CN102983805B - 交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种交流电动机的控制装置，其抑制由于过渡电压饱和而产生的电动机的不稳定现象。交流电动机的控制装置具有：位置控制器，其生成速度指令；速度控制器，其生成电流指令；电流控制器，其生成电压指令；di/dt限制器部，其对相当于q轴电压方程式的过渡电压成分的q轴电压饱和量进行计算；以及饱和量F/B部，其利用q轴电压饱和量生成位置指令修正量。另外，该饱和量F/B部具有：LPF，其使q轴电压饱和量通过，将通过后所获得的输出的换算值作为位置指令修正量，向位置控制器的输入侧反馈；以及频带设定器，其将相当于电动机的电路时间常数的倒数的值，作为用于确定LPF的频带的滤波器常数而设定在LPF中。

Description

交流电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种对控制对象的位置、速度、电流、电压等状态

量进行控制的控制装置，特别地，涉及一种适用于交流电动机的控制装置。

背景技术

在控制交流电动机(以下除了特别区别的情况以外，简称为“电动机”)时，在由急加减速运转等引起电流急剧变化时，因电感及电流变化的乘积(V＝L·(di/dt))，使电压指令的振幅过渡性地变大，有可能超过电压限制器的限制值。由此，产生过渡性的电压饱和(以下称为“过渡电压饱和”)。另外，已知在产生这样的过渡电压饱和时，电动机发生振动等而使动作不稳定。

另一方面，针对由于过渡电压饱和而产生的电动机不稳定现象，在下述专利文献1中，提取过渡电压饱和量，对所提取出的过渡电压饱和量赋予增益，然后经由滤波器向位置指令中反馈，通过修正位置指令，以不产生过渡电压饱和，从而抑制电动机的不稳定现象。

专利文献1：日本特开2010-57223号公报

发明内容

但是，在上述专利文献1中，由于没有对应于作为控制对象的电动机和控制装置的每种组合，而唯一地揭示出将过渡电压饱和量向位置指令中反馈(以下记作“F/B”)时的增益赋予及滤波器处理，所以必须针对电动机和控制装置的每种组合，以实验的方式进行增益和滤波器的设计。

另外，在上述专利文献1中，由于没有进行理论上的增益设计，所以用于修正位置指令的位置指令修正量ΔP没有被最优化，有时对于位置指令的修正产生过度修正或修正不足，有时无法充分地抑制由过渡电压饱和引起的不稳定现象。

本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于，提供一种交流电动机的控制装置，其可以充分地抑制由于过渡电压饱和而产生的电动机的不稳定现象。

为了解决上述课题，实现目的，本发明的特征在于，具有：速度控制器，其利用速度指令和所述交流电动机的速度之间的偏差，生成电流指令；电流控制器，其利用所述电流指令和所述交流电动机中流动的电流之间的偏差，生成电压指令；电压饱和量计算部，其利用所述电流指令的变化率和相当于所述交流电动机中的电感成分的值，计算相当于q轴电压方程式的过渡电压成分的电压饱和量；以及饱和量反馈部，其使所述电压饱和量通过低通滤波器，将所获得的滤波器输出的换算值作为速度指令修正量而向所述速度控制器的输入侧反馈，所述饱和量反馈部具有频带设定器而构成，该频带设定器将相当于所述交流电动机的电路时间常数的倒数的值，作为用于确定所述低通滤波器的频带的滤波器常数而设定。

发明的效果

根据本发明，具有下述效果，即，可以充分地抑制由于过渡电压饱和而产生的电动机的不稳定现象。

附图说明

图1是表示实施方式1所涉及的控制装置的一个结构例的图。

图2是表示实施方式1所涉及的饱和量F/B部的结构的图。

图3是表示实施方式1所涉及的实现滤波器功能的控制***的一个结构例的图。

图4是表示设定滤波器频带的频带设定器的一个结构例的图。

图5是表示过渡电压饱和时的响应波形(现有技术及实施方式1)的图。

图6是表示利用LPF的性质近似后的与LPF输入对应的LPF输出的示意图。

图7是对用于改善LPF的1次延迟响应特性的、实施方式2所涉及的一种方法进行说明的图。

图8是表示实施方式2所涉及的饱和量F/B部的详细结构的图。

图9是表示与位置偏差相关的3种类型(现有技术、时间常数固定、时间常数可变)的模拟结果的图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的实施方式所涉及的交流电动机的控制装置进行说明。此外，本发明并不受以下所示的实施方式限定。

实施方式1

(控制装置的结构)

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的控制装置的结构的图，示出了将交流电动机作为控制对象而构成的控制装置的一个通用的结构例。

实施方式1所涉及的控制装置具有在图1中分别以虚线部进行表示的第1控制***10以及第2控制***12而构成。在控制装置的输入端即第1控制***10的输入端上，连接有上位控制器114，在控制装置的输出端即第2控制***12的输出端上，连接有对作为控制对象的电动机112进行驱动的逆变器装置(以下记作“INV”)110。在电动机112上，连接有对与电动机112的转子(如果是线性电动机，则为可动件)相关的位置信息进行检测的位置检测器(以下记作“ENC”)113，并构成为，将ENC 113所检测出的位置信息向第1控制***10输入。另外，在INV 110和电动机112之间，设置有电流检测器111a～111c，并构成为，将电流检测器111a～111c所检测出的电动机电流i_u、i_v、i_w向第2控制***12输入。此外，在图1中，采用不将INV110、电流检测器111a～111c、ENC 113包含在控制装置内的结构，但也可以采用在控制装置内包含它们中的大于或等于1个的结构。

(第1控制***10的结构以及动作)

下面，对第1控制***10的结构以及动作进行说明。在图1中，第1控制***10具有位置控制器101、速度控制器102、电流振幅限制器103、di/dt限制器部104、饱和量F/B部105、微分器106以及加减法器115～117而构成。

位置控制器101将加减法器116输出的位置偏差e_rrp作为输入信号，生成速度指令W*并输出。另外，位置偏差e_rrp是作为加减法器115输出的修正位置指令P**和ENC 113输出的位置F/B信号p_fb之间的减法输出，而通过加减法器116生成的。另外，修正位置指令P**是作为上位控制器114输出的位置指令P*和饱和量F/B部105输出的位置指令修正量ΔP之间的减法输出，而通过加减法器115生成的。

速度控制器102将加减法器117输出的速度偏差e_rrw作为输入信号，生成电流指令i_q*并输出。另外，速度偏差e_rrw是作为位置控制器101输出的速度指令W*和微分器106输出的速度F/B信号W_fb之间的减法输出，而通过加减法器117生成的。另外，速度F/B信号W_fb是将ENC 113输出的位置F/B信号p_fb作为输入，而通过微分器106生成的。

电流振幅限制器103具有作为电流振幅限制器的功能，生成并输出q轴电流指令i_q**，该q轴电流指令i_q**是将速度控制器102输出的q轴电流指令i_q*的振幅抑制在规定幅度内而获得的。另外，对q轴电流指令i_q*以及q轴电流指令i_q**标记标号而进行区别，但在没有标号而仍要进行区别的情况下，将q轴电流指令i_q*称为“振幅限制前的q轴电流指令”，将q轴电流指令i_q**称为“振幅限制后的q轴电流指令”。

di/dt限制器部104具有作为电压饱和量计算部以及电流变化量限制部的功能，该电压饱和量计算部使用电流指令变化率和与电动机112的电感成分相当的值，求出与后述的q轴电压方程式的过渡电压成分相当的电压的饱和量(过渡电压饱和量)，该电流变化量限制部对q轴电流指令的变化量进行限制。在图1的结构中，将q轴电流指令i_q**作为输入信号，生成并输出修正q轴电流指令i_q***以及推定q轴电压饱和量ΔV^_q。另外，修正q轴电流指令i_q***是限制了q轴电流指令i_q**的变化量(振幅变化率)后的电流指令，成为针对第2控制***12的输入信号。另外，推定q轴电压饱和量ΔV^_q成为针对饱和量F/B部105的输入信号。

饱和量F/B部105具有滤波器功能及增益设定功能等，将di/dt限制器部104输出的推定q轴电压饱和量ΔV^_q作为输入信号，生成并输出位置指令修正量ΔP。另外，位置指令修正量ΔP成为针对加减法器115的一个输入信号，成为用于与位置指令P*进行减法运算的信号。

另外，在图1中，采用了将位置指令修正量ΔP向位置指令P*中进行F/B的结构，但如果使位置控制器101的增益与位置指令修正量ΔP相乘，则可以将位置指令修正量ΔP视为速度指令修正量。在这种情况下，也可以采用将饱和量F/B部105的输出向速度控制器102的输入侧进行F/B的结构，即，将速度指令修正量向速度指令W*进行F/B的结构。

(第2控制***12的结构以及动作)

下面，对第2控制***12的结构及动作进行说明。在图1中，第2控制***12具有d轴电流控制器107a、q轴电流控制器107b、d轴电压振幅限制器108a、q轴电压振幅限制器108b以及坐标变换器109a、109b而构成。

坐标变换器109b执行下述处理，即，将UVW三相静止坐标系的输出值，变换为与INV 110的输出频率同步地旋转的旋转坐标系(dq正交2轴旋转坐标系)的输出值。具体地说，坐标变换器109b将电流检测器111a～111c所检测出的电动机电流i_u、i_v、i_w作为输入信号，生成并输出用于向d轴电流控制器107a以及q轴电流控制器107b的各输入侧进行F/B的电流信号，即，d轴F/B电流i_dfb以及q轴F/B电流i_qfb。

d轴电流控制器107a将加减法器118a输出的d轴电流偏差e_rrid作为输入信号，生成并输出d轴电压指令V_d*。另外，d轴电流偏差e_rrid是作为规定的指令信号即d轴电流指令i_d*和坐标变换器109b的一个输出即d轴F/B电流i_dfb之间的减法输出，而通过加减法器118a生成的。

q轴电流控制器107b将加减法器118b输出的q轴电流偏差e_rriq作为输入信号，生成并输出q轴电压指令V_q*。另外，q轴电流偏差e_rriq是作为第1控制***10的输出和坐标变换器109b的另一个输出即q轴F/B电流i_qfb之间的减法输出，而通过加减法器118b生成的，更详细地说，第1控制***10的输出指的是di/dt限制器部104的输出信号即修正q轴电流指令i_q***。

d轴电压振幅限制器108a具有作为电压振幅限制器的功能，生成并输出d轴电压指令V_d**，该d轴电压指令V_d**是将d轴电流控制器107a输出的d轴电压指令V_d*的振幅抑制在规定幅度内而获得的。另外，对d轴电压指令V_d*以及d轴电压指令V_d**标记标号而进行区别，但在没有标号而仍要进行区别的情况下，将d轴电压指令V_d*称为“振幅限制前的d轴电压指令”，将d轴电压指令V_d**称为“振幅限制后的d轴电压指令”。

q轴电压振幅限制器108b具有作为电压振幅限制器的功能，生成并输出q轴电压指令V_q**，该q轴电压指令V_q**是将q轴电流控制器107b输出的q轴电压指令V_q*的振幅抑制在规定幅度内而获得的。另外，对q轴电压指令V_q*以及q轴电压指令V_q**标记标号而进行区别，但在没有标号而仍要进行区别的情况下，将q轴电压指令V_q*称为“振幅限制前的q轴电压指令”，将q轴电压指令V_q**称为“振幅限制后的q轴电压指令”。

坐标变换器109a进行下述处理，即，将dq正交2轴旋转坐标系的输出值变换为UVW三相静止坐标系的输出值。具体地说，将d轴电压振幅限制器108a以及q轴电压振幅限制器108b的各输出、即d轴电压指令V_d**以及q轴电压指令V_q**作为输入信号，生成并输出针对INV 110的电压指令V_u、V_v、V_w。另外，INV 110使用所输入的电压指令V_u、V_v、V_w生成PWM电压，对电动机112进行驱动。

(饱和量F/B部105的结构以及动作)

下面，参照图2，对饱和量F/B部105的结构以及动作进行说明。图2是表示图1所示的饱和量F/B部105的结构的图。在图2中，饱和量F/B部105具有低通滤波器(以下记作“LPF”)121以及频带设定器122而构成。

LPF 121进行使di/dt限制器部104输出的推定q轴电压饱和量ΔV^_q的高频成分降低的滤波处理。另外，滤波输出为位置指令修正量ΔP，成为针对位置控制器101的输入信号(反馈信号)。频带设定器122对用于确定LPF 121的滤波器频带的滤波器常数ω进行运算。将该滤波器常数ω向LPF 121输入，设定LPF 121的滤波器特性。

下面，进行用于根据电动机常数唯一确定饱和量F/B部105的滤波器功能以及增益设定功能的理论说明。

首先，交流电动机(例如，永磁体型同步电动机)的q轴电压方程式，通常以下面的公式表示。

【公式1】

${V_q}^{*}=(R+\mathrm{sL})i_q+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}(\frac{\mathrm{\φ}}{P_m}+{\mathrm{Li}}_d)\·\·\·\left(1\right)$

在这里，上述公式(1)中包含的各符号的含义如下。

V_q*：q轴电压指令，R：电枢绕组电阻，s：拉普拉斯算子，L：电枢绕组电感，i_q：q轴电流，ω_re：电角速度，φ：磁链数，i_d：d轴电流，Pm：电动机磁体的极对数

由q轴电流变化引起的过渡电压饱和，即使在电角速度ω_re较低的情况下也会产生，因此，如果将公式(1)的电角速度设为ω_re＝0，则成为公式(2)。

【公式2】

V_q ^*＝(R+sL)i_q    …(2)

在这里，如果将过渡电压饱和量如公式(3)所示进行定义，并将公式(2)代入公式(3)，则可以得到公式(4)。

【公式3】

ΔV_q＝V_q ^*-V_lim    …(3)

【公式4】

ΔV_q ^*＝(R+sL)i_q-V_lim    …(4)

另外，上述公式(4)中的V_lim是电压限制值。

如果为了使q轴电压饱和量ΔV_q为0，而利用校正量Δi_q对q轴电流i_q进行校正，则公式(4)成为公式(5)。

【公式5】

0＝(R+sL)(i_q-Δi_q)-V_lim    …(5)

如果将公式(5)改写为Δi_q的公式，则可以得到公式(6)。另外，如果向该公式(6)中代入上述公式(2)，则可以得到公式(7)。

【公式6】

${\mathrm{\Δi}}_q=\frac{(R+\mathrm{sL})i_q-V_{\lim }}{(R+\mathrm{sL})}\·\·\·\left(6\right)$

【公式7】

${\mathrm{\Δi}}_q=\frac{{V_q}^{*}-V_{\lim }}{(R+\mathrm{sL})}\·\·\·\left(7\right)$

并且，如果向该公式(7)中代入公式(3)，则可以得到公式(8)。

【公式8】

${\mathrm{\Δi}}_q=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_q}{(R+\mathrm{sL})}\·\·\·\left(8\right)$

该公式(8)成为表示在根据q轴电压饱和量ΔV_q计算用于对q轴电流指令进行校正的校正量Δi_q时的滤波器功能以及增益设定功能的公式。另外，该公式(8)可以变形为公式(9)。

【公式9】

${\mathrm{\Δi}}_q=\frac{1}{R}\·\frac{\frac{R}{L}}{s+\frac{R}{L}}\·\mathrm{\Δ}{V}_q\·\·\·\left(9\right)$

在该公式(9)中，在与q轴电压饱和量ΔV_q相乘的系数中，位于第1项的相当于电枢绕组电阻R的倒数的值(1/R)，是表示增益设定功能的系数，位于第2项的相当于电路时间常数(L/R)的倒数的值(R/L)，是表示滤波器功能的系数。通过使用该公式(9)，从而可以根据电动机常数R、L，唯一地求出用于根据q轴电压饱和量对q轴电流指令进行校正的滤波器功能以及增益设定功能。

图3及图4是表示实现上述公式(3)的LPF 121以及频带设定器122的一个结构例的图。LPF 121如图3所示，具有滤波器部131、增益设定器132、第1换算值计算器133以及第2换算值计算器134而构成，频带设定器122如图4所示具有乘除运算器136而构成。

在频带设定器122中，设定针对每个电动机唯一确定的电枢绕组电阻R以及电枢绕组电感L。频带设定器122所具有的乘除运算器136，使用电枢绕组电阻R以及电枢绕组电感L进行R/L的运算，并将其运算结果作为滤波器常数ω设定在LPF 121中。LPF 121的滤波器部131进行针对q轴电压饱和量ΔV_q的滤波器处理。将滤波器部131的输出在增益设定器132中与上述公式(9)所示的系数(电枢绕组电阻R的倒数)相乘，对针对q轴电流指令的校正量Δi_q进行运算。

在这里，实施方式1的控制***如图1所示构成为，根据针对q轴电流指令的校正量Δi_q，对用于修正位置指令的位置指令修正量ΔP进行运算，并将其向位置控制器101输入。为此，如图3所示，在第1换算值计算器133中乘以速度比例增益K_SP的倒数，而对速度指令修正量ΔW进行运算，然后在第2换算值计算器134中，使速度指令修正量ΔW乘以位置控制增益K_PP的倒数，对位置指令修正量ΔP进行运算。

另外，如果控制***构成为，根据针对q轴电流指令的校正量Δi_q，对用于修正速度指令的速度指令修正量ΔW进行运算，并将其向速度控制器102输入，则不需要第2换算值计算器134的处理，只要将第1换算值计算器133的输出作为LPF 121的输出，即，饱和量F/B部105的输出，向速度控制器102输入即可。

如以上说明所示，根据实施方式1的控制装置，由于构成为可以在控制装置内设定根据作为控制对象的电动机和控制装置之间的组合而唯一确定的滤波器常数以及增益，所以可以针对电动机和控制装置之间的每种组合，求出最佳的对位置指令的校正量，可以充分地抑制因过渡电压饱和而产生的电动机的不稳定现象。

另外，根据实施方式1的控制装置，由于构成为可以利用频带设定器及增益设定器简单地设定根据作为控制对象的电动机和控制装置之间的组合而唯一确定的滤波器常数以及增益，所以即使因电动机或控制装置的故障等，而变更了电动机、控制装置或者电动机和控制装置的组合，也不需要进行控制装置的参数变更等，可以迅速地应对。

实施方式2

实施方式1中所得到的滤波器功能，利用的是将确定滤波器频带的滤波器常数设为与电动机的电路时间常数的倒数相当的值(固定值)的LPF。另一方面，对于该LPF，由于与跃阶(step)输入对应的LPF输出的斜率随着时间的经过而逐渐变缓，因此，针对目标值的追随性能恶化。因此，在实施方式2中，对可以抑制追随性能恶化的饱和量F/B部的结构及动作进行说明。

在这里，首先对追随性能的恶化原因及其改进对策进行说明。图5是表示过渡电压饱和时的响应波形的图，(a)是表示使用没有饱和(wind-up)对策的现有方式的控制***的情况下的响应波形的一个例子的图，(b)是表示使用具有饱和对策的例如上述实施方式1的控制***的情况下的响应波形的一个例子的图。

下面，对图5的各响应波形进行更详细的说明。在(a)及(b)这两者中，首先，上面部分的曲线图所示的波形是速度响应波形，实线部分的波形是用于生成位置指令的速度指令，虚线部分的波形是电动机的速度，点划线部分的波形是位置控制器所生成的速度指令。另外，中间部分的曲线图所示的波形是电流响应波形，实线部分的波形是电流指令，虚线部分的波形是流过电动机的电流(电动机电流)。另外，下面部分的曲线图所示的波形是位置偏差特性，实线部分的波形是位置偏差量，虚线部分的波形是标识信号(flag；表示定位结束的信号)。

在使用没有饱和对策的现有方式的控制***的情况下，如图5(a)的上面部分以及中间部分的曲线图所示，发生了速度响应以及电流响应的振荡，但在使用实施方式1的控制***的情况下，如图5(b)的上面部分以及中间部分的曲线图所示，可以抑制速度响应以及电流响应的振荡。但是，在实施方式1的情况下，如果观察该图(a)及(b)的下面部分中的位置稳定附近(0.5～0.6秒附近)的波形，则成为平缓的响应特性，位置稳定时间发生延迟，位置稳定附近的位置偏差变大。

下面，为了明确说明位置稳定附近的位置偏差变大的原因，而使用跃阶输入对LPF的一次延迟特性进行讨论。

首先，与振幅为a的跃阶输入对应的LPF输出通过下述的公式(10)进行表示。

【公式10】

$y\left(s\right)=\frac{1}{1+\mathrm{sT}}\frac{a}{s}\stackrel{L^{-1}}{\→}y\left(t\right)=a(1-e^{\frac{-t}{T}})\·\·\·\left(10\right)$

另外，该公式(10)的斜率通过下述的公式(11)进行表示。

【公式11】

$\frac{y\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{a}{T}{e}^{\frac{-t}{T}}\·\·\·\left(11\right)$

在这里，在t→∞的极限中，成为e^-t→0。由此，上述公式(11)所示的LPF输出y(t)的斜率，会随着时间的经过而逐渐变缓。因此，可知LPF输出y(t)直至追随到目标值为止的时间变长。

下面，对于与梯形波输入对应的LPF输出，也与上述跃阶输入相同地进行考虑。在振幅为a的梯形波输入中，由于在加速中成为斜升输入，所以与该斜升输入对应的LPF输出通过下述的公式(12)进行表示。

【公式12】

$\frac{1}{1+\mathrm{sT}}\frac{a}{s^2}\stackrel{L-1}{\→}a(t-T(1-e^{-\frac{t}{T}}))\·\·\·\left(12\right)$

另一方面，在梯形波输入中，在斜升输入后转变为定值输入。因此，在梯形波输入成为固定值的时刻以后的LPF输入输出之间的振幅差(LPF输出相对于LPF输入的振幅差)Δy，通过下述的公式(13)进行表示。

【公式13】

$\mathrm{\Δy}=\mathrm{at}-a(t-T(1-e^{-\frac{t}{T}}))=\mathrm{aT}(1-e^{-\frac{t}{T}})\·\·\·\left(13\right)$

在这里，上述公式(13)的Δy在t→∞的极限中，成为Δy＝aT。因此，如图6所示，与梯形波输入对应的LPF输出在LPF输入输出之间的振幅差成为aT之后，成为与振幅aT的跃阶输入对应的LPF输出。即，与梯形波输入对应的LPF输出，产生与目标值响应对应的延迟。

图6是表示利用如下LPF性质近似得到的与LPF输入对应的LPF输出的示意图，其中，该LPF性质是指，对于与跃阶输入的目标值之间的偏差，以时间常数为间隔每次实现该偏差的大约63％。在图6(a)、(b)中，以粗实线表示的波形是LPF输入波形，以粗虚线表示的波形是LPF输出波形(与LPF输入对应的响应波形)。

在图6(a)所示的LPF输出波形中，在产生图示的A部所示的响应延迟后，与斜升输入一起上升，在向定值输入转变的t＝t0时，产生振幅差(偏差)aT，然后，近似为以时间常数为间隔每次上升偏差的63％。在LPF输出波形(b)中也相同地，在产生图示的B部所示的响应延迟后，与斜升输入一起下降，在输入成为零的t＝t1时，产生振幅差(偏差)aT，然后，近似为以时间常数为间隔每次下降偏差的63％。

在这里，LPF输出的斜率成为如图6所示逐渐变缓的波形的原因是，LPF的时间常数恒定。因此，认为只要可以控制LPF的输出波形，就可以改善LPF的响应特性。

另一方面，过渡电压饱和量是过渡电压指令与限制器输出之间的差。因此，无法在最初就设定过渡电压饱和量(LPF输入)的绝对值的最大值。但是，显然在过渡电压饱和量的绝对值达到最大值后，一定归零，并在零处保持恒定。因此，在实施方式2中，是考虑从过渡电压饱和量的绝对值成为零时开始，对LPF的时间常数可变地进行控制，并对LPF输出波形的斜率进行控制。

图7是对用于改善LPF的1次延迟响应特性的、实施方式2所涉及的一个方法进行说明的图。另外，在图6中，作为实线部分的波形，示出了LPF输入的随时间的变化，但在该图7中，作为实线部分的波形，示出了可以认为与LPF输入具有相似形关系的过渡电压饱和量的随时间的变化(过渡电压饱和量的最大值以后的随时间的变化)。

在图6中也进行了说明，过渡电压饱和量ΔV(t)的绝对值|ΔV(t)|是在每次的控制中值变化的变化值。因此，将图7(a)的C部分所示的区间，即，过渡电压饱和量的绝对值与LPF输入的振幅a和LPF的时间常数T之间的乘积aT大致一致的时间t1以后的区间，定义为成为稳定延迟的原因的区间。图7(b)是图7(a)的C部分的放大图。

在图7(b)中，虚线部分的波形是LPF时间常数固定时的LPF输出的近似波形，与此相对，点划线部分的波形是使LPF时间常数可变时的LPF输出的近似波形。

在这里，对图7(b)所示的时间常数可变控制进行说明。具体地说，按照以下所示步骤，将LPF的时间常数以逐渐变小的方式设定。

(1)首先，保存过渡电压饱和量(LPF输入)的绝对值|ΔV_qt(k)|成为零的时刻(t＝t1，A1点)的LPF输出值B1(B1＝aT)。在|ΔV_qt(k)|是否为零的判定中，例如在判定时的前一时刻的绝对值|ΔV_qt(k-1)|大于阈值ε(|ΔV_qt(k-1)|＞ε)，且判定时的绝对值|ΔV_qt(k)|小于阈值ε(|ΔV_qt(k)|＜ε)时，判定为成为零即可。另外，在图7(b)的例子中，在|ΔV_qt(k)|成为零的时刻，进行将LPF的时间常数变更为1/2的处理。

(2)然后，将与A1点相比下降63％的点，即，成为B2＝B1-B1*0.63＝B1*(1-0.63)＝B1*0.37的点(A2点)，设定为第1比较点，将其值B2作为第1比较值而保存。

(3)然后，将与A2点相比下降63％的点，即，成为B3＝B2-B2*0.63＝B2*(1-0.63)＝B2*0.37的点(A3点)，设定为第2比较点，将其值作为第2比较值而保存。

(4)随后通过同样的计算，而设定第3～第n比较点，将各自的值作为第3～第n比较值而保存。

(5)在上述第1～第n比较点设定后，将LPF输出值与第1～第n比较值依次进行比较，在LPF输出值与第1～第n比较值相比较小时，将LPF的时间常数依次设定为1/3(T/3)、1/4(T/4)、…1/n(T/n)，直至LPF输出值小于或等于期望的目标值为止，持续执行时间常数的可变处理。

另外，上述第(5)项所示的时间常数的设定值是一个例子，并不限定于该例子，只要使LPF的时间常数比其前一个的值小即可。例如，也可以在LPF输出值比比较点的值小时，以成为前一个值的1/2的方式，设定(更新)LPF的时间常数。在此情况下，将LPF的时间常数以T/2、T/4、T/8、T/16的方式进行设定(更新)。

另外，在上述中，对于LPF的响应特性，利用的是相对于与跃阶输入的目标值之间的偏差，以时间常数为间隔每次达到该偏差的大约63％这一性质，并使用该63％的数值对第1～第n比较值进行计算，但并不限定于63％这一数值。作为LPF，由于存在具有多种滤波器特性的变化，所以当然优选利用适合所使用的滤波器特性的数值，对第1～第n比较值进行计算。

图8是表示实施方式2所涉及的饱和量F/B部105A的详细结构的图，示出了实现上述方法的一个结构例。如果与图2所示的实施方式1的结构相比，则在图8中，与图2的结构的不同点在于，还具有绝对值运算部(以下记作“ABS”)141、比较器142、比较值设定器143以及频带可变设定器144。另外，对于与图2相同或等同的结构部，标注相同的标号。

下面，对实施方式2所涉及的饱和量F/B部105A的动作进行说明。在图8中，向LPF 121输入q轴电压饱和量ΔV_q的时序列数据ΔV_qt。ABS 141对ΔV_qt的绝对值进行运算。另外，计算ΔV_qt的绝对值的原因是，为了简单地进行比较值设定器143、比较器142的处理，而非本质上的要求。向比较值设定器143输入ABS 141的输出值|ΔV_qt|及LPF 121的输出值ΔI_qt。比较值设定器143对上述第1～第n比较值进行运算并保存。比较器142取得LPF 121的输出值，将取得的值与比较值设定器143中保存的第1～第n比较值依次进行比较，在取得的值与第1～第n比较值相比较小的情况下，生成用于对确定LPF 121的滤波器频带的时间常数的变更进行指示的信号(以下称为“时间常数变更信号”)，并向频带可变设定器144输出。例如，在LPF 121的输出对应的是作为第1比较点的A1点时，在LPF 121的输出小于第1比较点的值(B2)时，输出时间常数变更信号。在频带可变设定器144中，例如以降序设定有由比较值设定器143运算出的第1～第n比较值、以及与上述第1～第n比较值对应而决定的时间常数。频带可变设定器144对时间常数变更信号进行接收，在每次接收时，依次选择与第1～第n比较值对应地设定的时间常数，对LPF 121的频带进行变更。例如，在当前的时间常数为T/2的情况下，在图7(b)的例子中，将时间常数从T/2变更为T/3，从而对LPF 121的频带进行变更。另外，在其它比较点时，也进行同样的动作。

图9是表示与位置偏差相关的3种类型(现有技术、实施方式1、实施方式2)的模拟结果的图，(a)是使用了没有饱和对策的现有方式的控制***的情况下的模拟结果，(b)是使用了实施方式1中的控制***的情况下的模拟结果，(c)是使用了实施方式2中的控制***的情况下的模拟结果。

可以理解：在将时间常数固定的情况下，如图9(b)的E部分所示，观察到位置稳定时间的延迟，但在使时间常数可变的情况下，如图9(c)的F部分所示，位置稳定时间的延迟得到改善，得到与图9(a)的D部分所示的响应特性等同的响应特性。

如以上的说明所述，根据实施方式2的控制装置，由于在对根据电动机的电路时间常数的倒数来确定频带的滤波器功能进行设定时，设定为该电路时间常数随着时间的经过而逐渐变小，所以在实施方式1的效果的基础上，可以得到下述效果，即，改善位置稳定时间的延迟，使位置稳定附近的位置偏差变小。

另外，以上的实施方式1、2所示的结构是本发明的结构的一个例子，当然可以与上述专利文献1的技术及其他公知技术进行组合。另外，对于实施方式1、2所示的结构，当然可以在不脱离本发明的主旨的范围内，进行将一部分省略等的变更而构成。

工业实用性

如上述所示，本发明所涉及的交流电动机的控制装置，作为可以抑制因过渡电压饱和而产生的电动机的不稳定现象的发明是有用的。

Claims (3)

1.一种交流电动机的控制装置，其特征在于，具有：

速度控制器，其利用速度指令和作为控制对象的交流电动机的速度之间的偏差，生成电流指令；

电流控制器，其利用所述电流指令和所述交流电动机中流动的电流之间的偏差，生成电压指令；

电压饱和量计算部，其利用所述电流指令的变化率和相当于所述交流电动机中的电感成分的值，计算相当于q轴电压方程式的过渡电压成分的电压饱和量；以及

饱和量反馈部，其使所述电压饱和量通过低通滤波器，将所获得的滤波器输出的换算值作为速度指令修正量而向所述速度控制器的输入侧反馈，

所述饱和量反馈部具有下述部件而构成：

频带设定器，该频带设定器将相当于所述交流电动机的电路时间常数的倒数的值，作为用于确定所述低通滤波器的频带的滤波器常数而设定；

比较值设定器，其基于向所述低通滤波器输入的输入值和从所述低通滤波器输出的输出值之间的偏差，对成为判定该输出值的大小时的基准的比较值进行设定；

比较器，其将所述输出值和所述比较值设定器中保存的比较值进行比较，在所述输出值比所述比较值小的情况下，生成用于对所述低通滤波器的时间常数的变更进行指示的信号；以及

频带可变设定器，其基于来自所述比较器的信号，对所述低通滤波器的时间常数进行变更。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

还具有位置控制器，其利用位置指令和所述交流电动机的位置信息之间的偏差，生成作为向所述速度控制器输入的输入信号的所述速度指令，

所述饱和量反馈部使所述电压饱和量通过低通滤波器，将所获得的滤波器输出的换算值作为位置指令修正量而向所述位置控制器的输入侧反馈。

3.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

在所述比较值设定器中，设定有值依次变小的多个比较值，

在所述频带可变设定器中，降序设定有所述多个比较值和与这些比较值对应而确定的所述时间常数，

所述频带可变设定器在每次接收来自所述比较器的信号时，依次选择与各所述比较值对应而设定的时间常数，对所述低通滤波器的频带进行变更。