CN102545264A

CN102545264A - 一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法

Info

Publication number: CN102545264A
Application number: CN2012100282121A
Authority: CN
Inventors: 白志红; 马皓
Original assignee: Zhejiang University ZJU
Current assignee: Zhejiang University ZJU
Priority date: 2012-02-09
Filing date: 2012-02-09
Publication date: 2012-07-04

Abstract

本发明公开了一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，包括：(1)采集电网电压、电流反馈量和状态量；(2)根据电流反馈量生成指令信号；(3)根据状态量求得前馈信号；(4)使指令信号与前馈信号叠加得到调制信号，根据调制信号生成控制并网逆变器的开关信号。本发明方法能够使整个***从三阶***降为一阶***，消除了LCL滤波器谐振频率处的幅值增益尖峰，从而使***可以获得较大的稳定裕度，保证***的动态响应和稳态性能，且电流调节器的设计得以大大简化。

Description

一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法

技术领域

本发明属于电力逆变控制技术领域，具体涉及一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法。

背景技术

近年来，随着环境污染以及能源紧缺的日益严重，开发和利用可再生能源(如太阳能、风能等)成为人类社会的迫切需要。而作为可再生能源发电***连接电网的必要接口设备，并网逆变器已成为当前电力电子领域的研究热点。

为抑制高频开关产生的电压和电流纹波，并网逆变器一般采用L型(单电感)滤波器(如图1(a)所示)或LCL型(电感-电容-电感)滤波器(如图1(b)所示)作为其与电网的必要接口部件。L型滤波器为一阶环节，结构简单，***易于稳定，但对电流纹波的抑制能力较差，因此滤波电感值往往也较大。LCL型滤波器包含三个储能元件(逆变侧电感、电容和电网侧电感)，其输入电压到输出电流的传递函数为三阶***，可以在高频段实现更大的谐波电流衰减。但是，由于三阶***在谐振频率处存在很大的幅值增益尖峰，如果直接采用典型的并网电流闭环的控制策略，***是很难稳定的。

传统采用无源阻尼(即在滤波元件上增加阻尼电阻)的方法在一定程度上可以削弱LCL型滤波器中的谐振尖峰，有利于***的稳定控制，但是会带来附加损耗，降低***效率。为避免阻尼电阻带来的损耗，目前比较常用的方法是采用以电容电流反馈为内环，电网电流反馈为外环的双闭环控制策略，整个并网控制***(包括并网逆变器、LCL型滤波器、电压电流传感器及控制环)如图2所示；该控制策略无需在电路中并联阻尼电阻，因此不会额外增加***的损耗，但是该***仍然为三阶***，为使谐振尖峰完全移到0dB线以下，需要将开环***的截止频率设置得很低，这势必会影响***的动态响应和稳态性能；而且，由于该方法采用了两个控制环，需要分别针对两个电流调节器进行设计，因此控制***较为复杂，***资源占用也大。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，能够保证***的动态响应和稳态性能。

一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集电网电压、电流反馈量以及LCL型滤波器的状态量；

所述的LCL型滤波器包括逆变侧电感、电容和电网侧电感；所述的状态量为逆变侧电感两端的电压、流经逆变侧电感的电流、电容两端的电压、流经电容的电流、电网侧电感两端的电压或流经电网侧电感的电流；所述的电流反馈量为流经逆变侧电感的电流或流经电网侧电感的电流。

(2)利用锁相环提取电网电压的相位，将所述的相位与给定的电网电流峰值相乘，得到网侧电流给定信号；使所述的网侧电流给定信号减去所述的电流反馈量，得到电流误差信号；利用电流调节器对所述的电流误差信号进行调节，得到指令信号；

(3)对所述的状态量进行前馈运算处理，得到前馈信号；

(4)将所述的前馈信号与指令信号相加，得到调制信号；利用PWM调制器使所述的调制信号与给定的三角载波信号进行比较，生成开关信号，以对并网逆变器中的开关管进行控制。

所述的电流调节器为PI(比例积分)控制器或PR(比例谐振)控制器。

所述的步骤(3)中，根据以下前馈传递函数表达式对状态量进行前馈运算处理；

对于电流反馈量为流经电网侧电感的电流：

若状态量为流经逆变侧电感的电流，则前馈传递函数H(s)＝L₁s/k_pwm；

若状态量为流经电容的电流，则前馈传递函数H(s)＝L₁s/k_pwm；

若状态量为流经电网侧电感的电流，则前馈传递函数H(s)＝L₁L₂Cs³/k_pwm；

若状态量为逆变侧电感两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝1/k_pwm；

若状态量为电容两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝L₁Cs²/k_pwm；

若状态量为电网侧电感两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝L₁Cs²/k_pwm；

对于电流反馈量为流经逆变侧电感的电流：

若状态量为流经电容的电流，则前馈传递函数H(s)＝1/(k_pwmCs)；

若状态量为流经电网侧电感的电流，则前馈传递函数H(s)＝L₂s/k_pwm；

若状态量为电容两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝1/k_pwm；

若状态量为电网侧电感两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝1/k_pwm；其中：k_pwm为PWM(脉冲宽度调制)比例增益，且k_pwm＝V_dc/V_cm，V_dc为直流母线电压(即并网逆变器直流侧的输入电压)，V_cm为三角载波幅值，L₁为逆变侧电感的电感值，L₂为电网侧电感的电感值，C为电容的容值，s＝jω，ω为角频率。

本发明方法通过采用状态量的前馈控制，能够使整个***从三阶***降为一阶***，消除了LCL滤波器谐振频率处的幅值增益尖峰，从而使***可以获得较大的稳定裕度，保证***的动态响应和稳态性能，且电流调节器的设计得以大大简化。

附图说明

图1(a)为采用L型滤波器的并网逆变器结构示意图。

图1(b)为采用LCL型滤波器的并网逆变器结构示意图。

图2为现有技术并网控制***的示意图。

图3为本发明并网控制***的示意图。

图4(a)为采用现有技术并网逆变器控制策略下网侧电流的波形图。

图4(b)为采用现有技术并网逆变器控制策略下网侧电流的频谱图。

图5(a)为采用本发明并网逆变器控制策略下网侧电流的波形图。

图5(b)为采用本发明并网逆变器控制策略下网侧电流的频谱图。

图6为采用现有技术并网逆变器控制策略下控制***的Bode图。

图7为采用本发明并网逆变器控制策略下控制***的Bode图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明并网逆变器的控制方法进行详细说明。

如图3所示，一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集电网电压v_g、电流反馈量以及LCL型滤波器的状态量；

本实施方式中，并网逆变器将450V的直流电转换为220V的交流电，并通过LCL型滤波器滤波后输入至电网。

并网逆变器为5kW的单相电压源型逆变器VSI，其具有4只IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，IGBT的开关频率为8.4kHz。

LCL型滤波器包括逆变侧电感L₁、电容C和电网侧电感L₂；L₁＝1.6mH，L₂＝1.6mH，C＝12μF。

本实施方式中状态量为流经逆变侧电感的电流i_L1，电流反馈量为流经电网侧电感的电流i_L2。

(2)利用锁相环PLL提取电网电压v_g的相位sinθ，将相位sinθ与给定的电网电流峰值I_gm相乘，得到网侧电流给定信号i_g；本实施方式中，电网电流峰值I_gm＝25A；

使网侧电流给定信号i_g减去电流反馈量(流经电网侧电感的电流i_L2)，得到电流误差信号i_u；

利用PI控制器对电流误差信号i_u进行PI调节，得到指令信号v_d；其中：PI控制器的传递函数为G_c(s)＝(K_ps+K_i)/s，K_p为比例系数，K_i为积分系数，s＝jω，ω为角频率；本实施方式中，K_p＝0.01，K_i＝80。

(3)根据前馈传递函数H(s)＝L₁s/k_pwm对状态量(流经逆变侧电感的电流i_L1)进行一阶微分运算处理，得到前馈信号v_f；其中：L₁为逆变侧电感的电感值，s＝jω，ω为角频率；k_pwm为PWM比例增益，且k_pwm＝V_dc/V_cm，V_cm为三角载波幅值，V_dc为直流母线电压(即并网逆变器直流侧的输入电压)；本实施方式中，V_cm＝1V，V_dc＝450V。

(4)将前馈信号v_f与指令信号v_d相加，得到调制信号v_m；

利用PWM调制器使调制信号v_m与给定的三角载波信号v_carrier进行比较，生成4路开关信号S₁～S₄分别对并网逆变器中的4只IGBT进行控制；

本实施方式中，PWM调制器采用单极倍频SPWM(Sinusoidal PWM)技术，即超前臂工作在工频模式，仅对滞后臂进行调制。

将现有技术与本实施方式对比：

采用单电流反馈控制策略，以网侧电流(即流经L₂的电流)为反馈量时，控制***的开环传递函数为：

G_{i_{2_ol}} (s) = G_{c} (s) \frac{k_{pwm}}{L_{1} L_{2} {Cs}^{3} + (L_{1} + L_{2}) s}

式中，G_c(s)为电流调节器的传递函数。

显然，该***为三阶***。根据上式可以得到以网侧电流为直接控制对象时控制***的开环Bode图(幅相频率图)，如图6中实线所示。可以看出，三阶***在谐振频率处存在较大的幅值增益尖峰，而且相位发生180°跳变，使得***的稳定裕度难以保证，给控制***的设计造成很大困扰。

以逆变侧电流(即流经L₁的电流)为反馈量时，控制***的开环传递函数为：

G_{i_{1_ol}} (s) = G_{c} (s) \frac{(L_{2} {Cs}^{2} + 1) k_{pwm}}{L_{1} L_{2} {Cs}^{3} + (L_{1} + L_{2}) s}

根据上式可得对应的开环Bode图，如图6中虚线所示。由图可知，当以逆变侧电流为反馈控制对象时，***增加了两个零点，***的稳定性得到了较大改善，***设计相对较容易。然而，LCL型滤波器所固有的谐振增益尖峰依然存在，而且由于逆变侧电流为反馈量，网侧电流仍然难以确保能达到预期的控制效果。

由此可见，不论是以网侧电流还是以逆变侧电流作为反馈量，控制***在LCL型滤波器谐振频率处均存在幅值增益尖峰。这种现象使得控制***的回路增益值受到限制，因为稍大的增益将使***发生振荡，谐振频率附近的谐波电流成分得到放大；而增益太小又会增大***稳态误差，并且控制***带宽减小和动态性能变差。

而采用本实施方式的控制策略时，以网侧电流作为反馈量，逆变侧电流作为前馈量，控制***的开环传递函数为：

G_{i_{2_ol}} (s) = G_{c} (s) \frac{k_{pwm}}{L_{2} s}

显然，采用状态量前馈控制后，控制***降为一阶***，此时电流调节器的设计将与采用单电感滤波器时完全一样，***校正前后的Bode图如图7所示。从图7中可以看出，由于控制***降为一阶***，传统双闭环控制固有的在LCL型滤波器谐振频率处的幅值增益尖峰消失了，稳定裕度得到了本质上的提高，***带宽可以取得很大而不影响***的稳定性，同时电流调节器的设计在很大程度上得到了简化。

图4和图5还给出了现有技术和本实施方式的仿真波形。由图4可知，采用现有技术并网逆变器控制策略，LCL型滤波器的谐振问题使得网侧电流在谐振频率处的谐波成分(谐波次数约为33次)得到放大，使得***难以达到稳定，电网电流发生振荡。图5给出了采用本实施方式网侧电流波形及其频谱分析，可以看出，网侧电流接近为理想正弦波形，且其THD(Total Harmonic Distortion，总谐波失真)为1.47％。

Claims

1.一种基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集电网电压、电流反馈量以及LCL型滤波器的状态量；

(3)对所述的状态量进行前馈运算处理，得到前馈信号；

2.根据权利要求1所述的基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，其特征在于：所述的电流调节器为PI控制器或PR控制器。

3.根据权利要求1所述的基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，其特征在于：所述的状态量为逆变侧电感两端的电压、流经逆变侧电感的电流、电容两端的电压、流经电容的电流、电网侧电感两端的电压或流经电网侧电感的电流；所述的电流反馈量为流经逆变侧电感的电流或流经电网侧电感的电流。

4.根据权利要求3所述的基于状态量前馈解耦的并网逆变器的控制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中，根据以下前馈传递函数表达式对状态量进行前馈运算处理；

对于电流反馈量为流经电网侧电感的电流：

对于电流反馈量为流经逆变侧电感的电流：

若状态量为电容两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝1/k_pwm；

若状态量为电网侧电感两端的电压，则前馈传递函数H(s)＝1/k_pwm；

其中：k_pwm为PWM比例增益，且kpwm＝V_dc/V_cm，V_dc为直流母线电压，V_cm为三角载波幅值，L₁为逆变侧电感的电感值，L₂为电网侧电感的电感值，C为电容的容值，s＝jω，ω为角频率。