CN102958246A - 发光元件的控制电路 - Google Patents

Abstract

提供一种发光元件的控制电路，其在通过整流电路整流得到的电压的振幅进行变动时，进行控制以减小流经发光元件的电流的变动量。基准电压产生电路(20)检测全波整流后的整流电压Vrc来生成第一电压V1，另一方面，对整流电压Vrc进行直流化来生成第二电压V2。而且，通过减法电路或除法电路，产生与第一电压V1和第二电压V2之间的差相对应的电压作为基准电压Vref。由此，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅变动时，能够抑制基准电压Vref的振幅的变动。

Description

发光元件的控制电路

技术领域

本发明涉及一种对发光元件进行控制的控制电路。

背景技术

近年来，从节能等的观点出发，发光二极管(LED)代替白炽灯作为照明用的发光元件正在普及。

图7是谋求改善功率因数的以往的发光元件的控制电路200的电路图。控制电路200构成为包括整流电路50、基准电压产生电路51、比较器52、RS触发器53、扼流线圈54、再生二极管55、开关元件56、电流检测用的电阻R0。

在向整流电路50的输入端子供给交流(AC)的输入电压Vin时，通过整流电路50对输入电压Vin进行全波整流。进行全波整流得到的整流电压Vrc作为驱动电压供给到LED 60的阳极。LED60的阴极经由扼流线圈54、开关元件56以及电阻R0接地。电阻R0的端子电压作为比较电压Vcmp输入到比较器52的非反转输入端子(+)。

另一方面，基准电压产生电路51将电阻R1、R2串联连接在整流电路50的输出端子与接地之间，将通过整流电路50进行全波整流得到的整流电压Vrc进行分压来产生基准电压Vref。基准电压Vref输入到比较器52的反转输入端子(-)。图8表示AC输入电压Vin、整流电压Vrc以及基准电压Vref的波形。

比较器52将比较电压Vcmp与基准电压Vref进行比较。比较器52的比较输出电压Vcout在比较电压Vcmp大于基准电压Vref的情况下为高(H)电平，在比较电压Vcmp小于基准电压Vref的情况下为低(L)电平。比较输出电压Vcout输入到RS触发器53的复位端子R。

向RS触发器53的置位端子S输入固定周期的触发脉冲Vtr。RS触发器53从其输出端子Q输出触发器输出电压Vfout。该触发器输出电压Vfout施加到由N沟道型MOS晶体管构成的开关元件56的栅极。

RS触发器53如图9所示那样根据触发脉冲Vtr被置位，并根据比较器52的比较输出电压Vcout被复位。

在RS触发器53根据触发脉冲Vtr被置位时，触发器输出电压Vfout成为高电平，开关元件56接通。于是，电流经由扼流线圈53、开关元件56以及电阻R0流经LED 60，LED 60点亮。此时，电流流经电阻R0的结果是，作为电阻R0的端子电压的比较电压Vcmp上升。而且，当比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref时，比较输出电压Vcout成为高电平，RS触发器53被复位。在该情况下，由于扼流线圈54的电流变动与扼流线圈54两端的电位差成正比，所以从开关元件56接通起到比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref为止需要一定的时间。

在RS触发器53被复位时，触发器输出电压Vfout成为低电平，开关元件56断开。由此，经由开关元件56流经LED 60的电流被切断。在开关元件56断开时，电流不流经电阻R0，因此比较电压Vcmp下降。而且，当比较电压Vcmp小于基准电压Vref小，比较器52的比较输出电压Vcout恢复为低电平。

这样，控制电路200对流经LED 60的电流进行控制，能够控制LED 60的平均发光强度。另外，在开关元件56断开时，使蓄积在扼流线圈54中的能量再生到LED 60的再生二极管55与LED 60及扼流线圈54并联连接。

在专利文献1中记载了这种发光元件的控制电路。

专利文献1：日本特开2010-245421号公报

发明内容

发明要解决的问题

但是，家庭用的交流电源的电压根据每个地区、国家而不同，例如在100V~200V的范围内变动。因此，在以往的控制电路200中，存在以下的问题：如图10所示，在交流的输入电压Vin的振幅例如从100V增大到200V时，基准电压Vref的振幅也与之对应地增大，导致流经LED 60的电流增加。

即，基准电压Vref是将对交流的输入电压Vin进行全波整流得到的整流电压Vrc分压后的电压，因此，在交流的输入电压Vin的振幅增大时，与之对应地，基准电压Vref的振幅(峰值电压)也增大。

于是，从开关元件56接通起到比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref为止的时间变长。因此，从通过触发脉冲Vtr对RS触发器53进行置位起到通过比较器52的比较输出电压Vcout进行复位为止的时间也变长，与此相应地，电流经由开关元件56流经LED 60的时间会延长(参照图9的虚线的触发器输出电压Vfout以及比较输出电压Vcout)。

用于解决问题的方案

本发明是一种发光元件的控制电路，其特征在于，具备：整流电路，其对交流电压进行整流；开关元件；基准电压产生电路，其产生基准电压；第一比较器，其将比较电压与上述基准电压进行比较，该比较电压是与对上述发光元件施加通过上述整流电路整流得到的整流电压而流经上述发光元件的电流相对应的电压；以及触发器，其输出根据触发脉冲被置位并且根据上述第一比较器的比较结果被复位的输出电压，根据该输出电压对上述开关元件的接通和断开进行控制，其中，上述基准电压产生电路构成为在上述交流电压的振幅变动时，抑制上述基准电压的振幅的变动。

发明效果

根据本发明的发光元件的控制电路，在交流的输入电压的振幅变动时，抑制基准电压的振幅的变动，因此能够减小流经发光元件的电流的变动量，并且能够改善功率因数。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的发光元件的控制电路的电路图。

图2是本发明的第一实施方式的发光元件的控制电路的基准电压等的波形图。

图3是本发明的第二实施方式的发光元件的控制电路的电路图。

图4是本发明的第三实施方式的发光元件的控制电路的电路图。

图5是本发明的第四实施方式的发光元件的控制电路的电路图。

图6是本发明的第五实施方式的发光元件的控制电路的电路图。

图7是现有例的发光元件的控制电路的电路图。

图8是现有例的发光元件的控制电路的基准电压等的波形图。

图9是说明现有例的发光元件的控制电路的动作的时序图。

图10是现有例的发光元件的控制电路的基准电压等的波形图。

图11是表示调光器(双向可控硅)的占空比、第一电压V1~第三电压V3的关系的图。

图12是本发明的第六实施方式的发光元件的控制电路的电路图。

图13是本发明的第六实施方式的发光元件的控制电路的动作波形图。

附图标记说明

10：整流电路；11：比较器；12：RS触发器；13：扼流线圈；14：再生二极管；15：开关元件；20、30：基准电压产生电路；40：绝缘变压器；90：除法电路；91：占空比检测电路；92：比较器；93：乘法电路；100A、100B、100C、100D、100E、100F：发光元件的控制电路。

具体实施方式

<<第一实施方式>>

图1是本发明的第一实施方式的发光元件的控制电路100A的电路图。控制电路100A构成为包括整流电路10、基准电压产生电路20、比较器11、RS触发器12、扼流线圈13、再生二极管14、开关元件15、电流检测用的电阻R0。

在向整流电路10的输入端子供给交流(AC)的输入电压Vin时，通过整流电路10对输入电压Vin进行全波整流。进行全波整流得到的整流电压Vrc作为驱动电压供给到LED 60的阳极。LED60的阴极经由串联连接的扼流线圈13、开关元件15以及电阻R0接地。在该情况下，来自LED 60的电流流经开关元件15、电阻R0，通过电阻R0的端子电压来检测该电流。电阻R0的端子电压作为比较电压Vcmp输入到比较器11的非反转输入端子(+)。

控制电路100A与图7的以往的控制电路200相比，不同之处在于产生基准电压Vref的基准电压产生电路20的结构。基准电压产生电路20对全波整流得到的整流电压Vrc进行分压来生成第一电压V1，另一方面，对整流电压Vrc进行分压以及平滑化(积分)来生成第二电压V2。而且，通过减法电路产生与第一电压V1和第二电压V2的差对应的电压作为基准电压Vref。由此，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅变动时，能够抑制基准电压Vref的振幅的变动。

基准电压产生电路20的具体结构如下。第一分压电路由串联连接在输出整流电路10的整流电压Vrc的输出端子与接地之间的第一电阻R1和第二电阻R2构成。从第一电阻R1与第二电阻R2的连接节点得到第一电压V1。第一电压V1是对整流电压Vrc进行分压得到的电压，用式1表示。

[式1]

$V1=\mathrm{Vm}\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|\&CenterDot;\frac{R2}{R1+R2}$

R1、R2分别是第一电阻R1和第二电阻R2的电阻值。Vm是整流电压Vrc的振幅，ω是交流的输入电压Vin的角频率，t是时间。第一电压V1在sinωt=1时为峰值电压Vp。用式2表示峰值电压Vp。

[式2]

$\mathrm{Vp}=\mathrm{Vm}\&CenterDot;\frac{R2}{R1+R2}$

另一方面，第二分压电路由按顺序串联连接在输出整流电路10的整流电压Vrc的输出端子与接地之间的齐纳二极管21、第三电阻R3、第四电阻R4、以及连接在第三电阻R3与第四电阻R4的连接节点与接地之间的平滑电容器C1构成。齐纳二极管21的阴极连接在整流电路10的输出端子。从第三电阻R3与第四电阻R4的连接节点得到第二电压V2。在该情况下，第三电阻R3和平滑电容器C1形成积分器。用式3表示第二电压V2。

[式3]

$V2=(\frac{2\mathrm{Vm}}{\mathrm{\&pi;}}-\mathrm{Vf})\&CenterDot;\frac{R4}{R3+R4}$

R3、R4分别是第三电阻R3和第四电阻R4的电阻值。2Vm/π是整流电压Vrc的DC平均值，Vf是齐纳二极管21的齐纳电压。即，对齐纳二极管21的阳极电压(2Vm/π-Vf)进行分压来得到第二电压V2。

生成与第一电压V1和第二电压V2的差对应的电压(=基准电压Vref)的减法电路能够由差动放大电路构成。即，第一电压V1经由电阻R5输入到运算放大器22的非反转输入端子(+)。第二电压V2经由电阻R5输入到运算放大器22的反转输入端子(-)。在运算放大器22的输出端子与反转输入端子(-)之间，作为负反馈电阻连接有电阻Rf。在运算放大器22的非反转输入端子(+)与接地之间，连接有电阻Rf。

于是，用式4表示从运算放大器22的输出端子得到的基准电压Vref。

[式4]

$\mathrm{Vref}=(V1-V2)\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R5}$

如果将式1、式3代入到式4，则

[式5]

$\mathrm{Vref}=\{\mathrm{Vm}\&CenterDot;\left(\right|\sin \mathrm{\&omega;t}|\&CenterDot;\frac{R2}{R1+R2}-\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{R4}{R3+R4})+\mathrm{Vf}\&CenterDot;\frac{R4}{R3+R4}\}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R5}$

用式6表示基准电压Vref的峰值电压Vref(p)。

[式6]

$\mathrm{Vref}\left(p\right)=\{\mathrm{Vm}\&CenterDot;(\frac{R2}{R1+R2}-\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{R4}{R3+R4})+\mathrm{Vf}\&CenterDot;\frac{R4}{R3+R4}\}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R5}$

在此，如果将电阻比设定为作为Vm的系数的R2/(R1+R2)-2/π×R4/(R3+R4)=0，则用式6表示峰值电压Vref(p)。

[式7]

$\mathrm{Vref}\left(p\right)=\mathrm{Vf}\&CenterDot;\frac{R4}{R3+R4}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R5}$

即，即使交流的输入电压Vin的振幅Vm变动，Vref(p)也不依赖于振幅Vm而成为固定值。例如，在如图2所示那样交流的输入电压Vin的振幅从100V增大到200V时，基准电压Vref也与此相伴地增大。与此相对，根据本实施方式的控制电路100A，与如以往技术那样简单地对整流电压Vrc进行分压来产生基准电压Vref的情况相比，能够抑制基准电压Vref的上升，特别是通过上述的电阻比的设定，能够将基准电压Vref的峰值电压Vref(p)设定为固定值。

其它的结构与以往的控制电路200相同。比较器11将电阻R0的端子电压即比较电压Vcmp与由上述基准电压产生电路20产生的基准电压Vref进行比较。比较器11的比较输出电压Vcout在比较电压Vcmp大于基准电压Vref的情况下为高电平，在比较电压Vcmp小于基准电压Vref的情况下为低电平。比较器11的比较输出电压Vcout输入到RS触发器12的复位端子R。

向RS触发器12的置位端子S输入固定周期的触发脉冲Vtr。在将整流电压Vrc的频率设为100Hz~120Hz时，触发脉冲Vtr的频率为比整流电压Vrc的频率足够高的50KHz~100KHz是适当的。

RS触发器12从其输出端子Q输出触发器输出电压Vfout。该触发器输出电压Vfout施加到由N沟道型MOS晶体管构成的开关元件15的栅极。

RS触发器12如图9所示那样根据触发脉冲Vtr被置位，根据比较器11的比较输出电压Vcout被复位。在RS触发器12根据触发脉冲Vtr被置位时，触发器输出电压Vfout为高电平，开关元件15接通。于是，电流经由扼流线圈13、开关元件15以及电阻R0流经LED 60，LED 60点亮。此时，电流流经电阻R0的结果是，作为电阻R0的端子电压的比较电压Vcmp上升。而且，当比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref时，比较输出电压Vcout成为高电平，RS触发器12被复位。

在RS触发器12被复位时，触发器输出电压Vfout成为低电平，开关元件15断开。由此，经由开关元件15流经LED 60的电流被切断。这样，控制电路100A对流经LED 60的电流进行控制，能够控制LED 60的平均发光强度。

而且，根据控制电路100A，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅Vm变动时，抑制基准电压Vref的振幅的变动，因此，从开关元件15接通起到比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref为止的时间的变动变小。由此，能够减小因整流电压Vrc的振幅变动所引起的流经LED 60的电流的变动量，从而能够减小LED 60的发光亮度的变动，并且能够改善功率因数。

<<第二实施方式>>

图3是本发明的第二实施方式的发光元件的控制电路100B的电路图。控制电路100B构成为包括整流电路10、基准电压产生电路30、比较器11、RS触发器12、扼流线圈13、再生二极管14、开关元件15、电流检测用的电阻R0。

在向整流电路10的输入端子供给交流(AC)的输入电压Vin时，通过整流电路10对输入电压Vin进行全波整流。进行全波整流得到的整流电压Vrc作为驱动电压供给到LED 60的阳极。LED60的阴极经由串联连接的扼流线圈13、开关元件15以及电阻R0接地。电阻R0的端子电压作为比较电压Vcmp输入到比较器11的非反转输入端子(+)。

控制电路100B与图7的以往的控制电路200相比，不同之处在于产生基准电压Vref的基准电压产生电路30的结构。基准电压产生电路30将全波整流得到的整流电压Vrc进行分压来生成第一电压V1，另一方面，对整流电压Vrc进行分压以及平滑化(积分)来生成第二电压V2。

而且，产生与通过电压除法电路将第一电压V1除以第二电压V2得到的值V1/V2对应的电压作为基准电压Vref。由此，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅变动时，能够抑制基准电压Vref的振幅的变动。

基准电压产生电路30由第一分压电路、第二分压电路以及电压除法电路构成，其具体结构如下。第一分压电路由串联连接在输出整流电路10的整流电压Vrc的输出端子与接地之间的第一电阻R11和第二电阻R12构成。从第一电阻R11与第二电阻R12的连接节点得到第一电压V1。第一电压V1是对整流电压Vrc进行分压得到的电压，用式8表示。

[式8]

$V1=\mathrm{Vm}\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|\&CenterDot;\frac{R12}{R11+R12}$

R11、R12分别是第一电阻R11和第二电阻R12的电阻值。Vm是整流电压Vrc的振幅，ω是交流的输入电压Vin的角频率，t是时间。

另一方面，第二分压电路由按顺序串联连接在输出整流电路10的整流电压Vrc的输出端子与接地之间的第三电阻R13、第四电阻R14、以及连接在第三电阻R13与第四电阻R14的连接节点与接地之间的平滑电容器C1构成。从第三电阻R13与第四电阻R14的连接节点得到第二电压V2。在该情况下，第三电阻R13和平滑电容器C1形成积分器。

用式9表示第二电压V2。

[式9]

$V2=\frac{2\mathrm{Vm}}{\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{R14}{R13+R14}$

R13、R14分别是第三电阻R13和第四电阻R14的电阻值。2Vm/π是整流电压Vrc的DC平均值。

电压除法电路是生成与将第一电压V1除以第二电压V2得到的值V1/V2对应的电压(=基准电压Vref)的电路，能够由以下的电路构成。

即，第一电压V1经由N沟道型的第一MOS晶体管33输入到第一运算放大器31的反转输入端子(-)。第一运算放大器31的非反转输入端子(+)接地。在第一运算放大器31的输出端子与反转输入端子(-)之间，作为负反馈电阻连接有电阻Rf。

另外，在第一电阻R11和第二电阻R12的连接节点与第一MOS晶体管33的栅极之间，连接有电阻R21。也就是说，第一运算放大器31形成对第一电压V1进行反转放大的反转放大电路。第一运算放大器31的输出电压Vout通过反相器35而极性反转，产生基准电压Vref。

另一方面，第二电压V2经由N沟道型的第二MOS晶体管34输入到第二运算放大器32的反转输入端子(-)。第二运算放大器32的非反转输入端子(+)接地。在第三电阻R13和第四电阻R14的连接节点与第二MOS晶体管34的栅极之间，连接有电阻R21。

第二运算放大器32的输出端子经由电阻R22与第一MOS晶体管33的栅极连接，还经由电阻R22与第二MOS晶体管34的栅极连接。另外，在第二运算放大器32的反转输入端子(-)与接地之间设置有串联连接的电阻R23以及产生相对于接地电压为负的恒定电压Vr的恒压源。

在将流经电阻R23的电流设为I3时，用式10表示I3。

[式10]

$I3=\frac{\mathrm{Vr}}{R23}$

R23是电阻R23的电阻值。

在将第二MOS晶体管34的源漏极间的电阻设为rds2，将流经源漏极间的电流设为I2时，用式11表示电阻rds2。这是因为第二运算放大器32的反转输入端子(-)的电位由于虚短(imaginary short)而成为接地电位(0V)。

[式11]

$\mathrm{rds}2=\frac{V2}{I2}$

在此，I2=I3，因此用式12表示电阻rds2。

[式12]

$\mathrm{rds}2=\frac{V2}{I2}=\frac{V2}{\mathrm{Vr}}\&CenterDot;R23$

在此，如果设第一MOS晶体管33和第二MOS晶体管34为完全相同的结构，并且设MOS晶体管的饱和区域的特性不依赖于漏电流与源漏极间的电压而漏电流为固定值，则rds1=rds2。rds1是第一MOS晶体管33的源漏极间的电阻。

用式13表示形成反转放大电路的第一运算放大器31的输出电压Vout。

[式13]

$\mathrm{Vout}=-V1\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{\mathrm{rds}2}=-\frac{V1\&CenterDot;\mathrm{Vr}}{V2}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R23}$

在此，基准电压Vref是如式14那样反转Vout的极性所得的电压。

[式14]

Vref＝-Vout

在将式8的V1、式9的V2代入到式13时，得到式15。

[式15]

$\mathrm{Vref}=\frac{\mathrm{Vm}\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|\&CenterDot;\frac{R12}{R11+R12}\&CenterDot;\mathrm{Vr}}{\frac{2\mathrm{Vm}}{\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{R14}{R13+R14}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R23}$

如果对式15进行整理，则得到式16。

[式16]

$\mathrm{Vref}=\frac{\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;R12\&CenterDot;R14\&CenterDot;\mathrm{Vr}}{(R11+R12)(R13+R14)}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Rf}}{R23}\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|$

从式16可知，通过电压除法电路消除了Vref对于整流电压Vrc的振幅的依赖性，即使整流电压Vrc的振幅Vm变动，Vref也不依赖于振幅Vm而成为固定值。

其它的结构与以往的控制电路200相同。比较器11将电阻R0的端子电压即比较电压Vcmp与由上述基准电压产生电路30产生的基准电压Vref进行比较。比较器11的比较输出电压Vcout在比较电压Vcmp大于基准电压Vref的情况下为高电平，在比较电压Vcmp小于基准电压Vref的情况下为低电平。比较器11的比较输出电压Vcout输入到RS触发器12的复位端子R。

向RS触发器12的置位端子S输入固定周期的触发脉冲Vtr。在将交流的输入电压Vin的频率设为100Hz~120Hz时，触发脉冲Vtr的频率为比输入电压Vin的频率足够高的50KHz~100KHz是适当的。

RS触发器12从其输出端子Q输出触发器输出电压Vfout。该触发器输出电压Vfout施加到由N沟道型MOS晶体管构成的开关元件15的栅极。

RS触发器12如图9所示那样根据触发脉冲Vtr被置位，根据比较器11的比较输出电压Vcout被复位。在RS触发器12根据触发脉冲Vtr被置位时，触发器输出电压Vfout为高电平，开关元件15接通。于是，电流经由扼流线圈13、开关元件15以及电阻R0流经LED 60，LED 60点亮。此时，电流流经电阻R0的结果是，作为电阻R0的端子电压的比较电压Vcmp上升。而且，当比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref时，比较输出电压Vcout成为高电平，RS触发器12被复位。

在RS触发器12被复位时，触发器输出电压Vfout成为低电平，开关元件15断开。由此，经由开关元件15流经LED 60的电流被切断。这样，控制电路100B对流经LED 60的电流进行控制，能够控制LED 60的平均发光强度。

而且，根据控制电路100B，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅Vm变动时，抑制基准电压Vref的振幅的变动，因此，从开关元件15接通起到比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref为止的时间的变动变小。由此，能够减小因整流电压Vrc的振幅变动所引起的流经LED 60的电流的变动量，从而能够减小LED 60的发光亮度的变动，并且能够改善功率因数。

<<第三实施方式>>

图4是本发明的第三实施方式的发光元件的控制电路100C的电路图。控制电路100C构成为包括整流电路10、分压电路61、平滑电路62(积分器)、第一电压电流转换电路80、第二电压电流转换电路81、电流除法电路70、比较器11、RS触发器12、扼流线圈13、再生二极管14、开关元件15、电流检测用的电阻R0。

在向整流电路10的输入端子供给交流(AC)的输入电压Vin时，通过整流电路10对输入电压Vin进行全波整流。进行全波整流得到的整流电压Vrc作为驱动电压供给到LED 60的阳极。LED60的阴极经由串联连接的扼流线圈13、开关元件15以及电阻R0接地。电阻R0的端子电压作为比较电压Vcmp输入到比较器11的非反转输入端子(+)。

在第二实施方式的控制电路100B的基准电压产生电路30中，需要产生负的恒定电压Vr的恒压源，但本实施方式提供不需要负电压源的结构。

本实施方式的基准电压产生电路构成为包括分压电路61、平滑电路62(积分器)、第一电压电流转换电路80、第二电压电流转换电路81、电流除法电路70以及电阻76(电阻值R)。

分压电路61由串联连接在输出整流电路10的整流电压Vrc的输出端子与接地之间的第一电阻R11和第二电阻R12构成。从第一电阻R11与第二电阻R12的连接节点得到第一电压V1。第一电压V1是对整流电压Vrc进行分压得到的电压，用式17表示。

[式17]

$V1=\mathrm{Vm}\&CenterDot;\left|\sin \mathrm{\&omega;t}\right|\&CenterDot;\frac{R12}{R11+R12}$

R11、R12分别是第一电阻R11和第二电阻R12的电阻值。Vm是整流电压Vrc的振幅，ω是交流的输入电压Vin的角频率，t是时间。

另一方面，平滑电路62由电阻R13和平滑电容器C1构成。平滑电路62与积分器等效。电阻R13的第一端子连接在第一电阻R11与第二电阻R12的连接节点。平滑电容器C1连接在电阻R13的第二端子与接地之间。

平滑电路62对第一电压V1进行平滑化(积分)来产生第二电压V2。用式18表示第二电压V2。也可以使用第二实施方式的由电阻R13、R14、平滑电容器C1构成的第二分压电路来代替平滑电路62。

[式18]

$V2=\frac{2\mathrm{Vm}}{\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{R12}{R11+R12}$

2Vm/π是整流电压Vrc的DC平均值。

第一电压电流转换电路80是将第一电压V1转换为与之成正比的第一电流I1的电路。第一电压电流转换电路80构成为包括第一运算放大器63、N沟道型控制晶体管65、电阻74(电阻值R)。向第一运算放大器63的反转输入端子(-)施加第一电压V1，向非反转输入端子(+)施加电阻74的端子电压。第一运算放大器63的输出端子连接到控制晶体管65的栅极。

于是，第一电流I1流经控制晶体管65，使得电阻74的端子电压成为第一电压V1。由于第一电流I1流经电阻74，所以用式19表示第一电流I1。

[式19]

$I1=\frac{V1}{R}$

另外，第二电压电流转换电路81是将第二电压V2转换为与之成正比的第二电流I2的电路。第二电压电流转换电路81构成为包括第二运算放大器64、N沟道型控制晶体管66、电阻75(电阻值R)。向第二运算放大器64的反转输入端子(-)施加第二电压V2，向非反转输入端子(+)施加电阻75的端子电压。第二运算放大器64的输出端子连接到控制晶体管66的栅极。

于是，第二电流I2流经控制晶体管66，使得电阻75的端子电压成为第二电压V2。由于第二电流I2流经电阻75，所以用式20表示第二电流I2。

[式20]

$I2=\frac{V2}{R}$

电流除法电路70是生成与将第一电流I1除以第二电流I2所得的值对应的输出电流Iout的电路。第一电流I1经由2个电流镜电路67、68供给到电流除法电路70。第二电流I2经由2个电流镜电路77、69供给到电流除法电路70。

电流除法电路70构成为包括NPN型双极晶体管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、恒流源71、78、产生偏压电压VBIAS的偏压电源72以及电流镜电路73。构成为第一电流I1流经晶体管Q5的发射极，第二电流I2流经晶体管Q2。

在该电流除法电路70中，由于NPN型双极晶体管Q1、Q2、Q3的基极发射极间电压VBE的和与NPN型双极晶体管Q4、Q5、Q6的基极发射极间电压VBE的和相等，所以对于各晶体管的集电极电流Ic，以下式成立。

Ic(Q1)×Ic(Q2)×Ic(Q3)=Ic(Q4)×Ic(Q5)×Ic(Q6)

如果忽视各晶体管的基极电流，则以下的关系成立。

Ic(Q1)=Ic(Q4)、Ic(Q2)=I2、Ic(Q3)=Iout、Ic(Q5)=I1、Ic(Q6)=IB。IB是由恒流源71供给的电流。

于是，根据这些式，Ic(Q3)=Ic(Q5)×Ic(Q6)/Ic(Q2)、Iout=I1×IB/I2的关系成立。

在将式17~20代入到该Iout时，得到式21。

[式21]

Iout＝(π/2·IB)·|sin ωt|

电流Iout经由电流镜电路73流经输出电阻76。由此，作为输出电阻76的端子电压，得到用式22表示的基准电压Vref。

[式22]

Vref＝(π/2·IB·R)·|sin ωt|

从式22可知，通过电压除法电路消除了Vref对于整流电压Vrc的振幅的依赖性，即使整流电压Vrc的振幅Vm变动，Vref也不依赖于整流电压Vrc的振幅Vm而成为固定值。由此，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅Vm变动时，能够抑制基准电压Vref的振幅的变动。其它的结构与第二实施方式的控制电路B相同。

<<第四实施方式>>

图5是本发明的第四实施方式的发光元件的控制电路100D的电路图。第一实施方式的发光元件的控制电路100A(参照图1)是非绝缘型，LED 60与整流电路10串联连接，因此，在人更换LED 60时，有可能触电。

因此，本实施方式的发光元件的控制电路100D为了防止更换LED 60时的触电，经由绝缘变压器40向LED 60供给电流。即，绝缘变压器40的初级侧线圈与整流电路10侧连接，绝缘变压器40的次级侧线圈与LED 60连接。

在该情况下，在电阻R0中流经在绝缘变压器40的初级侧线圈中流经的电流，在LED 60中流经与流经初级侧线圈的电流对应的电流，因此，能够进行与第一实施方式相同的控制。

<<第五实施方式>>

图6是本发明的第五实施方式的发光元件的控制电路100E的电路图。第二实施方式的发光元件的控制电路100B(参照图3)是非绝缘型，LED 60与整流电路10直接连接，因此，在人更换LED 60时，有可能触电。

因此，本实施方式的发光元件的控制电路100E为了防止更换LED 60时的触电，经由绝缘变压器40向LED 60供给电流。即，绝缘变压器40的初级侧线圈与整流电路10侧连接，绝缘变压器40的次级侧线圈与LED 60连接。

在该情况下，也是在电阻R0中流经在绝缘变压器40的初级侧线圈中流经的电流，在LED 60中流经与流经初级侧线圈的电流对应的电流，因此，能够进行与第二实施方式相同的控制。

此外，对于第三实施方式的发光元件的控制电路100C，也能够采用绝缘型的结构。

<<第六实施方式>>

本实施方式对第二实施方式、第三实施方式以及第五实施方式的发光元件的控制电路100B、100C、100E进行了改进。

一般，在发光元件的控制电路中，通过由双向可控硅(TRIAC)那样的调光器控制交流的输入电压Vin(交流电压)的导电角，来控制流经LED 60的电流，从而进行调光。在该情况下，通过整流电路10对由调光器控制了导电角的交流的输入电压Vin进行整流。

而且，定义与整流电压Vrc的导通角对应的、调光器(双向可控硅)的占空比。在设交流电压的半周期T/2中的双向可控硅的截止时间为t 1时，导通时间为T/2-t1。因此，通过式23定义该占空比。

[式23]

占空比=(T/2-t1)/(T/2)

虽然占空比=(T/2-t1)/(T/2)，但是，在使用了调光器的调光控制中，理想的是满足以下的(1)、(2)的特性。

(1)即使从交流电源供给的交流的输入电压Vin变动，也抑制基准电压Vref的振幅的变动，从而使固定的电流流经LED 60。

(2)相对于调光器(双向可控硅)的占空比的增加，流经LED60的电流线性地增加，在占空比为100%时，流经LED 60的电流最大。

在第二实施方式、第三实施方式以及第五实施方式的发光元件的控制电路100B、100C、100E中，通过采用除法电路的运算(V1/V2)，来满足(1)的特性，但不满足(2)的特性。

根据图11说明不满足(2)的特性的理由。在图11中，示出了调光器(双向可控硅)的占空比为50%、70%、100%时第一电压V1、第二电压V2、第三电压V3的交流电压的半周期T/2中的时间变化。

第一电压V1是对整流电压Vrc进行分压得到的电压，第二电压V2是对整流电压Vrc进行分压以及积分得到的电压。第三电压V3是与V1/V2对应的电压，用作基准电压Vref。第二电压V2在占空比下降时减少。因此，导致第三电压V3(=基准电压Vref)上升。第三电压V3这样变动的结果是，无法得到电流相对于占空比的线性增加特性。

因此，还考虑在占空比一定程度地下降时将第三电压V3钳位为固定值的电路结构，但在该情况下，会留下以下的问题：在占空比一定程度地增大时，导致流经LED 60的电流减少，在占空比为100%时，流经LED 60的电流不是最大。

因此，在本实施方式中，通过将第三电压V3和与双向可控硅100的占空比对应的电压之积所对应的电压作为基准电压Vref，来抵消占空比所引起的基准电压Vref的变动，使上述(1)、(2)的特性同时成立。

图12是本实施方式的发光元件的控制电路100F的电路图。图13是控制电路100F中的整流电压Vrc、第一电压V1、第三电压V3、第五电压V5的波形图。

在该控制电路100F中，整流电路10对通过双向可控硅100控制了导通角的交流的输入电压Vin进行全波整流，生成整流电压Vrc。

如上所述，第一电压V1是对整流电压Vrc进行电阻分压所得的电压，第二电压V2是对整流电压Vrc进行电阻分压并进一步通过积分器积分得到的电压。第三电压V3是除法电路90的运算结果即与V1/V2对应的电压。该除法电路90实质上与第二实施方式、第三实施方式以及第五实施方式的除法电路相同。

控制电路100F除了具备除法电路90以外，还具备：占空比检测电路91，其检测与双向可控硅100的占空比对应的第四电压V4；以及乘法电路93，其将从除法电路90输出的第三电压V3和第四电压V4相乘，来产生第五电压V5(=基准电压Vref)。

占空比检测电路91具备比较器92以及由电阻R16和电容器C2构成的积分器。比较器92将从串联连接在输出整流电压Vrc的输出端子与接地之间的电阻R14与电阻R15的连接节点输出的整流电压Vrc的电压和规定电压Vdc进行比较。为了适当地检测出双向可控硅100的占空比，规定电压Vdc比整流电压Vrc的振幅Vm足够小。从占空比检测电路91的积分器输出与双向可控硅100的占空比对应的电压V4。

另外，在图12的控制电路100F中，为经由绝缘变压器40向LED 60供给电流的结构，但这是一例，即使是不使用绝缘变压器40的非绝缘型，也能够得到同样的特性。

Claims (8)

1.一种发光元件的控制电路，其特征在于，具备：

整流电路，其对交流电压进行整流；

开关元件；

基准电压产生电路，其产生基准电压；

第一比较器，其将比较电压与上述基准电压进行比较，该比较电压是与对上述发光元件施加通过上述整流电路整流得到的整流电压而流经上述发光元件的电流相对应的电压；以及

触发器，其输出根据触发脉冲被置位并且根据上述第一比较器的比较结果被复位的输出电压，根据该输出电压对上述开关元件的接通和断开进行控制，

其中，上述基准电压产生电路构成为在上述交流电压的振幅变动时，抑制上述基准电压的振幅的变动。

2.根据权利要求1所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述基准电压产生电路具备：

第一检测电路，其检测上述整流电压来生成第一电压；

第二检测电路，其对由上述整流电路整流得到的上述整流电压进行直流化并进行检测，来生成第二电压；以及

减法电路，其将上述第一电压和上述第二电压相减来获得上述基准电压。

3.根据权利要求2所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述第一检测电路具备串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的第一电阻和第二电阻，从该第一电阻与该第二电阻的连接节点输出上述第一电压，

上述第二检测电路具备：按顺序串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的齐纳二极管、第三电阻以及第四电阻；以及连接在该第三电阻和该第四电阻的连接节点与接地之间的平滑电容器，其中，从该第三电阻与该第四电阻的连接节点输出上述第二电压，

上述减法电路由对上述第一电压与上述第二电压的差进行放大的差动放大电路构成。

4.根据权利要求1所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述基准电压产生电路具备：

第一检测电路，其检测上述整流电压来生成第一电压；

第二检测电路，其对上述整流电压进行直流化并进行检测，来生成第二电压；以及

除法电路，其将上述第一电压除以上述第二电压来获得上述基准电压。

5.根据权利要求4所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述第一检测电路具备串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的第一电阻和第二电阻，从该第一电阻与该第二电阻的连接节点输出上述第一电压，

上述第二检测电路具备：按顺序串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的第三电阻和第四电阻；以及连接在该第三电阻和该第四电阻的连接节点与接地之间的平滑电容器，其中，从该第三电阻和该第四电阻的连接节点输出上述第二电压，

上述除法电路具备：

第一运算放大器，该第一运算放大器的非反转输入端子接地，该第一运算放大器的反转输入端子经由第一MOS晶体管被输入上述第一电压，在该第一运算放大器的输出端子与上述反转输入端子之间连接有反馈电阻；

第二运算放大器，该第二运算放大器的非反转输入端子接地，该第二运算放大器的反转输入端子经由第二MOS晶体管被输入上述第二电压，该第二运算放大器的输出端子与上述第一MOS晶体管及上述第二MOS晶体管的栅极相连接；以及

串联连接在上述第二运算放大器的上述反转输入端子与接地之间的电阻和恒压源。

6.根据权利要求1所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述基准电压产生电路具备：

第一检测电路，其检测上述整流电压；

第二检测电路，其对上述整流电压进行直流化并进行检测；

第一转换电路，其将由上述第一检测电路检测出的检测值转换为与之成正比的第一电流；

第二转换电路，其将由上述第二检测电路检测出的检测值转换为与之成正比的第二电流；

除法电路，其生成与将上述第一电流除以上述第二电流得到的值对应的输出电流；以及

电流电压转换电路，其将上述输出电流转换为上述基准电压。

7.根据权利要求1所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流，

上述基准电压产生电路具备：

第一检测电路，其检测由上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流得到的整流电压来输出第一检测值；

第二检测电路，其对由上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流得到的整流电压进行直流化并进行检测，来输出第二检测值；

除法电路，其输出与将上述第一检测值除以上述第二检测值得到的值对应的电压；

占空比检测电路，其检测与上述调光器的占空比对应的电压；以及

乘法电路，其将上述除法电路的输出电压和上述占空比检测电路检测到的电压相乘，产生上述基准电压。

8.根据权利要求7所述的发光元件的控制电路，其特征在于，

上述占空比检测电路具备：

第二比较器，其将由上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流得到的整流电压与规定电压进行比较；以及

积分器，其对上述第二比较器的输出电压进行直流化。

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