对***进行数字控制。由于逆变器侧电感电流中含有大量纹波和开关噪音，采用同步采样法进行滤除。控制电流的采样时间使之与PWM三角波的峰值同步，就可以实现很好的滤波效果。反馈控制器采用单环控制方法：即电感电流的比例+工频谐振+谐波谐振控制，用于抑制谐振的控制器z域表达式为： 

$G_c\left(z\right)=k_p(1+\underset{h=1,\mathrm{odd}}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{k}_h\frac{a_{\mathrm{zh}}{z}^2+b_{\mathrm{zh}}z+c_{\mathrm{zh}}}{A_{\mathrm{zh}}{z}^2+B_{\mathrm{zh}}z+C_{\mathrm{zh}}})$

其中分式代表某次谐波的数字带通滤波器，其表达式和参数通常由双线性变换法得出。比例系数选取须满足K_L＜L/T_s/V_dc。k_p的取值为1，k_h的取值则根据实际所需的谐波抑制能力来确定。如果需要逆变器在某次谐波处具有较强的抑制力，则取较大的k_h。图2中另外一个重要的控制器就是前馈控制器。前馈控制可以降低稳态误差，提高动态响应速度，并不影响***的稳定性。因此，占空比的前馈系数选取为k_ff＝v_ref/V_dc。逆变器侧电感电流反馈与占空比前馈相结合，组成了整个逆变器的控制器，这种控制方法会实现最快的动态响应速度。控制器最终计算得到的占空比经过数字信号处理器的调制，生成PWM信号驱动逆变全桥。 

本***并不需要检测输出电流，而可以实现对输出的控制。采用合理的控制参数，使得控制器可以有效地抑制谐振。使用这样的反馈控制器，不但能够 实现理想的跟踪效果，而且可以避免因使用阻尼电阻而带来的电能损耗，为LCL滤波器的实际应用带来了极大的方便。前馈控制器的结合，进一步提高了逆变器的输出精度和响应速度，使该控制方案的实用价值大大增加。 

参照图3所示，该图表示本发明所适用的并网逆变器拉普拉斯域传递函数模型。由于电网电压的存在，电网中的谐波成分也会对并网逆变器的控制效果产生较大的影响。对此，本发明做出了相应的分析。 

参照图4(a)、(b)所示，给出了本***的频率响应分析结果，其中图4(a)为参考电流到输出电流的增益响应，其中横坐标表示角频率，纵坐标分别表示幅值和相角；图4(b)为电网电压到输出电流的扰动响应，其中横坐标表示角频率，纵坐标分别表示幅值和相角。 

可见，本***的控制方法简单，只需要控制电感电流，就可以使逆变器达到很高的控制精度和谐波抑制能力。在频率较低的范围内，电网电压的畸变也不会对输出电流造成过大的影响。采用本发明所提出的控制方法，可以实现较理想的电流输出效果。 

参照图5所示，该图表示本并网逆变器z域传递函数模型，用于精确描述***的动力学特征。 

参照图6(a)、(b)、(c)所示，给出了基于图5***的离散域根轨迹图。其中图6(a)为最小延时(半个开关周期)数字控制并网逆变器的离散***根轨迹图；图6(b)为典型延时(一个开关周期)数字控制并网逆变器的离散***根轨迹图；图6(c)为最大(一个半开关周期)延时数字控制并网逆变器的离散***根轨迹图；根据这些根轨迹图，可以得出满足鲁棒性所需的控制参数。也可以根据控制参数预测出***的动态指标如：超调量、自然振荡角频率、上升时间以及响应时间等。 

以下给出实验例： 

实验以一个单位千瓦的并网逆变器为例。实验中使用工频电网接在并网逆 变器的输出端。逆变器的参考电压频率与电网同步，主电路参数为：L＝1.6mH、r_L＝0.4Ω、C＝10μF、R＝0、L_g＝1.6mH、r_g＝0.4Ω，测量电路采用预校正以保证反馈测量的准确性。 

参照图7所示，以电网电压为参考，给出了实验中并网逆变器的输出电流的波形。图7(a)为并网逆变器满载时的稳态输出电流和电网电压的实验波形图，其中横坐标表示时间，纵坐标表示电流和电压幅值，根据频谱测量得出输出电流的功率因数为98.5％，总谐波畸变因数(THD)为2.6％，而电网本身具有的畸变因数是2％；图7(b)为并网逆变器半载时的稳态输出电流和电网电压的实验波形图，其中横坐标表示时间，纵坐标表示电流和电压幅值，根据频谱测量得出输出电流的THD为2.9％，始终小于5％，可以满足IEEE1547-2003标准中所规定的THD上限；图7(c)为并网逆变器电流指令倍增时输出电流和电网电压的动态响应实验波形图，其中横坐标表示时间，纵坐标表示电流和电压幅值，可以看出本发明所使用的控制方法能在一个工频周期内使得跃增的输出电流进入稳态；图7(d)为并网逆变器电流指令减半时输出电流和电网电压的动态响应实验波形图，其中横坐标表示时间，纵坐标表示电流和电压幅值，可以看出本控制方法能在一个工频周期内使得跃减的输出电流进入稳态，具有非常迅速的动态响应性能。 

从以上结果可见，本发明所使用的硬件元器件很少，大大节省了***成本和体积。使用本发明所提出的控制器，首先解决了并网逆变器使用LCL滤波器时的谐振抑制问题，还可以避免因使用阻尼电阻而带来的电能损耗，为LCL滤波器的实际应用带来了极大的方便。线性控制器与前馈控制的结合，不但提高了输出电流的跟踪精度，而且还保证了很高的功率因数，取得了良好的输出特性。在电网电压畸变的情况下，输出电流中的谐波成分也可以得到有效抑制，不会因为输出电压的畸变而造成谐波污染。控制方法的灵活运用，使得并网逆 变器***有很快的动态响应速度，保证了整个并网逆变器***运行的稳定性、有效性、和可靠性。 

Claims (3)

1.一种基于谐振抑制电流控制型并网逆变器的控制方法，包括电流控制，谐振抑制和锁相控制，其特征在于：测量LCL滤波器的逆变器侧电感电流进行反馈控制以抑制谐振，并使用脉冲宽度调制(PWM)信号作为激励，同步采集电感电流。采用数字信号处理器进行同步采样，将测得逆变器侧的电感电流的平均值，可以滤除电感电流中存在的开关噪声和纹波。对同步采样得到的逆变器侧的电感电流的进行单环反馈控制。

2.如权利要求1所述，一种基于谐振抑制电流控制型并网逆变器的控制方法，其特征在于：采用比例控制器与一系列谐振控制器相结合的方法进行单环控制，谐振控制器的通带频率为工频与各奇次谐波频率。利用公式d_ff＝v_ref/V_dc，将参考电压转化为占空比进行前馈。电流环比例反馈系数配置为L/T_s/V_dc/2，其中L为逆变器侧电感，T_s为开关频率。谐振控制器的增益根据各次谐波次数而定，随着谐波次数的升高，谐振控制器的增益逐次减小，以保证谐波次数和谐波增益的乘积小于稳定上限。

3.根据权利要求1所述，一种基于谐振抑制电流控制型并网逆变器的控制方法，其特征在于：利用锁相环使指令电流与电网电压同步。由于逆变器侧电感电流和电网侧电感电流存在一定幅值差和相位差，可以根据LCL滤波器侧参数进行校正，估算最终所需的电流控制环的参考信号。 

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