TWI728927B - 零電壓切換雙向直交流轉換電路結構及其調變方法 - Google Patents
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Abstract
本發明提出一種零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構及其調變方法，本發明的轉換電路結構是由一主動式輔助開關、一諧振電感、一箝位電容和兩個二極體所組成的輔助電路，配置於直流匯流排與三相六開關之間。本發明進一步提出了一種調變方法，結合不連續脈波寬度調變(DPWM1)和載波切換方式產生適用於本發明電路結構的雙向電力潮流控制技術。在反流模式(inverter mode)與整流模式(rectifier mode)下都能實現三相六開關與輔助開關的零電壓切換，並且能抑制所有開關背接二極體的反向恢復電流。
Description
本發明涉及電力電子設備及其調變方法，特別是一種零電壓切換雙向直交流轉換電路結構及其調變方法。
為了因應再生能源的間歇性與不穩定性，大型儲能系統成為了微電網中的關鍵角色，而作為中樞的雙向電能轉換器，能使儲能系統發揮其最大效益。傳統的三相六開關直流-交流電路架構被廣泛的應用於大功率的系統當中，其具有電流應力低、效率高等優點，且此架構的反流器與整流器具有相同拓樸，只是功率流動方向相反，因此非常適合用作雙向電能轉換器的應用。但是，此架構六開關的背接二極體都會有反向恢復的過程，這將會導致大量的開關切換損耗與電磁干擾問題(EMI)。
至目前為止已有許多關於三相反流器與整流器的柔切技術研究，此技術可以使開關在零電壓或零電流的條件下導通或截止，因此能解決背接二極體的反向恢復問題，並減少開關切換損耗與電磁干擾。比較常見的方法是增加輔助諧振電路，其中又有交流側輔助電路與直流側輔助電路兩種電路配置。交流側輔助電路主要並聯於三相六開關轉換器的交流側，因此不會是直-交流轉換電路的主要電流路徑，不會造成額外傳導損耗。但由於每一相都要有獨立的輔助電路，因此元件的使用量較大。直流側輔助電路主要放置於直流匯流排與三相六開關之間，只需要一組輔助電路即
可，在直流匯流排電壓為零時，讓三相六開關在相應的時間點進行柔切。但是直流側輔助電路位於主要的電流路徑上，因此不同的輔助電路架構可能會在元件上施加直流鏈電壓1~3倍不等的電壓應力。
文獻[D.Xu,B.Feng,R.Li,K.Mino and H.Umida,"A Zero Voltage Switching SVM(ZVS-SVM)Controlled Three-Phase Boost Rectifier," in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.22,no.3,pp.978-986,May 2007(以下簡稱習知技術A)]提出了由ZVS-SVM所控制的三相升壓整流器電路拓樸，使用由一個主動式開關，一個諧振電感，一個箝位電容所組成的直流側輔助電路，並使用作者提出的改良SVM方案進行控制。其開關背接二極體的反向恢復抑制成效很好，但開關電壓應力稍微高於直流鏈電壓(大約直流鏈電壓1.01~1.1倍)。
文獻[R.Li,K.Ma and D.Xu,"A Novel Minimum Voltage Active Clamping SVM(MVAC-SVM)Controlled Three-Phase PFC," 2009 Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exoosition,Washington,DC,2009,pp.1879-1885(以下簡稱習知技術B)]提出了一種最小電壓主動箝位(Minimum Voltage Active Clamping,MVAC)ZVS三相升壓整流器電路拓樸，其架構與前述習知技術A相似，僅更改了箝位電容Cc的位置，並使用與習知技術A相同之改良SVM方案進行控制。其開關電壓應力等於直流鏈電壓，但是諧振電感的參數設計有較多限制，如設計不良將使箝位電容電壓不平衡且無法建立，無法實現ZVS條件，即使實現ZVS條件亦將導致開關背接二極體之反向恢復損耗增加。
文獻[R.Li and D.Xu,"A Zero-Voltage Switching Three-Phase
Inverter," in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.29,no.3,pp.1200-1210,March 2014]提出一種主動箝位ZVS三相反流器，其拓樸結構同樣類似習知技術A提出的ZVS-SVM整流器拓樸，再使用作者提出的特殊調變方案後，可以實現所有開關元件的ZVS。雖然能夠抑制開關背接二極體的反向恢復電流，但其開關電壓應力稍微高於直流鏈電壓(大約直流鏈電壓1.01~1.1倍)，且作者提出的調變方案會讓此反流器出現上下臂開關同時導通的現象，這會增加開關的電流應力。
文獻[R.Li,Z.Ma and D.Xu,"A ZVS Grid-Connected Three-Phase Inverter," in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.27,no.8,pp.3595-3604,Aug.2012.]提出另一種ZVS三相反流器，此拓樸結構類似習知技術B提出的MVAC整流器拓樸，其開關電壓應力等於直流鏈電壓，同時能抑制開關背接二極體的反向恢復電流。
文獻[何金滿及彭常益，“具零電壓零電流柔切特性之三相六開關整流器”，中華民國第三十一屆電力工程研討會，台灣，台南，2010.12.3-4]提出一種SSMR電路架構，其包含輔助開關SA、諧振電感LR、額外電壓源(變壓器Tr)、阻隔二極體DR1、箝位電路RC-DC-CC以及諧振電容，結合三相六開關切換式整流器，進而實現一種具有穩定輸出電壓、高效率、高功因與低電磁干擾等特性的新式三相柔切整流器，採用SPWM調變策略(上臂或下臂三個功率開關同時導通)，具有簡化開關控制電路之優點。
本發明的目的在於提出一種零電壓切換(ZVS)雙向直交流
轉換電路結構及其調變方法，以實現整合整流器與反流器之功能的拓樸結構。
為實現上述目的，本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構基本上是和標準三相六開關架構以及直流電源匯流排一起構成包含整流器與反流器之功能的拓樸結構。
本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的一種實施例構造，包括：反向並聯有二極體的一輔助開關、一諧振電感、一箝位電容、一第1二極體和一第2二極體，輔助開關的兩端並聯一電容，在所述的三相六開關切換式整流器的母線及其輸出儲能電容器之間接入由輔助開關連接箝位電容的串聯支路，輔助開關和箝位電容構成的串聯支路的兩端跨接諧振電感，諧振電感和輔助開關連接的一端連接於母線，箝位電容的兩端分別串接第1二極體和第2二極體的一端，第1二極體和第2二極體的另一端連接輸出儲能電容器。
作為本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的一種較佳實施例構造，其中零電壓切換雙向直交流轉換電路結構連接在三相六開關切換式整流器的正極母線和輸出儲能電容器之間；所述的零電壓切換雙向直交流轉換電路結構包括：反向並聯有二極體的一輔助開關、一諧振電Lr、一箝位電容、一第1二極體和一第2二極體，輔助開關的兩端並聯一電容，在三相六開關切換式整流器的正極母線和輸出儲能電容器之間接入由輔助開關的集極連接箝位電容的正極的串聯支路，輔助開關和箝位電容構成的串聯支路的兩端跨接所述的諧振電感，其中第1二極體的陰極連接箝位電容的正極，第2二極體的陽極連接箝位電容的負極，第1二極體的陽
極連第2二極體的陰極和輸出儲能電容器。
作為本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的一種較佳實施例構造，其中零電壓切換雙向直交流轉換電路結構連接在三相六開關切換式整流器的負極母線和輸出儲能電容器之間；零電壓切換雙向直交流轉換電路結構包括：反向並聯有二極體的一輔助開關、一諧振電感、一箝位電容、一第1二極體和一第2二極體，該輔助開關的兩端並聯一電容，在該三相六開關切換式整流器的負極母線和輸出儲能電容器之間接入由輔助開關的射極連接箝位電容的負極的串聯支路，輔助開關和箝位電容構成的串聯支路的兩端跨接該振電感，第1二極體的陽極連接箝位電容的負極，第2二極體的陰極連接箝位電容的正極，該第1二極體的陰極連接該第2二極體的陽極和該輸出儲能電容器。
本發明的一方面包括用於所述零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的調變方法，包括：
在反流模式和整流模式中使用以鋸齒波作為載波的不連續脈波寬度調變(DPWM1)訊號及其載波切換方式，控制三相六開關切換式整流器中構成三相橋臂的六個主開關在三相電源週期中的開關動作，其中輔助開關調變訊號和主開關調變訊號頻率相同，所述的不連續脈波寬度調變訊號在每個三相電源週期中每隔60°區間將某一相的電壓箝位在±Vdc/2，其中Vdc表示三相橋臂的直流側電壓；
當所述的區間的電壓箝位在+Vdc/2時，選擇V7(111)作為零向量使該相的上臂開關保持開啟狀態，下臂開關保持關閉狀態；當所述的區間的電壓箝位在-Vdc/2時，選擇V0(000)作為零向量使該相的上臂開關保持關閉狀
態，下臂開關保持開啟狀態；
其中在反流模式，當所述的區間的電壓箝位在+Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為上升鋸齒波，當所述的區間的電壓箝位在-Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為下降鋸齒波；
其中在整流模式，當所述的區間的電壓箝位在+Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為下降鋸齒波，當所述的區間的電壓箝位在-Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為上升鋸齒波。
其中所述的三相電源週期以每60°區分為六個該區間，每個該區間包含電壓箝位分別為+Vdc/2和-Vdc/2的兩個子區間。
本發明之電路架構在反流模式(inverter mode)與整流模式(rectifier mode)下都能實現三相六開關與輔助開關的零電壓切換，且抑制所有開關背接二極體的反向恢復電流。本發明提出的調變方法，結合不連續脈波寬度調變(DPWM1)和載波切換方式產生適用於本發明上述電路架構的雙向控制，並在一3kW的電路模擬與硬體實測中驗證其功效及可行性。
Cc:箝位電容
Cdc:輸出儲能電容器
Cr1~Cr7:電容
D1~D7:背接二極體
DERs:分散式儲能系統
Dinv:第1二極體
Drec:第2二極體
ia:A相電流
ib:B相電流
ic:C相電流
ice:主開關之電流
iLr:諧振電感電流
La、Lb、Lc:儲能電感
Lr:諧振電感
S1~S6:主開關
S7:輔助開關
Va、Vb、Vc:三相電源
VCc:箝位電容電壓
Vce:主開關之電壓
Vdc:三相橋臂的直流側電壓
第1圖，繪示本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的一種實施例的拓樸結構圖。
第2圖，繪示不連續脈波寬度調變(DPWM1)訊號與零序訊號波形。
第3圖，繪示不連續脈波寬度調變(DPWM1)訊號零狀態區間圖。
第4圖，繪示是反流模式的載波切換方式的載波波形。
第5-1圖至第5-9圖，繪示在反流模式下各個操作階段對應的電路動作示
意圖。
第6圖，繪示反流模式之區間01的理論波形。
第7圖，繪示整流模式的載波切換方式的載波波形。
第8-1圖至第8-9圖，繪示在整流模式下各個操作階段對應的電路動作示意圖。
第9圖，繪示整流模式之區間01的理論波形圖。
第10圖，繪示反流模式在3kW輸出功率下之電網相電壓與相電流模擬波形。
第11圖，繪示反流模式之主開關S4電壓與電流波形。
第12圖，繪示反流模式之主開關S6電壓與電流波形。
第13圖，繪示反流模式之輔助開關S7電壓與電流波形。
第14圖，繪示反流模式之主開關S2電壓與電流波形。
第15圖，繪示反流模式之主開關S3電壓與電流波形。
第16圖，繪示反流模式之主開關S5電壓與電流波形。
第17圖，繪示反流模式之箝位電容電壓與諧振電感電流波形。
第18圖，繪示反流模式之第1二極體Dinv電壓與電流波形。
第19圖，繪示反流模式之第2二極體Drec電壓與電流波形。
第20圖，繪示整流模式在3kW輸出功率下之電網相電壓與相電流模擬波形。
第21圖，繪示整流模式之主開關S3電壓與電流波形。
第22圖，繪示整流模式之主開關S5電壓與電流波形。
第23圖，繪示整流模式之輔助開關S7電壓與電流波形。
第24圖，繪示整流模式之主開關S2電壓與電流波形。
第25圖，繪示整流模式之主開關S4電壓與電流波形。
第26圖，繪示整流模式之主開關S6電壓與電流波形。
第27圖，繪示整流模式之箝位電容電壓與諧振電感電流波形。
第28圖，繪示整流模式之第1二極體Dinv電壓與電流波形。
第29圖，繪示整流模式之第2二極體Drec電壓與電流波形。
第30圖，繪示本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的另一種實施例的拓樸結構圖。
首先請參閱第1圖，繪示了應用本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構進而實現整流器與反流器功能的拓樸結構。本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構基本上是一種諧振輔助電路，並且是配置於三相六開關(全橋式)切換式整流器(基本上就是一種標準的三相六開關架構)以及直流電源匯流排之間，其中所述的直流電源匯流排例如但不限於再生能源的分散式儲能系統(distributed energy resources,DERs)。
其中三相六開關切換式整流器包含：由六個反向並聯有二極體的主開關S1~S6構成的三相橋臂(換言之，每個橋臂由上下兩個主開關及與其反向並聯的二極體組成)、分別連接在三相電源Va、Vb、Vc和三相橋臂的各相橋臂中點之間的三個儲能電感La、Lb、Lc，以及跨接於三相橋臂中的上部橋臂和下部橋臂之間的一輸出儲能電容器Cdc，其中六個主開關S1~S6分別並聯有電容Cr1~Cr6。
本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構包括：反
向並聯有二極體的一輔助開關S7、一諧振電感Lr、一箝位電容Cc、一第1二極體Dinv和一第2二極體Drec。請參閱第1圖的拓樸結構，本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構基本上是串連在三相六開關切換式整流器的母線和輸出儲能電容器Cdc之間。其具有以下兩種可行的實施例構造。
請參閱第2圖，在第一種實施例中，本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構是連接在三相六開關切換式整流器的正極母線和輸出儲能電容器Cdc之間。其中輔助開關S7的兩端並聯一電容Cr7，在所述的三相六開關切換式整流器的正極母線和及其輸出儲能電容器Cdc之間接入由輔助開關S7的集極連接箝位電容Cc的正極的串聯支路，輔助開關S7和箝位電容Cc構成的串聯支路的兩端跨接諧振電感Lr，第1二極體Dinv的陰極連接箝位電容Cc的正極，第2二極體Drec的陽極連接箝位電容Cc的負極，第1二極體Dinv的陽極連接第2二極體Drec的陰極和輸出儲能電容器。
請參閱第30圖，在第二種實施例中，本發明零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構是連接在三相六開關切換式整流器的負極母線和輸出儲能電容器Cdc之間，和第1圖的實施例的區別在於電路元件的極性及匹配關係相反而已；如第30圖繪示的實施例構造，其中輔助開關S7的兩端並聯電容Cr7，在三相六開關切換式整流器的負極母線和輸出儲能電容器之間接入由輔助開關S7的射極連接箝位電容Cc的負極的串聯支路，輔助開關S7和箝位電容Cc構成的串聯支路的兩端跨接諧振電感Lr，第1二極體Dinv的陽極連接箝位電容Cc的負極，第2二極體Drec的陰極連接箝位電容Cc的正極，第1二極體Dinv的陰極連接第2二極體Drec的陽極和輸出儲能電容器。
其中輔助開關S7在大部分時間都是導通狀態，此時能量在輔
助電路中循環，直到輔助開關S7截止時，儲存在諧振電感Lr中的能量會使主電路開關的寄生電容放電，並在零電壓的條件下依序讓三相開關導通，同時諧振電感Lr也會抑制開關背接二極體的反向恢復電流。
本發明進一步提出一種用於前述第1、30圖繪示之零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的調變方法，在反流模式和整流模式中使用以鋸齒波作為載波的不連續脈波寬度調變(DPWM1)訊號及其載波切換方式，控制三相六開關切換式整流器中構成三相橋臂的六個主開關在三相電源週期中的開關動作，其中在任兩臂的主開關進行同步動作時，輔助開關S7此時才會動作，使得輔助開關S7調變訊號與主開關調變訊號頻率相同；所述的不連續脈波寬度調變訊號在每個三相電源週期中每隔60°區間將某一相的電壓箝位在±Vdc/2，可以減少每個週期的開關次數，其波形與零序訊號波形請見第2圖，其中Vdc表示三相橋臂的直流側電壓。
如第3圖所示，每一個週期內由V1(100)~V6(101)區分出六個區間，每個區間又可以再根據DPWM1的±Vdc/2箝位分出兩個子區間，換言之，六個區間V1(100)~V6(101)的每個區間包含電壓箝位分別為+Vdc/2和-Vdc/2的兩個子區間。當所述的區間的電壓箝位在+Vdc/2時，選擇V7(111)作為零向量使該相的上臂開關保持開啟狀態，下臂開關保持關閉狀態；當所述的區間的電壓箝位在-Vdc/2時，選擇V0(000)作為零向量使該相的上臂開關保持關閉狀態，下臂開關保持開啟狀態。
在反流模式和整流模式中，作為不連續脈波寬度調變(DPWM1)訊號的載波的鋸齒波具有不同的切換方式。下文僅以第1圖繪示的零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構作為代表，說明在反流模式和整
流模式的調變操作如下。
【反流模式】
請參閱第4圖，在反流模式(inverter mode)，當所述的區間的電壓箝位在+Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為上升鋸齒波，當所述的區間的電壓箝位在-Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為下降鋸齒波；換言之，鋸齒波會每隔60°區間做一次變換。這種載波的切換方式結合不連續脈波寬度調變(DPWM1)，就會產生如表1所示的開關調變順序。
下文以區間01為例進行分析，其開關的調變順序為111→100→110→111，此時三相電流分別為ia>0、ib<0、ic<0。在反流模式下的操作包含下列幾個階段，其對應的電路動作與理論波形請參閱第5-1圖至第5-9圖以及第6圖所示內容。
階段一：[t0 
t<t1]
此時電路狀態處於111，主開關S1，輔助開關S7，背接二極體D3、D5為導通狀態，箝位電容Cc對諧振電感Lr進行充電動作。第1二極體
Dinv即將由導通轉為截止狀態，第2二極體Drec即將由截止轉為導通狀態。
階段二：[t1 
t<t2]
諧振電感Lr與電容Cr2、Cr4、Cr6、Cr7進行諧振，輔助開關S7因諧振而在ZVS條件下截止於t1，此時電容Cr2、Cr4、Cr6進行放電動作，電容Cr7進行充電動作。第1二極體Dinv轉為截止狀態，第2二極體Drec轉為導通狀態。多餘的能量經由第2二極體Drec回流至分散式儲能系統DERs。
階段三：[t2 
t<t3]
此時電容Cr2、Cr4、Cr6之電壓放電至零，電容Cr7之電壓充電至Vdc+VCc，背接二極體D2、D3、D4、D5、D6為導通狀態。主開關S4、S6在ZVS條件下導通，諧振電感Lr抑制了背接二極體D3的反向恢復電流。第1二極體Dinv即將由截止轉為導通狀態，第2二極體Drec即將由導通為截止狀態。多餘的能量經由第2二極體Drec回流至分散式儲能系統DERs。
階段四：[t3 
t<t4]
此時主開關S1、S4、S6已導通，諧振電感Lr抑制了背接二極體D2、D5的反向恢復電流，電容Cr7之電壓放電至Vdc。第1二極體Dinv轉為導通狀態，第2二極體Drec轉為截止狀態，功率由DC側流至AC側。
階段五：[t4 
t<t5]
諧振電感Lr與電容Cr2、Cr3、Cr5、Cr7進行諧振，背接二極體D7即將導通於t5，此時電容Cr2、Cr3、Cr5進行充電動作，電容Cr7進行放電動作。第1二極體Dinv為導通狀態，第2二極體Drec為截止狀態，功率由DC側流至AC側。
階段六：[t5 
t<t6]
此時電路狀態處於100，主開關S1、S4、S6為導通狀態，輔助開關S7也因諧振而在ZVS條件下導通，諧振電感Lr對箝位電容Cc進行充電動作，第1二極體Dinv為導通狀態，第2二極體Drec為截止狀態，功率由DC側流至AC側。
階段七：[t6 
t<t7]
此時B相電流ib對電容Cr3進行放電動作，對電容Cr4進行充電動作，主開關S4在ZVS條件下截止。第1二極體Dinv為導通狀態，第2二極體Drec為截止狀態，功率由DC側流至AC側。
階段八：[t7 
t<t8]
此時電路狀態處於110，主開關S1、S6，輔助開關S7，背接二極體D3為導通狀態，第1二極體Dinv為導通狀態，第2二極體Drec為截止狀態，功率由DC側流至AC側。
階段九：[t8 
t<t9]
此時C相電流ic對電容Cr5進行放電動作，對電容Cr6進行充電動作，主開關S6在ZVS條件下截止。第1二極體Dinv為導通狀態，第2二極體Dree為截止狀態，功率由DC側流至AC側。在此階段之後，回到t0~t1階段，重新開始新的週期。
【整流模式】
請參閱第7圖，在整流模式(rectifier mode)的載波切換方式基本上和反流模式的載波切換方式相反，當所述的區間的電壓箝位在+Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為下降鋸齒波，當所述的區間的電壓箝位在-Vdc/2時，所述的區間的鋸齒波為上升鋸齒波。這種載波的切換方式結合不連續
脈波寬度調變(DPWM1)，就會產生如表2所示的開關調變順序。
下文以區間01為例進行分析，其開關的調變順序為111→110→100→111，此時三相電流分別為ia>0、ib<0、ic<0。在整流模式下的操作包含下列幾個階段，其對應的電路動作與理論波形請參閱第8-1圖至第8-9圖以及第9圖所示內容。
階段一：[t0 
t<t1]
此時電路狀態處於100，背接二極體D1、D4、D6，輔助開關S7為導通狀態，箝位電容Cc對諧振電感Lr進行充電動作。第1二極體Dinv為截止狀態，第2二極體Drec為導通狀態，功率由AC側流至DC側。
階段二：[t1 
t<t2]
諧振電感Lr與電容Cr2、Cr3、Cr5、Cr7進行諧振，輔助開關S7因諧振而在ZVS條件下截止於t1，此時電容Cr2、Cr3、Cr5進行放電動作，電容Cr7進行充電動作。第1二極體Dinv為截止狀態，第2二極體Drec為導通狀態，功率由AC側流至DC側。
階段三：[t2 
t<t3]
此時電容Cr2、Cr3、Cr5之電壓放電至零，電容Cr7之電壓充電至Vdc+VCc，背接二極體D1、D2、D3、D4、D5、D6皆為導通狀態。主開關S3、S5在ZVS條件下導通，諧振電感Lr抑制了背接二極體D2、D4的反向恢復電流。第1二極體Dinv為截止狀態，第2二極體Drec為導通狀態，由AC側流至DC側的功率逐漸減少。
階段四：[t3 
t<t4]
此時主開關S3、S5，背接二極體D1已導通，諧振電感Lr抑制了背接二極體D6的反向恢復電流。第1二極體Dinv即將由截止轉為導通狀態，第2二極體Drec即將由導通轉為截止狀態，由AC側流至DC側的功率在t4時降為零。
階段五：[t4 
t<t5]
諧振電感Lr與電容Cr2、Cr4、Cr6、Cr7進行諧振，此時電容Cr2、Cr4、Cr6進行充電動作，電容Cr7進行放電動作。第1二極體Dinv轉為導通狀態，第2二極體Drec轉為截止狀態。多餘的能量透過第1二極體Dinv經由B相與C相回流至AC市電系統。
階段六：[t5 
t<t6]
此時電路狀態處於111，主開關S3、S5，背接二極體D1為導通狀態，輔助開關S7因諧振而在ZVS條件下導通，諧振電感Lr對箝位電容Cc進行充電動作。第1二極體Dinv即將由導通轉為截止狀態，第2二極體Drec即將由截止轉為導通狀態。
階段七：[t6 
t<t7]
此時C相電流ic對電容Cr6進行放電動作，對電容Cr5進行充電動作，主開關S5在ZVS條件下截止。第1二極體Dinv轉為截止狀態，第2二極體Drec轉為導通狀態，功率由AC側流至DC側。
階段八：[t7 
t<t8]
此時電路狀態處於110，主開關S3，背接二極體D1、D6、D7為導通狀態。第1二極體Dinv為截止狀態，第2二極體Drec為導通狀態，功率由AC側流至DC側。
階段九：[t8 
t<t9]
此時B相電流ib對電容Cr4進行放電動作，對電容Cr3進行充電動作，主開關S3在ZVS條件下截止。第1二極體Dinv為截止狀態，第2二極體Drec為導通狀態，功率由AC側流至DC側。在此階段之後，回到t0~t1，重新開始新的週期。
【模擬結果】
下列的模擬採用Solore公司所開發之電路模擬軟體PSIM(Power Simulation)，分析前述拓樸結構中各個電路元件與節點之電壓電流波形與數值，並驗證本發明零電壓切換雙向直交流轉換電路結構與雙向電力潮流控制方案的功效。
反流模式之模擬，請參閱第10圖為反流模式在3kW輸出功率下之電網相電壓與相電流模擬波形，THD為0.724%。在區間01中，主開關S4與S6之電壓vce與電流ice波形如第11圖和第12圖所示，從第11圖和第12圖中可以看出在主開關S4與S6導通之前，電容Cr4與Cr6先放電至零開關才開始導通，即ZVS導通。
輔助開關S7之電壓vce與電流ice波形如第13圖所示。在輔助開關S7導通之前，電容Cr7先放電至零開關才開始導通，因此輔助開關S7也在ZVS條件下導通。而在區間01中，主開關S2、S3和S5之背接二極體反向恢復電流受到諧振電感Lr的抑制到零，其波形如第14圖、第15圖和第16圖所示。
請參閱第17圖，為輔助電路中的箝位電容電壓VCc與諧振電感電流iLr波形，可以看出輔助電路在達到諧振時的充放電情況。第18圖和第19圖為第1二極體Dinv和第2二極體Drec之電壓與電流波形。在反流模式時，第1二極體Dinv大部分時間為導通狀態，而第2二極體Drec大部分時間為截止狀態，在此狀態下功率由DC側流至AC側。當第1二極體Dinv為截止狀態，第2二極體Drec為導通狀態時，在此狀態下多餘的能量經由第2二極體Drec回流至分散式儲能系統DERs。
整流模式之模擬，請參閱第20圖為整流模式在3kW輸出功率下之電網相電壓與相電流模擬波形，功率因數PF為0.99%。在區間01中，主開關S3與S5之電壓vce與電流ice波形如第21圖和第22圖所示，從第21圖和第22圖中可以看出在主開關S3與S5導通之前，電容Cr3與Cr5先放電至零，開關才開始導通，即ZVS導通。
輔助開關S7之電壓vce與電流ice波形如第23圖所示。在輔助開關S7導通之前，電容Cr7先放電至零開關才開始導通，因此輔助開關S7也在ZVS條件下導通。而在區間01中，主開關S2、S3和S5之背接二極體的反向恢復電流受到諧振電感Lr的抑制到零，其波形如第24圖、第25圖和第26圖所示。第27圖為輔助電路中的箝位電容電壓VCc與諧振電感電流iLr波形，可以看出輔助電路在達到諧振時的充放電情況。
第28圖和第29圖為第1二極體Dinv和第2二極體Drec之電壓與電流波形。在整流模式時，第1二極體Dinv大部分時間為截止狀態，而第2二極體Drec大部分時間為導通狀態，在此狀態下功率由AC側流至DC側。當第1二極體Dinv為導通狀態，第2二極體Drec為截止狀態時，在此狀態下多餘的能量可以透過第1二極體Dinv經由B相與C相回流至AC市電系統。
雖然本發明之技術特徵、功效及其示例性的實施方式已通過上述的實施例公開如上，然其並非用以限定本發明，本領域技術人員，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，因此本發明的專利保護範圍須視本申請的權利要求所界定者為准。
Cc:箝位電容
Cdc:輸出儲能電容器
Cr1~Cr7:電容
D1~D7:背接二極體
DERs:分散式儲能系統
Dinv:第1二極體
Drec:第2二極體
ia:A相電流
ib:B相電流
ic:C相電流
iLr:諧振電感電流
La、Lb、Lc:儲能電感
Lr:諧振電感
S1~S6:主開關
S7:輔助開關
Va、Vb、Vc:三相電源
Claims (5)
- 一種零電壓切換雙向直交流轉換電路結構，係配置於三相六開關切換式整流器以及直流電源匯流排之間，其中三相六開關切換式整流器包含：由六個反向並聯有二極體的主開關構成的三相橋臂、分別連接在三相電源和該三相橋臂的各相橋臂中點之間的三個儲能電感La、Lb、Lc，以及跨接於該三相橋臂中的上部橋臂和下部橋臂之間的一輸出儲能電容器Cdc，該六個主開關分別並聯有電容Cr1-Cr6；其特徵在於：該零電壓切換雙向直交流轉換電路結構串連在該三相六開關切換式整流器的母線和該輸出儲能電容器Cdc之間；該零電壓切換雙向直交流轉換電路結構包括：反向並聯有二極體的一輔助開關S7、一諧振電感Lr、一箝位電容Cc、一第1二極體Dinv和一第2二極體Drec，該輔助開關S7的兩端並聯一電容Cr7，在該三相六開關切換式整流器的母線和該輸出儲能電容器之間接入由該輔助開關S7連接該箝位電容Cc的串聯支路，該輔助開關S7和該箝位電容Cc構成的串聯支路的兩端跨接該諧振電感Lr，該諧振電感Lr和該輔助開關S7連接的一端連接於該母線，該箝位電容Cc的兩端分別串接該第1二極體Dinv和該第2二極體Drec的一端，該第1二極體Dinv和該第2二極體Drec的另一端連接該輸出儲能電容器。
- 如請求項1所述之零電壓切換雙向直交流轉換電路結構，其中該零電壓切換雙向直交流轉換電路結構連接在該三相六開關切換式整流器的正極母線和該輸出儲能電容器Cdc之間；該零電壓切換雙向直交流轉換電路結構包括：反向並聯有二極體的一輔助開關S7、一諧振電感Lr、一箝位電容Cc、一第1二極體Dinv和一第2二極體Drec，該輔助開關S7的兩端 並聯一電容Cr7，在該三相六開關切換式整流器的正極母線和該輸出儲能電容器之間接入由該輔助開關S7的集極連接該箝位電容Cc的正極的串聯支路，該輔助開關S7和該箝位電容Cc構成的串聯支路的兩端跨接該諧振電感Lr，該第1二極體Dinv的陰極連接該箝位電容Cc的正極，該第2二極體Drec的陽極連接該箝位電容Cc的負極，該第1二極體Dinv的陽極連接該第2二極體Drec的陰極和該輸出儲能電容器。
- 如請求項1所述之零電壓切換雙向直交流轉換電路結構，其中該零電壓切換雙向直交流轉換電路結構連接在該三相六開關切換式整流器的負極母線和該輸出儲能電容器Cdc之間；該零電壓切換雙向直交流轉換電路結構包括：反向並聯有二極體的一輔助開關S7、一諧振電感Lr、一箝位電容Cc、一第1二極體Dinv和一第2二極體Drec，該輔助開關S7的兩端並聯一電容Cr7，在該三相六開關切換式整流器的負極母線和該輸出儲能電容器之間接入由該輔助開關S7的射極連接該箝位電容Cc的負極的串聯支路，該輔助開關S7和該箝位電容Cc構成的串聯支路的兩端跨接該諧振電感Lr，該第1二極體Dinv的陽極連接該箝位電容Cc的負極，該第2二極體Drec的陰極連接該箝位電容Cc的正極，該第1二極體Dinv的陰極連接該第2二極體Drec的陽極和該輸出儲能電容器。
- 一種用於請求項1所述零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的調變方法，包括：在反流模式和整流模式中使用以鋸齒波作為載波的不連續脈波寬度調變(DPWM1)訊號及其載波切換方式，控制構成該三相橋臂的六個該主開關在三相電源週期中的開關動作，該輔助開關調變訊號和該主 開關調變訊號頻率相同，該不連續脈波寬度調變訊號在每個三相電源週期中每隔60°區間將某一相的電壓箝位在±Vdc/2，其中Vdc表示該三相橋臂的直流側電壓；當該區間的電壓箝位在+Vdc/2時，選擇V7(111)作為零向量使該相的上臂開關保持開啟狀態，下臂開關保持關閉狀態；當該區間的電壓箝位在-Vdc/2時，選擇V0(000)作為零向量使該相的上臂開關保持關閉狀態，下臂開關保持開啟狀態；其中在反流模式，當該區間的電壓箝位在+Vdc/2時，該區間的鋸齒波為上升鋸齒波，當該區間的電壓箝位在-Vdc/2時，該區間的鋸齒波為下降鋸齒波；其中在整流模式，當該區間的電壓箝位在+Vdc/2時，該區間的鋸齒波為下降鋸齒波，當該區間的電壓箝位在-Vdc/2時，該區間的鋸齒波為上升鋸齒波。
- 如請求項4所述零電壓切換(ZVS)雙向直交流轉換電路結構的調變方法，該三相電源週期以每60°區分為六個該區間，每個該區間包含電壓箝位分別為+Vdc/2和-Vdc/2的兩個子區間。
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2020
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