CN102957376A - 电力变换器控制装置及电力变换控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换器控制装置及电力变换控制方法。电力变换器控制装置针对将由电源供给的交流电压变换为直流电压并将直流电压变换为期望频率的交流电压的多个电力变换器，输入通过输出电压指令值和载波的比较而生成的选通脉冲信号，控制从多个电力变换器向交流电动机输出的交流电压，各相具备多个电力变换器，在将根据从各相中的多个电力变换器输出的多个交流电压所求出的各相的输出电压输出至交流电动机时，以使与同相中的多个电力变换器相应的多个载波的相位差保持在规定值的方式对多个载波中的至少一个载波的相位进行调制。在向电力变换器输入的选通脉冲信号的生成时，随着载波频率的变化来调制载波的相位，以使多个载波的相位差保持在规定的值。

Description

电力变换器控制装置及电力变换控制方法

技术领域

本发明涉及基于输出电压指令值，对将直流电压变换为期望频率的交流电压的电力变换器进行基于脉冲宽度调制(PWM)控制的交流电动机的控制的电力变换器控制装置及电力变换控制方法。

背景技术

在使用了电力变换装置的交流电动机驱动中，通过使用该电力变换装置内部的二极管对由商用或者非商用的各种电源供给的交流电源进行整流，由平滑电容器进行平滑，从而将其变换为直流电压。之后，由逆变器变换为任意交流电压，输出给电动机并进行可变速控制。具体地说，根据基于输出电压指令值和载波的大小比较的PWM控制，对逆变器进行开关，从而将正弦波状的输出电压指令值的大小变换为输出脉冲，并对交流电动机施加电压。在这种PWM控制中，大致分为不同步PWM控制和同步PWM控制。

不同步PWM控制是不管输出电压指令值的频率f_t的值如何，都将载波的频率f_c始终设为恒定的方式，可用于通用逆变器、轧机驱动逆变器等。

另一方面，同步PWM控制是将载波的频率f_c始终设为输出电压指令值的频率f_t的K倍(K：3的倍数)的方式，可用于电动车或无功补偿装置等。在这种情况下，随着输出电压指令值的频率f_t的变化，使载波的频率f_c和两者的比率发生变化。

在不同步PWM控制中，输出电压指令值在载波的周期内认为基本是一定的，为了减小输出电压指令值和输出脉冲的误差，需要将载波的频率f_c相对于输出电压指令值的频率f_t设定得足够大(f_c/f_t：10以上)。在该载波的频率f_c和输出电压指令值的周期f_t的比率小的情况下，输出电压指令值在载波的周期内变化很大。因此，输出电压指令值和输出脉冲的误差变大，产生差拍(beat)现象等问题，并且在交流电动机驱动时电机输出转矩中产生脉动(ripple)。

因此，在专利文献1中记载了一种抑制在载波的频率f_c和输出电压指令值的频率f_t的比率小的情况下发生的差拍现象的PWM控制方式。专利文献1中记载了估计出在决定输出脉冲宽度的载波的半周期时间中的输出电压指令值的平均值，并相应地产生输出脉冲的控制方式。

另一方面，在对交流电动机施加的电压中，由于PWM控制而产生下式(1)所示的边带波分量f_b。

f_b＝m·f_c+n·f_c    ...(1)

m、n：整数

在不同步PWM控制中，因为载波的频率f_c是一定的，所以边带波分量f_b根据输出电压指令值的基波频率f_t而变化。而且，在输出电压指令值的基波频率f_t附近也产生边带波分量f_b，成为几Hz～几十Hz低次成分的电机输出转矩脉动成分。如果该电机输出转矩脉动成分和几十Hz这种低的机械***固有振动频率相一致，则产生机械性振动。上述专利文献1不能充分地抑制这种现象。

在同步PWM控制中，因为将载波的频率f_c始终设为输出电压指令值的基波频率f_t的K倍(K：3的倍数)，故此可将式(1)所示的边带波分量f_b设为输出电压指令值的基波频率f_t的整数倍。因此，可以防止输出电压指令值的基波频率f_t以下的电机输出转矩脉动成分的产生。通过使用同步PWM控制，不会产生和几十Hz的机械***固有振动频率相一致的低次的电机输出转矩脉动成分，所以可以防止上述的机械性振动。

在上述同步PWM控制中，在交流电动机运转中使载波的频率f_c变化。因此，作为抑制对切换时的交流电动机施加的电压波形的畸变的方法，以往存在以相同的定时同步地变更载波和电压指令值的方法(专利文献2)。

专利文献1：日本专利第3259571号公报

专利文献2：日本特开2009-118599号公报

图15是表示在载波的一个周期时间中的控制周期的分割数为4，如上述同步PWM控制那样在交流电动机运转中使上述载波的频率f_c变化的情况下的以往的上述载波C_A、C_B的波形的图。在图15中，在使上述载波的频率f_c的值从f_c1变化为f_c2的情况下，在定时26的时间点之前，共同地变更上述载波C_A、C_B的上侧峰值Ca₂。上述载波C_A、C_B的下侧峰值不管上述载波的频率f_c如何始终是一定的值。

在上述载波的频率f_c是f_c1的情况下，上述2个载波的相位差Φ是规定的值、即360°/4＝90°。但是，如果使上述载波的频率f_c变化为f_c2，则上述相位差Φ变得不是90°。

这样，在相位差Φ不同于规定的值、即360°/L(L：在上述载波的一个周期时间中的控制周期的分割数)的情况下，载波C_B的相位和输出电压指令值的相位不一致。根据专利文献1可知，在这种状态下在脉冲宽度调制电压中产生输出电压误差，上述输出电压误差成为差拍成分，在电机输出转矩中产生脉动(ripple)。如果上述电机输出转矩脉动成分和上述机械***固有振动频率相一致，则产生机械性振动。

另外，在专利文献2中记载的以相同的定时同步变更载波和电压指令值的方法中，在如本发明这样的5电平逆变器中的PWM控制中，2个载波的相位差Φ因为根据载波的频率而变化，所以即使使用上述方法也不能将上述相位差保持在规定的值，会产生由输出电压误差引起的电机输出转矩脉动。

发明内容

因此，本发明的要解决的技术问题是，为了抑制在上述专利文献1和2中成为问题的、在电机输出转矩中产生的脉动(ripple)，随着上述载波的频率的变化，对上述载波的相位进行调制，使多个载波的相位差保持在规定的值。

本发明提供一种电力变换器控制装置，针对将由电源供给的交流电压变换为直流电压并将所述直流电压变换为期望频率的交流电压的多个电力变换器，通过比较由所述多个电力变换器输出的交流电压的指令值即输出电压指令值、以及用于发送与所述输出电压指令值相关的信息的载波来生成选通脉冲信号，并向所述多个电力变换器输出所述选通脉冲信号，由此控制从所述多个电力变换器向交流电动机输出的交流电压，所述电力变换器控制装置的特征在于，各相具备所述多个电力变换器，在使根据从各相中的多个电力变换器输出的多个交流电压所求出的各相的输出电压输出至所述交流电动机时，按照使与同相中的多个电力变换器对应的多个载波的相位差保持在规定值的方式对所述多个载波中的至少一个载波的相位进行调制。

根据本发明，在交流电动机运转中的载波的频率发生变化时，对上述载波的相位进行调制，能够将多个载波的相位差保持在规定的值，通过使载波的相位和输出电压指令值的相位相一致，从而可以抑制脉冲宽度调制电压的输出电压误差、抑制电机输出转矩脉动。

附图说明

图1是针对实施例1的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图2是针对实施例1的载波生成方式，在使用了现有方式的情况下的模拟仿真结果。

图3是针对实施例1的载波生成方式，在使用了本发明方式的情况下的模拟仿真结果。

图4是针对实施例1的载波生成方式，对在载波是锯齿波的情况下的本发明方式进行说明的图。

图5是针对实施例2的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图6是针对实施例2的载波生成方式，对在载波上加上了偏移值的方式进行说明的图。

图7是针对实施例3的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图8是实施例4的串联多重型电力变换装置的构成图。

图9是针对实施例4的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图10是针对实施例5的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图11是针对实施例6的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图12是针对实施例7的载波生成方式，对本发明方式进行说明的图。

图13是串联连接2个单相3电平电力变换装置而成的5电平电力变换装置的构成图。

图14是图13内的控制装置的构成图。

图15是针对载波生成方式，对现有方式进行说明的图。

图16是对比较器中的选通脉冲信号的生成方法的例子进行说明的图。

图17是表示U相的5电平逆变器电路中的每单元的输出电压及U相输出电压的输出波形例的图。

图中：

10～25  定时

101  三相交流电源

102  变压器

103U  U相整流二极管

103V  V相整流二极管

103W  W相整流二极管

104U  U相平滑电容器

104V  V相平滑电容器

104W  W相平滑电容器

105U  U相5电平电力变换器

105V  V相5电平电力变换器

105W  W相5电平电力变换器

106  交流电动机

107  速度指令生成部

108  控制装置

109  乘法器

110  电压指令运算器

111  积分器

112  输出电压指令值坐标变换

113  载波发生器

114UA、114UB、114VA、114VB、114WA、114WB  比较器

115U、115V、115W  单元输出电压指令变换器

201A、201B、202A、202B、203A、203B  单相3电平电力变换器

301  U相多重型电力变换装置

302  V相多重型电力变换装置

303  W相多重型电力变换装置

具体实施方式

高压工业领域所使用的多电平电力变换装置这种大容量的电力变换装置连接着N(N：自然数)个单相电力变换器。因此，在根据输出电压指令值和载波的比较来控制施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压的控制装置中，具有M(M：2以上的自然数)个载波。

图13是设N＝2、M＝2且将单相电力变换器设为单相3电平电力变换器的5电平电力变换装置。在图13中，对由三相交流电源101供给的交流电压，用变压器102进行变压，用U相整流二极管103U、V相整流二极管103V、W相整流二极管103W进行整流，用U相平滑电容器104U、V相平滑电容器104V、W相平滑电容器104W进行平滑化，而得到直流电压。由串联连接U相5电平电力变换器105U内的单相3电平电力变换器201A、201B而成的U相5电平电力变换器105U、串联连接V相5电平电力变换器105V内的单相3电平电力变换器202A、202B而成的V相5电平电力变换器105V、串联连接W相5电平电力变换器105W内的单相3电平电力变换器203A、203B而成的W相5电平电力变换器105W，将上述直流电压变换为任意频率、相位的交流，并供给向交流电动机106，对该交流电动机进行可变速控制。向U相5电平电力变换器105U内的单相3电平电力变换器201A、201B、V相5电平电力变换器105V内的单相3电平电力变换器202A、202B、W相5电平电力变换器105W内的单相3电平电力变换器203A、203B输出的选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}、G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}是在控制装置108中使用由速度指令生成部107生成的速度指令值ω_r*的值算出的。

图14是具体地表示图13内的控制装置108的构成的图。在图14中，在上述乘法器109中将上述速度指令值ω_r*乘以Pole/2(Pole：极数)而算出一次角频率ω₁。在电压指令运算器110中根据上述一次角频率ω₁而算出d轴电压指令值V_d*和q轴电压指令值V_q*。另外，通过积分器111对上述一次角频率ω₁进行积分，算出相位θ。使用上述q轴电压指令值V_q*、上述d轴电压指令值V_d*和上述相位θ，由上述输出电压指令值坐标变换112算出输出电压指令值V_U*、V_V*、V_W*。另外，在载波发生器中根据上述一次角频率ω₁而算出载波C_A、C_B。通过在与单相3电平电力变换器201A连接的比较器114UA以及与单相3电平电力变换器201B连接的比较器114UB中，将上述载波C_A、C_B的载波波形分别和-V_U′*进行大小比较，产生被PWM调制后的上述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}。其中：-V_U′*是在V_U′*值上乘以-1而使正负反转后得到的输出电压指令值，而V_U′*是在单相3电平电力变换器201A、201B的单元输出电压指令变换器115U中，根据上述U相的输出电压指令值V_U*而算出上述U相的每单相3电平电力变换器的输出电压指令值V_U′*。同样地，通过在与单相3电平电力变换器202A、202B、203A、203B连接的比较器114VA、114VB、114WA、114WB中，将上述载波C_A、C_B的载波波形分别和-V_V′*、-V_W′*进行大小比较，产生被PWM调制后的上述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}、G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}，其中：-V_V′*、-V_W′*分别是在V_V′*、V_W′*值上乘以-1而使正负反转后得到的输出电压指令值；而V_V′*、V_W′*分别是在单相3电平电力变换器202A、202B的单元输出电压指令变换器115V及203A、203B的单元输出电压指令变换器115W中算出上述V相、W相的每单相3电平电力变换器的输出电压指令值V_V′*、V_W′*。对串联连接上述单相3电平电力变换器而成的U相5电平电力变换器105U、V相5电平电力变换器105V、W相5电平电力变换器105W的开关元件的开闭进行控制。

图16是例示实际上对单相3电平电力变换器输入的选通脉冲信号是如何生成的图。

在这里，在比较器中比较上述载波波形和上述输出电压指令值的大小关系，在相对于上述载波波形而言上述输出电压指令值低且输出电压指令值为正的时候，在图16的Ta的定时，产生使图17左图中的开关元件a和b进行开关的选通脉冲信号，并使单相3电平电力变换器201A或者201B以3000V的电压进行输出。另一方面，在相对于上述载波波形而言上述输出电压指令值低且输出电压指令值为负的时候，在图16的Tb的定时，产生使图17左图中的开关元件c和d进行开关的选通脉冲信号，并使单相3电平电力变换器201A或者201B以-3000V的电压进行输出。另外，在除此之外的Tc的定时，产生使图17左图中的开关元件b和c进行开关的选通脉冲信号，并使单相3电平电力变换器201A或者201B以0V的电压进行输出。

这些开关动作是通过向图17左图的U相中的单相3电平电力变换器201A和单相3电平电力变换器201B分别输入选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}而进行的。

图17右图是表示向上述U相5电平电力变换器105U输入选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}来进行开关时的波形的例子。虽然该图表示上述U相5电平电力变换器105U的构成、A单元的输出电压波形、B单元的输出电压波形及U相输出电压波形，但上述U相输出电压取上述A单元的输出电压与B单元的输出电压之差。这成为在各单元中通过对3电平阶梯状的电压值进行多重化从而作为5电平阶梯状的电压值，以更接近正弦波的波形输出的构成。

对V相5电平电力变换器105V和W相5电平电力变换器105W也进行与此相同的控制。

[实施例1]

图1表示本发明的第一实施例。图1是表示设N＝2、M＝2、L＝4且将单相电力变换器设为单相3电平电力变换器的5电平电力变换装置(图11)中的、上述载波C_A、C_B的波形的图。对于上述载波C_A，在使上述载波的频率f_c的值从f_c1变化到f_c2的情况下，将上侧峰值从Ca₁变更到Ca₂。下侧峰值不管上述载波的频率f_c如何始终一定。

另一方面，对于上述载波C_B，在使上述载波的频率f_c的值从f_c1变化到f_c2的情况下，如下式(2)、(3)所示，单独地变更下侧峰值C_ND、上侧峰值C_NU。

C_ND＝(Ca₁-Ca₂)/2    ...(2)

C_NU＝(Ca₁+Ca₂)/2    ...(3)

关于上述载波C_A、C_B的上侧峰值、下侧峰值的变更定时，首先在上述载波C_B变为波山的定时10的时间点之前，变更上述载波C_B的下侧峰值C_ND。接着，在上述载波C_A变为波谷的定时11的时间点之前，变更上述载波C_A的上侧峰值Ca₂。接着，在上述载波C_B变为波谷的定时12的时间点之前，变更上述载波C_B的上侧峰值C_NU。以后，在上述载波的频率fc发生变化的情况下，重复同样的动作。

像上述这样，通过分别单独地变更上述载波C_A的上侧峰值及上述载波C_B的上侧峰值、下侧峰值，可以将上述载波C_A、C_B的相位差Φ始终保持在规定的值即360°/4＝90°。据此，可以抑制脉冲宽度调制电压的输出电压误差，抑制电机输出转矩的脉动(ripple)。

为了表示本发明的效果，以上述载波的频率f_c连续性变化为条件，在图2、图3中示出对将上述载波的周期f_c始终设为输出电压指令值的基波频率f_t的K倍(K：3的倍数)的同步PWM控制时的加速运转时的交流电动机的电机输出转矩的变动进行了模拟仿真后的结果。与现有方式的载波的上侧峰值、下侧峰值的算出方法的情况(图2)相比较，通过使用本发明(图3)，可以抑制电机输出转矩的脉动。

此外，虽然本实施例示出将载波设为三角波的情况，但如图4所示，在设L＝2且载波是锯齿波的情况下，也可以用同样的方法使2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即360°/2＝180°。

[实施例2]

下面，针对本发明的第2实施例，对不同于实施例1之处进行说明。在实施例1中，不管载波的频率f_c如何都将载波C_A的下侧峰值始终设为一定，但如图5所示，也可以将载波C_A的上侧峰值始终设为一定。

如果像本实施例这样针对上述载波C_A而将上侧峰值设定为一定，则在使上述载波的频率f_c的值从f_c1变化为f_c2的情况下，将下侧峰值从-Ca₁变更为-Ca₂。

另一方面，针对上述载波C_B，在使上述载波的频率f_c的值从f_c1变化为f_c2的情况下，如下式(4)、(5)所示，单独地变更上侧峰值C_NU、下侧峰值C_ND。

C_NU＝(Ca₂-Ca₁)/2     ...(4)

C_ND＝-(Ca₁+Ca₂)/2    ...(5)

关于上述载波C_A、C_B的上侧峰值、下侧峰值的变更定时，首先在上述载波C_B变为波谷的定时13的时间点之前，变更上述载波C_B的上侧峰值C_NU。接着，在上述载波C_A变为波山的定时14的时间点之前，变更上述载波C_A的下侧峰值-Ca₂。接着，在上述载波C_B变为波山的定时15的时间点之前，变更上述载波C_B的下侧峰值C_ND。以后，在上述载波的频率f_c发生变化的情况下，重复同样的动作。

像上述那样，通过分别单独地变更上述载波C_A的下侧峰值及上述载波C_B的上侧峰值、下侧峰值，可以将上述载波C_A、C_B的相位差Φ始终保持在规定的值即90°。据此，可以抑制脉冲宽度调制电压的输出电压误差，抑制电机输出转矩的脉动(ripple)。

虽然在实施例1中示出了不管载波的频率f_c如何都将上述载波C_A的下侧峰值始终设为一定时，单独地变更上述载波C_A的上侧峰值、上述载波C_B的上侧峰值、下侧峰值的情况，但像本实施例这样，即便在将上述载波C_A的上侧峰值始终设为一定，单独地变更上述载波C_A的下侧峰值、上述载波C_B的上侧峰值、下侧峰值的情况下，也能够获得与实施例1相同的效果。

此外，虽然在实施例1和本实施例中示出单独地变更上述载波C_A的上侧峰值、下侧峰值和上述载波C_B的上侧峰值、下侧峰值的情况，但如图6所示，即便在对上述载波C_B加上偏移值的情况下，也能够将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°。

[实施例3]

下面，针对本发明的第3实施例，对不同于实施例1之处进行说明。虽然在实施例1中不管载波的频率f_c如何都将载波C_A的下侧峰值始终设为一定的时候，单独地变更上述载波C_A的上侧峰值、上述载波C_B的上侧峰值、下侧峰值，但如图7所示，也可以将上述载波C_A、C_B的上侧峰值、下侧峰值始终设为一定，在上述载波的频率f_c发生变化时，变更上述载波C_A、C_B的倾斜度。

关于变更上述载波C_A、C_B的倾斜度的定时，从上述载波C_A变为波谷的定时16的时间点起变更为新的倾斜度。以后，在上述载波的频率f_c发生变化的情况下，重复同样的动作。

像这样，即使在上述载波C_A、C_B的上侧峰值、下侧峰值始终一定，在上述载波的频率f_c发生变化时变更了上述载波C_A、C_B的倾斜度的情况下，因为也能够将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°，所以可以得到与实施例1相同的效果。

[实施例4]

下面，针对本发明的第4实施例，对不同于实施例1之处进行说明。虽然在实施例1中串联连接了2个单相3电平电力变换器而成的5电平电力变换装置的情况下，将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°，但也适用于图8所示的串联多重型电力变换装置的情况。分别以U相多重型电力变换装置301、V相多重型电力变换装置302、W相多重型电力变换装置303来表示U相、V相、W相的多重型电力变换装置。标记304～306为上述U相多重型电力变换装置内的一部分，连接着多个相同的单相2电平电力变换器。标记307～308为上述V相多重型电力变换装置内的单相2电平电力变换器，标记309～310为上述W相多重型电力变换装置内的单相2电平电力变换器，它们与上述U相多重型电力变换装置内的单相2电平电力变换器304～306的连接结构同样地，连接着多个单相2电平电力变换器。对于上述单相2电平电力变换器304～310的每个，从控制装置116输出被PWM调制后的选通脉冲信号G_U、G_V、G_W，控制各个上述单相2电平电力变换器的开关元件S₁、S₂、S₃、S₄的开闭。

在本实施例中，设N＝2、M＝4、L＝4且将上述串联多重型电力变换装置设为连接了2个单相2电平电力变换器而成的2级串联多重型电力变换装置。图9是表示在上述2级串联多重型电力变换装置中的、PS(PhaseShift)方式下的载波C_C和C_D的波形的一例。如图9所示，在使上述载波的频率f_c从f₁变化到f₂的情况下，将上述载波C_C的上侧峰值从Ca₁/2变更到Ca₂/2。另外，将下侧峰值从-Ca₁/2变更到-Ca₂/2。

另一方面，对于上述载波C_C，如下式(6)、(7)所示，单独地变更上侧峰值C_NU、下侧峰值C_ND。

C_ND＝-(Ca₁+Ca₂)/2    ...(6)

C_NU＝(Ca₂-Ca₁)/2     ...(7)

关于上述载波C_C、C_D的上侧峰值、下侧峰值的变更定时，首先在上述载波C_C变为波山的定时17的时间点之前，变更上述载波C_C的下侧峰值-Ca₂/2。接着，在上述载波C_D变为波山的定时18的时间点之前，变更上述载波C_D的下侧峰值C_ND。接着，在上述载波C_C变为波谷的定时19的时间点之前，变更上述载波C_C的上侧峰值Ca₂/2。接着，在上述载波C_D变为波谷的定时20的时间点之前，变更上述载波C_D的上侧峰值C_NU。以后，在上述载波的频率f_c发生变化的情况下，重复同样的动作。

这样，虽然在实施例1中示出串联连接了2个单相3电平电力变换器而成的5电平电力变换装置的情况，但像本实施例这样，即便在串联多重型电力变换装置的情况下，因为也能够将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°，所以可以得到与实施例1相同的效果。

[实施例5]

下面，针对本发明的第5实施例，对不同于实施例4之处进行说明。虽然在实施例4中将上述2级串联多重型电力变换装置中的输出电压指令值和载波的构成方法设为PS(Phase Shift)方式，但也可以如图10所示设为PD(Phase Disposition)方式。

图10是表示在上述2级串联多重型电力变换装置中的、PD(PhaseDisposition)方式下的载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的波形的一例。如图10所示，在使上述载波的频率f_c从f₁变化到f₂的情况下，将上述载波C_C1的上侧峰值从Ca₁变更至Ca₂。下侧峰值不管上述载波的频率f_c如何都始终一定。

对于上述载波C_C2，如下式(8)所示，单独地变更上侧峰值C′_NU1。下侧峰值不管上述载波的频率f_c的值如何都始终一定。

C′_NU1＝-Ca₁+Ca₂    ...(8)

对于上述载波C_D1，如下式(9)、(10)所示，单独地变更上侧峰值C_NU2、下侧峰值C_ND2。

C_ND2＝(3·Ca₁-Ca₂)/2    ...(9)

C_NU2＝(3·Ca₁+Ca₂)/2    ...(10)

对于上述载波C_D2，如下式(11)、(12)所示，单独地变更上侧峰值C′_NU2、下侧峰值C′_ND2。

C′_ND2＝-(3·Ca₁+Ca₂)/2    ...(11)

C′_NU2＝-(3·Ca₁-Ca₂)/2    ...(12)

关于上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的上侧峰值、下侧峰值的变更定时，首先在上述载波C_D1、C_D2变为波山的定时21的时间点之前，变更上述载波C_D1的下侧峰值C′_ND2、上述载波C_D2的下侧峰值C′_ND2。接着，在上述载波C_C1、C_C2变为波谷的定时22的时间点之前，变更上述载波C_C1的上侧峰值Ca₂、上述载波C_C2的上侧峰值C′_NU1。接着，在上述载波C_D1、C_D2变为波谷的定时23的时间点之前，变更上述载波C_D1的上侧峰值C_NU2、上述载波C_D2的上侧峰值C′_NU2。以后，在上述载波的频率f_c发生变化的情况下，重复同样的动作。

像这样，即便在将上述2级串联多重型电力变换装置中的输出电压指令值和载波的构成方法设为PD(Phase Disposition)方式的情况下，因为也能够将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°，所以也可以得到与实施例4相同的效果。

[实施例6]

下面，针对本发明的第6实施例，对不同于实施例4之处进行说明。虽然在实施例4中将上述2级串联多重型电力变换装置中的输出电压指令值和载波的构成方法设为PS(Phase Shift)方式时，单独地变更上述载波C_C、C_D的上侧峰值、下侧峰值，但也可以如图11所示，设上述载波C_C、C_D的上侧峰值、下侧峰值始终一定，在上述载波的频率fc发生变化时变更上述载波C_C、C_D的倾斜度。

关于变更上述载波C_C、C_D的倾斜度的定时，在上述载波C_C变为波山的定时24的时间点之前，变更为新的倾斜度。以后，在上述载波的频率f_c发生变化的情况下，重复同样的动作。

像这样，在将上述2级串联多重型电力变换装置中的输出电压指令值和载波的构成方法设为PS(Phase Shift)方式时，即便像本实施例这样，上述载波C_C、C_D的上侧峰值、下侧峰值始终一定，在上述载波的频率f_c发生变化时变更了上述载波C_C、C_D的倾斜度的情况下，因为也能够将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°，所以也可以得到与实施例4相同的效果。

[实施例7]

下面，针对本发明的第7实施例，对不同于实施例5之处进行说明。虽然在实施例5中将上述2级串联多重型电力变换装置中的输出电压指令值和载波的构成方法设为PD(Phase Disposition)方式时，单独地算出了上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的上侧峰值、下侧峰值，但也可以如图12所示，设上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的上侧峰值、下侧峰值始终一定，在上述载波的频率f_c发生变化时变更上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的倾斜度。

关于变更上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的倾斜度的定时，在上述载波C_C1、C_C2变为波谷的定时25的时间点之前，变更新的倾斜度。以后，在上述载波的频率f_c发生变化的情况下，重复同样的动作。

这样，在将上述2级串联多重型电力变换装置中的输出电压指令值和载波的构成方法设为PD(Phase Disposition)方式时，即便像本实施例这样，设上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的上侧峰值、下侧峰值始终一定，在上述载波的频率f_c发生变化时变更上述载波C_C1、C_C2、C_D1及C_D2的倾斜度的情况下，因为也能够将2个载波的相位差Φ始终保持在规定的值即90°，所以也可以得到与实施例5相同的效果。

Claims (10)

1.一种电力变换器控制装置，针对将由电源供给的交流电压变换为直流电压并将所述直流电压变换为期望频率的交流电压的多个电力变换器，通过比较由所述多个电力变换器输出的交流电压的指令值即输出电压指令值、以及用于发送与所述输出电压指令值相关的信息的载波来生成选通脉冲信号，并对所述多个电力变换器输入所述选通脉冲信号，由此控制从所述多个电力变换器向交流电动机输出的交流电压，所述电力变换器控制装置的特征在于，

各相具备所述多个电力变换器，在使根据从各相中的多个电力变换器输出的多个交流电压所求出的各相的输出电压输出至所述交流电动机时，按照使与同相中的多个电力变换器对应的多个载波的相位差保持在规定值的方式对所述多个载波之中的至少一个载波的相位进行调制。

2.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

基于能够对所述载波的相位进行调制的规定的周期来确定多个载波中的相位差。

3.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述多个载波中的相位差是360°除以所述载波的一个周期期间中的控制周期的分割数而求出的。

4.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

使所述载波的频率变化至所述输出电压指令值的频率的整数倍。

5.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述电力变换器控制装置对具备多个单相3电平电力变换器的多电平电力变换器输入所述选通脉冲信号，并控制从所述多电平电力变换器输出的交流电压。

6.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

所述电力变换器控制装置对具备多个单相2电平电力变换器的串联多重型电力变换器输入所述选通脉冲信号，并控制从所述串联多重型电力变换器输出的交流电压。

7.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

通过改变所述载波的倾斜度来调制相位，以使多个载波的相位差保持在规定的值。

8.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

通过改变所述载波的振幅来调制相位，以使多个载波的相位差保持在规定的值。

9.根据权利要求1所述的电力变换器控制装置，其特征在于，

通过在所述载波上相加偏移值来调制相位，以使多个载波的相位差保持在规定的值。

10.一种电力变换控制方法，针对将由电源供给的交流电压变换为直流电压并将所述直流电压变换为期望频率的交流电压的多个电力变换器，通过比较由所述多个电力变换器输出的交流电压的指令值即输出电压指令值、以及用于发送与所述输出电压指令值相关的信息的载波来生成选通脉冲信号，并向所述多个电力变换器输入所述选通脉冲信号，由此控制从所述多个电力变换器向交流电动机输出的交流电压，所述电力变换控制方法的特征在于，

各相具备所述多个电力变换器，在使根据从各相中的多个电力变换器输出的多个交流电压所求出的各相的输出电压输出至所述交流电动机时，按照使与同相中的多个电力变换器对应的多个载波的相位差保持在规定值的方式对所述多个载波之中的至少一个载波的相位进行调制。

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