CN102983767B - 低附加电压零电压开关储能桥式逆变器及调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种低附加电压零电压开关储能桥式逆变器及调制方法，包括直流侧蓄电池，直流电容，交流滤波电感，由四个有反并联二极管的全控主开关构成的单相桥臂，在直流侧蓄电池和单相桥臂直流母线之间接入具有反并联二极管的辅助开关与箝位电容的串联支路，并在该支路两端跨接谐振电感，主开关和辅助开关两端并联电容。本发明带负载独立运行或并网运行，结构简单，功率双向流动，可实现对蓄电池充放电；主开关采用正弦波脉宽调制方法，辅助开关调制信号与主开关同步。每一开关周期中辅助开关只动作一次就能实现所有主开关零电压开通，主开关反并联二极管反向恢复电流得到抑制，开关损耗小，电路效率高，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。

Description

低附加电压零电压开关储能桥式逆变器及调制方法
技术领域
本发明涉及一种电池储能逆变器，尤其是一种能量双向流动低附加电压应力零电压开关电池储能桥式逆变器电路拓扑和调制方法。
背景技术
同时具有并网发电运行功能和带负载独立运行功能的单相电池储能逆变器，其电路如图1所示，它包括由四个有反并联二极管的全控主开关(S1～S4)构成的单相桥臂，接在桥臂中点与交流电网或交流负载之间的输出滤波电感(L)。这种单相电池储能逆变器能够实现并网发电功能，也可以带负载独立运行，但电路工作在硬开关状态，存在着二极管的反向恢复问题，器件开关损耗大，限制了工作频率的提高，降低了电路效率并且存在较大的电磁干扰。
经检索，公开号为101667793A的中国专利申请，该发明提供了一种并网逆变器,包括直流电源、与直流电源连接的存储模块、与存储模块连接的逆变模块,以及分别与逆变模块和电网连接的输出模块,以及分别与逆变模块和输出模块连接的续流回路。在该发明中,在传统单相全桥并网逆变器的基础上,通过引入续流回路同时配合相应的调制方式,从而有效解决了传统单相全桥并网逆变器在采用双极性调制和采用单极性调制时所存在的问题,从而提高了逆变器的转换效率和电磁兼容性能。
公开号为102163934A的中国专利申请，该发明涉及一种并网逆变器,其包括:四个逆变晶体管、两个续流晶体管、两个二极管和两个滤波电感;工作时,微控制器使第一续流晶体管导通半个工频周期,同时使第一、第四逆变晶体管和第二续流晶体管截止,并使第二、第三逆变晶体管在所述高频触发信号的同步触发下作高频同步切换,以使第一、第二滤波电感的外侧端输出交流电源之正半周;然后所述微控制器使第二续流晶体管导通半个工频周期,同时使第二、第三逆变晶体管和第一续流晶体管截止,第一、第四逆变晶体管在所述高频触发信号的同步触发下作高频同步切换,以使第一、第二滤波电感的外侧端输出交流电源之负半周,如此反复。
与公开号为101667793A和102163934A的中国专利申请相比，首先：本发明提出的拓扑结构及相应的控制策略不仅使电路可以工作在单位功率因数逆变工况下，还可以工作在整流工况，实现变流器的四象限运行；其次，专利101667793A和102163934A中提出的控制策略主要目的在于减小单极性调制下单相逆变器的电磁兼容问题，而本发明是通过增加一个辅助管，实现所有开关的零电压开通，有效抑制二极管反向恢复，既可以提高逆变器效率，也可以提高电磁兼容性。这样就算逆变器采用双极性调制，效率也会比一般的逆变器高，同时可以有效解决电磁兼容问题。最后，本发明提出的桥式逆变器不仅能工作在并网状态，也能工作在带交流负载独立逆变状态。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种可以抑制二极管的反向恢复电流，减小开关损耗，提高电路效率，减少电磁干扰并实现开关管零电压开通的低附加电压零电压开关电池储能逆变器及其调制方法。
根据本发明的一个方面，提供一种低附加电压零电压开关储能桥式逆变器，包括直流侧蓄电池，与直流侧蓄电池并联的直流电容，由四个有反并联二极管的全控主开关S1～S4构成的单相桥臂，以及接在桥臂中点与交流电网或者带交流负载之间的输出滤波电感L，其中：单相桥臂的四个主开关S1～S4两端各自并联一个电容Cr1～Cr4，在直流侧蓄电池和单相桥臂的直流母线之间接入具有反并联二极管的辅助开关S5与箝位电容Cc的串联支路，并在该串联支路两端跨接谐振电感Lr，辅助开关S5两端并联电容Cr5。
根据本发明的一个方面，提供一种低附加电压零电压开关储能桥式逆变器的调制方法，其中：主开关采用单极性正弦脉宽调制方法，辅助开关调制信号与主开关调制信号同步。辅助开关在主开关从二极管换流到全控开关之前关断，为主开关创造零电压开通条件。当逆变器处于电池放电状态时，在辅助开关关断的短暂时间内，主开关桥臂上下两开关直通给谐振电感提供续流通路，使谐振电感存储能量足以实现逆变器软开关。当逆变器并网运行时，逆变器零电压开关在并网电流全功率因数角范围内均可以实现，满足电池储能逆变器能量双向流动要求，当逆变器带负载独立运行时，逆变器零电压开关在负载电流全功率因数角范围内均可以实现，满足电池储能逆变器能量双向流动要求。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明低附加电压零电压开关电池储能逆变器结构简单，逆变器中全控开关的反并联二极管的反向恢复得到抑制，减少了电磁干扰。电路中所有功率开关器件实现零电压开通，从而减小开关损耗，提高电路效率，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。该逆变器的电路在并网状态下能够实现对输出并网电流功率因数和谐波的控制，可用于各种电源中并网逆变装置。此外，该逆变器的电路还可用于各种电源中独立逆变装置。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1是现有的单相逆变器；
图2是本发明的一种具体电路图（以逆变器并网运行为例说明，下同）；
图3是本发明的第二种具体电路图；
图4是本发明的第三种具体电路图；
图5是本发明的第四种具体电路图；
图6是无附加电压零电压开关电池储能逆变器工作区间划分图；
图7是本发明在区间2和区间4工况下的脉冲控制时序图；
图8~图16是本发明在区间2工况下一个开关周期的工作等效电路；
图17是本发明在区间2工况下一个开关周期的主要电压和电流波形；
图18是本发明在区间1和区间3工况下的脉冲控制时序图；
图19~26是本发明在区间3工况下一个开关周期的工作等效电路；
图27是本发明在区间3工况下一个开关周期的主要电压和电流波形。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
参照图2，一种低附加电压零电压开关储能桥式逆变器电路图，包括直流侧蓄电池，直流电容C，由四个有反并联二极管的全控主开关S1～S4构成的单相桥臂，接在桥臂中点与交流电网或交流负载之间的输出滤波电感L，其中：单相桥臂的四个主开关S1～S4分别并联一电容即Cr1～Cr4，在直流侧蓄电池和单相桥臂的直流母线之间接入具有反并联二极管的辅助开关S5与箝位电容Cc的串联支路，并在串联支路两端跨接谐振电感Lr，主开关和辅助开关两端并联电容。
图2所示具体实施例中，辅助开关S5集电极与箝位电容Cc相连，发射极与单相桥臂正母线相联，箝位电容Cc另一端与直流侧蓄电池正端相联，谐振电感Lr一端与单相桥臂正母线相联，另一端与逆变器直流侧蓄电池正端相联。
图3所示的另一实施例中，辅助开关S5集电极与直流侧蓄电池正端相联，发射极与箝位电容Cc相连，箝位电容Cc另一端与单相桥臂正母线相联，谐振电感Lr一端与逆变器直流侧蓄电池正端相联，另一端与单相桥臂正母线相联。
图4所示另一实施例中，辅助开关S5集电极与直流侧蓄电池负端相联，发射极与箝位电容Cc相连，箝位电容Cc另一端与单相桥臂负母线相联，谐振电感Lr一端与逆变器直流侧蓄电池负端相联，另一端与单相桥臂负母线相联。
图5所示另一实施例中，辅助开关S5集电极与箝位电容Cc相连，发射极与单相桥臂负母线相联，箝位电容Cc另一端与直流侧蓄电池负端相联，谐振电感Lr一端与单相桥臂负母线相联，另一端与逆变器直流侧蓄电池负端相联。
低附加电压零电压开关电池储能逆变器采用SPWM调制。
SPWM分为单极性和双极性。双极性调制时，在整个调制波周期内，主开关S1、S4与S2、S3互补导通；单极性调制时，在正半周期，S1常开，S3常关，S2和S4互补导通，在负半周期，S1常关，S3常开，S2和S4互补导通。由于单极性调制可以在调制波半个周期始终保持两个开关管的开关状态不变，从而减小开关损耗，故单相逆变器常采用单极性SPWM调制。
设正弦调制电压为uref=msin(ωt)，当采用单极性调制时，在正半周期，S1常开，S3常关，S2和S4互补导通，开关S2占空比D=1-msin(ωt)，开关S4占空比D=msin(ωt)。在负半周期，S1常关，S3常开，S2和S4互补导通，开关S2占空比D=msin(ωt)，开关S4占空比D=1-msin(ωt)。
对于低附加电压零电压开关电池储能逆变器，根据交流电压和滤波电感电流的方向，将逆变器工作状态分成4个区间，如图6所示。其中，在区间2和区间4内，逆变器控制是类似的。在区间1和区间3内逆变器的控制是类似的。这里先以图2所示的低附加电压零电压开关电池储能逆变器在区间2（区间4类似）的一个开关周期为例进行分析，逆变器的开关脉冲控制时序如图7所示。在一个开关工作周期内，逆变器共有9个工作状态。图8~图16是在区间2工况下一个开关周期的工作等效电路；工作时的主要电压和电流波形如图17所示。
阶段1(t0-t1):
如图8所示，主开关S1、S2和辅助开关S5处于导通状态。由谐振电感Lr、箝位电容Cc和辅助开关S5组成的谐振回路中，谐振电感Lr的电流在线性增加。
阶段2(t1-t2):
如图9所示，t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S3、S4的并联电容Cr3、Cr4，放电，给辅助开关S5的并联电容Cr5充电，S5零电压关断。到t2时刻，两个主开关S3、S4的并联电容Cr3、Cr4电压谐振到零，主开关S3、S4的反并联二极管开始导通，主开关S4可以实现零电压开通。
阶段3(t2-t3):
如图10所示，t2时刻，主开关S2驱动信号关断，S2的反并联二极管仍然处于导通状态。谐振电感Lr端电压被箝位为逆变器直流电源电压，谐振电感Lr电流线性减小，主开关S4的反并二极管电流线性减小到零。
阶段4(t3-t4):
如图11所示，t3时刻，驱动主开关S4实现零电压开通。主开关S4与主开关S2的反并联二极管换流，主开关S2的反并二极管经历反向恢复过程，由于谐振电感Lr的存在，主开关S2的反并二极管反向恢复电流被抑制。谐振电感Lr端电压被箝位为逆变器直流电源电压，谐振电感Lr电流线性减小。
阶段5(t4-t5):
如图12所示，为了使谐振电感存储能量足以实现逆变器软开关，在t4时刻又开通S2，这样S2与S4直通形成续流通路，蓄电池通过这条通路给谐振电感充磁，t5时刻关断S2，充磁阶段结束。
阶段6(t5-t6):
如图13所示，到t5时刻，电路进入主开关S1、S4导通状态。从t5时刻，谐振电感Lr开始和主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3、辅助开关S5的并联电容Cr5谐振，主开关S2、S3两端电容Cr2、Cr3电压开始增加，辅助开关S5两端并联电容Cr5电压减小，到t6时刻，S5两端并联电容Cr5电压减小到零，S5反并二极管导通，S5实现零电压开通。
阶段7(t6-t7):
如图14所示，到t6时刻，谐振电感Lr和主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3、辅助开关S5的并联电容Cr5谐振停止，主开关侧直流母线电压为蓄电池电压与钳位电容电压之和，电路维持主开关S1、S4导通状态。
阶段8(t7-t8):
如图15所示，到t7时刻，主开关S4关断，滤波电感L中的电流给主开关S4的并联电容Cr4充电，给主开关S2的并联电容Cr2放电，由于S4的并联电容的存在，S4实现零电压关断。到t8时刻，主开关S2的反并联二极管钳位，S2在零电压条件下开通。
阶段9(t8-t9):
如图16所示，到t8时刻，S2开通，主开关S2的体内二极管导通，t9时刻t0时刻电路状态相同，重复下一个周期。
当图2所示的低附加电压零电压开关电池储能逆变器在区间1（区间3类似）时，只需去掉图17中的桥臂直通的工作状态，其具体的电路图如图19~26所示（以区间3为例）。图18是本发明在区间1和区间3工况下的脉冲控制时序图。图27是在区间3工况下一个开关周期的主要电压和电流波形。在一个开关工作周期内，逆变器共有5个工作状态。这样，图2所示的低附加电压零电压开关电池储能逆变器适用于任意功率因数工况。
阶段1(t0-t1):
如图19所示，主开关S1、S4和辅助开关S5处于导通状态。由谐振电感Lr，箝位电容Cc和辅助开关S5组成的谐振回路中，谐振电感Lr的电流线性增加。
阶段2(t1-t2):
如图20所示，t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3，放电，给辅助开关S5的并联电容Cr5充电。到t2时刻，两个主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3电压谐振到零，辅助开关S5的并联电容Cr5电压谐振到Vdc，谐振电感Lr和主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3、辅助开关S5的并联电容Cr5谐振完成，主开关S2具备实现零电压开通条件。
阶段3(t2-t3):
如图21所示，t2时刻，两个主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3电压谐振到零，反并联二极管钳位。辅助开关上电压为Vdc，直流母线电压等于零，此时主开关S4的驱动信号已经关闭，S4反并联二极管仍然处于导通状态。
阶段4(t3-t4):
如图22所示，到t4时刻给开关管S2加开通信号，主开关S2实现零电压开通。主开关S2与主开关S4的反并联二极管完成换流后，S4的反并联二极管进入反向恢复阶段。由于存在辅助谐振电感Lr，因此二极管的反向恢复电流得到抑制。到t4时刻，主开关S4的反并二极管的电流到零关断，电路进入主开关S1、S2导通状态。
阶段5(t4-t5):
如图23所示，到t4时刻，谐振电感Lr给主开关S2、S3的并联电容Cr3、Cr4充电，给辅助开关S5的并联电容Cr5放电。到t5时刻，两个主开关S3、S4的并联电容Cr3、Cr4电压谐振到Vdc，辅助开关S5的并联电容Cr5电压谐振到零，辅助开关具备了零电压开通的条件。
阶段6(t5-t6):
如图24所示，t5时刻，给辅助开关开通信号，辅助开关实现零电压开通，电路维持主开关S1、S2导通状态。
阶段7(t6-t7):
如图25所示，t6时刻，关断主开关S2，主开关S2的并联电容Cr2电压上升，主开关S4的并联电容Cr4电压下降，到t7时刻，实现主开关S2，S4的换流。
阶段8(t7-t8):
如图26所示，到t7时刻，主开关S2的体内二极管导通，t8时刻t0时刻电路状态相同，重复下一个周期。
以上为本发明的一个优选实施例，对于图3-5所示的实施例，其具体实施与上述图2所示实施例类似，不再详述。
基于上述实施例，本发明结构简单，功率双向流动，可以实现对储能电池充电和放电；主开关采用正弦波脉宽调制方法，辅助开关调制信号与主开关同步。每一开关周期中辅助开关只动作一次就能实现所有主开关零电压开通，主开关反并联二极管反向恢复电流得到抑制，开关损耗小，电路效率高，有利于提高工作频率，进而提高功率密度，逆变器既可以工作在并网状态，也可以带交流负载工作在独立逆变状态。。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (2)

1.一种低附加电压零电压开关储能桥式逆变器的调制方法，其特征在于：包括直流侧蓄电池，与直流侧蓄电池并联的直流电容，由四个有反并联二极管的主开关S1～S4构成的单相桥臂，以及接在桥臂中点与交流电网或者交流负载之间的输出滤波电感L，其中：单相桥臂的四个主开关S1～S4两端各自并联一个电容Cr1～Cr4，在直流侧蓄电池和单相桥臂的直流母线之间接入具有反并联二极管的辅助开关S5与箝位电容Cc的串联支路，并在该串联支路两端跨接谐振电感Lr，辅助开关S5两端并联第五电容Cr5；
所述辅助开关S5集电极与箝位电容Cc相连，发射极与单相桥臂的直流母线相联，箝位电容Cc另一端与直流侧蓄电池正端相联，谐振电感Lr一端与单相桥臂的直流母线相联，另一端与逆变器直流侧蓄电池正端相联；
所述主开关S1～S4采用单极性正弦脉宽调制方法，辅助开关S5调制信号与主开关S1～S4调制信号同步；辅助开关S5在主开关S1～S4从二极管换流到主开关S1～S4之前关断，为主开关S1～S4创造零电压开通条件；当逆变器处于电池放电状态时，在辅助开关S5关断的短暂时间内，主开关S1～S4桥臂上下两开关直通给谐振电感Lr提供续流通路，使谐振电感Lr存储能量足以实现逆变器软开关；逆变器零电压开关在逆变器交流侧电流全功率因数角范围内均能实现，满足电池储能逆变器能量双向流动要求；
所述低附加电压零电压开关储能桥式逆变器采用SPWM调制，SPWM分为单极性和双极性：双极性调制时，在整个调制波周期内，主开关S1、S4与S2、S3互补导通；单极性调制时，在正半周期，主开关S1常开，主开关S3常关，主开关S2和S4互补导通，在负半周期，主开关S1常关，主开关S3常开，主开关S2和S4互补导通；由于单极性调制可以在调制波半个周期始终保持两个开关管的开关状态不变，从而减小开关损耗，故单相逆变器常采用单极性SPWM调制；
设正弦调制电压为uref＝msin(ωt)，当采用单极性调制时，在正半周期，主开关S1常开，主开关S3常关，主开关S2和S4互补导通，主开关S2占空比D＝1-msin(ωt)，主开关S4占空比D＝msin(ωt)；在负半周期，主开关S1常关，主开关S3常开，主开关S2和S4互补导通，主开关S2占空比D＝msin(ωt)，主开关S4占空比D＝1-msin(ωt)；
对于低附加电压零电压开关储能桥式逆变器，根据交流电压和滤波电感电流的方向，将逆变器工作状态分成4个区间，其中，在区间2和区间4内，逆变器控制是类似的，在区间1和区间3内逆变器的控制是类似的；在一个开关工作周期内，逆变器共有9个工作状态：
阶段1(t0-t1):
主开关S1、S2和辅助开关S5处于导通状态，由谐振电感Lr、箝位电容Cc和辅助开关S5组成的谐振回路中，谐振电感Lr的电流在线性增加；
阶段2(t1-t2):
t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S3、S4的并联电容Cr3、Cr4放电，给辅助开关S5的并联电容Cr5充电，S5零电压关断；到t2时刻，两个主开关S3、S4的并联电容Cr3、Cr4电压谐振到零，主开关S3、S4的反并联二极管开始导通，主开关S4可以实现零电压开通；
阶段3(t2-t3):
t2时刻，主开关S2驱动信号关断，S2的反并联二极管仍然处于导通状态；谐振电感Lr端电压被箝位为逆变器直流电源电压，谐振电感Lr电流线性减小，主开关S4的反并二极管电流线性减小到零；
阶段4(t3-t4):
t3时刻，驱动主开关S4实现零电压开通；主开关S4与主开关S2的反并联二极管换流，主开关S2的反并二极管经历反向恢复过程，由于谐振电感Lr的存在，主开关S2的反并二极管反向恢复电流被抑制；谐振电感Lr端电压被箝位为逆变器直流电源电压，谐振电感Lr电流线性减小；
阶段5(t4-t5):
为了使谐振电感存储能量足以实现逆变器软开关，在t4时刻又开通主开关S2，这样主开关S2与S4直通形成续流通路，蓄电池通过这条通路给谐振电感充磁，t5时刻关断主开关S2，充磁阶段结束；
阶段6(t5-t6):
到t5时刻，电路进入主开关S1、S4导通状态；从t5时刻，谐振电感Lr开始和主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3、辅助开关S5的并联电容Cr5谐振，主开关S2、S3两端电容Cr2、Cr3电压开始增加，辅助开关S5两端并联电容Cr5电压减小，到t6时刻，辅助开关S5两端并联电容Cr5电压减小到零，辅助开关S5反并二极管导通，辅助开关S5实现零电压开通；
阶段7(t6-t7):
到t6时刻，谐振电感Lr和主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3、辅助开关S5的并联电容Cr5谐振停止，主开关侧直流母线电压为蓄电池电压与钳位电容电压之和，电路维持主开关S1、S4导通状态；
阶段8(t7-t8):
到t7时刻，主开关S4关断，滤波电感L中的电流给主开关S4的并联电容Cr4充电，给主开关S2的并联电容Cr2放电，由于主开关S4的并联电容的存在，主开关S4实现零电压关断；到t8时刻，主开关S2的反并联二极管钳位，主开关S2在零电压条件下开通；阶段9(t8-t9):
到t8时刻，主开关S2开通，主开关S2的反并联二极管导通，t9时刻t0时刻电路状态相同，重复下一个周期；
在一个开关周期内，所述逆变器在区间1时的工作状态：
阶段1(t0-t1):
主开关S1、S4和辅助开关S5处于导通状态，由谐振电感Lr，箝位电容Cc和辅助开关S5组成的谐振回路中，谐振电感Lr的电流线性增加；
阶段2(t1-t2):
t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3放电，给辅助开关S5的并联电容Cr5充电；到t2时刻，两个主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3电压谐振到零，辅助开关S5的并联电容Cr5电压谐振到Vdc，谐振电感Lr和主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3、辅助开关S5的并联电容Cr5谐振完成，主开关S2具备实现零电压开通条件；
阶段3(t2-t3):
t2时刻，两个主开关S2、S3的并联电容Cr2、Cr3电压谐振到零，反并联二极管钳位；辅助开关S5上电压为Vdc，直流母线电压等于零，此时主开关S4的驱动信号已经关闭，主开关S4反并联二极管仍然处于导通状态；
阶段4(t3-t4):
到t3时刻给主开关S2加开通信号，主开关S2实现零电压开通；主开关S2与主开关S4的反并联二极管完成换流后，主开关S4的反并联二极管进入反向恢复阶段；由于存在辅助谐振电感Lr，因此二极管的反向恢复电流得到抑制；到t4时刻，主开关S4的反并二极管的电流到零关断，电路进入主开关S1、S2导通状态；
阶段5(t4-t5):
到t4时刻，谐振电感Lr给主开关S2、S3的并联电容Cr3、Cr4充电，给辅助开关S5的并联电容Cr5放电；到t5时刻，两个主开关S3、S4的并联电容Cr3、Cr4电压谐振到Vdc，辅助开关S5的并联电容Cr5电压谐振到零，辅助开关具备了零电压开通的条件；阶段6(t5-t6):
t5时刻，给辅助开关S5开通信号，辅助开关实现零电压开通，电路维持主开关S1、S2导通状态；
阶段7(t6-t7):
t6时刻，关断主开关S2，主开关S2的并联电容Cr2电压上升，主开关S4的并联电容Cr4电压下降，到t7时刻，实现主开关S2、S4的换流；
阶段8(t7-t8):
到t7时刻，主开关S2的反并联二极管导通，t8时刻t0时刻电路状态相同，重复下一个周期。
2.根据权利要求1所述的逆变器的调制方法，其特征在于：每一开关周期中辅助开关只动作一次就能实现所有主开关零电压开通，主开关反并联二极管反向恢复电流得到抑制。
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