CN102932309A - 联合导频和迭代译码的载波同步***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种联合导频和迭代译码的载波同步***及方法，本发明***装置包括：Turbo编码模块、复用模块、调制模块、载波估计模块、解调模块、复用模块和扩展Turbo译码模块。本发明方法的步骤包括：接收序列；初始估计；校正信号；QPSK解调；数据解复用；Turbo译码；硬判决；译码终止条件；数据复用；QPSK调制；细估计。本发明克服了现有技术使用相同数目的导频采用最大似然算法频率估计精度低的缺点，提高了载波频率的估计精度；同时也克服了现有技术需要对Turbo译码器的输出进行重新编码或非线性变换的缺点，降低了联合Turbo译码和载波同步过程的运算复杂度。

Description

联合导频和迭代译码的载波同步***及方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，进一步涉及信道编码技术领域中一种联合导频和迭代译码的载波同步***及方法。本发明可在军事通信、卫星通信、遥测通信等领域，借助导频和编码***中迭代译码器输出的软信息来实现载波恢复，保证通信的可靠性。

背景技术

近年来，由于Turbo码、低密度校验码(Low Density Parity Check)等香农极限码的编码增益高、工作门限低等原因一直受到关注，但其优异性能只有在精确同步条件下才能体现出来。然而对于低信噪比/极低信噪比、大频偏条件下，为使得Turbo码、LDPC码等香农极限码能够正确的译码，必须保证译码在初始估计后的剩余频偏范围内能够收敛。近年来，针对迭代接收机提出的编码辅助的载波同步算法在低信噪比下的估计性能获得较大的改进，有许多研究表明，利用香农极限码的结构特点，将译码和同步相结合，可以显著提高载波同步参数的估计性能。因此，为了使得低信噪比/极低信噪比条件下的短突发通信能够顺利的进行，载波同步是需要解决的首要问题。

成都电子科技大学提出的专利申请“极低信噪比下的迭代载波同步方法”(申请日：2009年11月25日，申请号：200910216343.0，公开号：CN102075476A)中公开了一种LDPC-Hadamard码辅助的迭代载波同步的方案。该载波同步器利用译码器输出的软信息对频偏和相偏进行估计，然后用频偏和相偏的估计值对接收信号进行载波补偿，补偿后的信号送入译码器进行译码，并输出软信息，如此迭代多次后，就能同时实现载波同步和LDPC-Hadamard码译码。该专利存在的不足是，对频率的估计范围不大，只能跟踪很小范围的频率偏移(ΔfT_s≤6×10^-4)。

Yossef Rahamim等人在“ML Iterative Soft-Decision-Directed(ML-ISDD)：ACarrier Synchronization System for Short Packet Turbo Coded Communication”(IEEETrans.Commun.，vol.56，no.7，pp.1169-1177，July.2008)中提出了一种最大似然联合迭代软判决引导的载波同步方法，该方法首先利用导频序列进行载波初始估计并补偿接收信号，然后将补偿后信号送入Turbo译码器进行一次译码，分别求出信息位和校验位的软信息，并通过相应的非线性变换成QPSK复信号，然后由接收信号和非线性变换后QPSK复信号利用最大似然算法估计出频偏和相偏，将估计出的频率和相位去校正接收信号并用于下一次迭代译码，依次迭代下去，直到满足一定的迭代次数即迭代停止，即可得到最终的载波估计值。该方法存在的不足是，初始估计使用前置导频的最大似然估计算法，导频很短时频率估计精度达不到Turbo译码对剩余频偏的要求，只能校正10°以内的相位抖动和较小的频偏(ΔfT_s≤7×10^-4)，同时在进行载波细估计时需要对译码输出的软信息进行非线性变换，复杂度较高。

Yossef Rahamim和Avraham Freedman在“ML Iterative Tentative-Decision-Directed(ML-ITDD)：A Carrier Synchronization System for Short packet Turbo CodedCommunication”(IEEE 11^th International Conference.，pp.346-349，2004)提出了基于Turbo译码器试验判决的载波同步算法，该算法首先利用前后放置的导频对载波相位进行粗估计，并用粗估计出的相位校正接收信号，然后将校正后的信号依次送到解调器、解复用器、Turbo译码器，并对译码器一次译码输出的信息依次进行试验判决和重新编码，并依次送入复用器、调制器，最后将调制信号与粗相位校正后的信号送入最大似然估计器并估计出剩余频偏和相偏，利用估计出的频偏值和相位值校正粗估计校正后的信号并用于下一次迭代译码，依次迭代下去，直到满足一定的迭代次数即迭代停止，即可得到最终的载波频率和相位的估计值。该方法存在的不足是，初始估计仅利用前后两段导频进行相位估计，导致在较大的频偏条件下达不到译码对估计精度要求，因此只能校正较小范围的频偏(ΔfT_s≤7×10^-4)，同时需要对试验判决后的信息重新编码，复杂度较高。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种联合导频和迭代译码的载波同步***及方法，以较低的运算复杂度提高了频率的估计精度，有效地实现了联合导频和迭代译码的载波同步，获得接近理想Turbo译码的误比特性能。

本发明的***包括七个模块：Turbo编码模块、复用模块、调制模块、载波估计模块、解调模块、解复用模块和扩展Turbo译码模块；其中：Turbo编码模块，用于将Turbo编码模块接收的信号数据根据Turbo编码生成多项式进行编码，转换成信息序列和校验序列混合的数据序列；复用模块，用于将复用模块接收的本地的两段导频信息和数据序列变成导频在两端、数据在中间的一路数据信息；用于将复用模块接收的信息位信息、校验位信息和两段导频信息变成导频在两端、信息位和校验位信息在中间的一路数据信息，完成线路上的数据流连续传输；调制模块，用于将调制模块接收到的基带信号调制成载波相位携带信息的信号；载波估计模块，用于载波估计模块对载波频率和相位进行估计；解调模块，用于从解调模块接收到的载波相位携带信息的信号中提取基带信息；解复用模块，用于将解复用模块接收的复合数据流分离成前后两段导频信息和数据信息；用于将解复用模块接收的复合数据流分离成信息位信息、校验位信息和前后两段导频信息，分别送到与每路数据信息对应的输出线上；扩展Turbo译码模块，包括4个器件：译码器、交织器、解交织器和判决器；其中，译码器是对译码器接收的信号，运用Log-MAP译码算法，进行译码，获得信息位的软输出和校验位的软输出；交织器是将交织器接收的信号经过位置置换变成具有近似随机特性的码字序列；解交织器是将解交织器接收的经过位置置换、具有近似随机特性的的码字序列恢复成原始顺序的接收序列；判决器是对判决器接收的软信息运用硬判决规则进行判决，获得信息比特和校验比特的硬判决值。

为了实现上述目的，本发明方法的思路是：首先利用分开导频去调制信号的所有互相关函数之和估计初始的载波频率和相位，然后利用Turbo译码模块输出的软信息，进行载波细估计，实现有效地载波同步。

本发明方法的实现步骤如下：

(1)接收序列

接收端将接收到的基带复信号，分别传送给初始估计器和最大似然估计器。

(2)初始估计

2a)将接收端接收到的基带复信号通过解复用模块进行信号分离，分离出前后两段导频信息和数据信息；

2b)将分离的前后两段导频信息分别与本地的前后两段导频信息共轭相乘，得到前后两段导频的去调制信息；

2c)将前段导频去调制信号每个符号的共轭与后段导频去调制信号的所有符号之和相乘，求出所有乘积之和；

2d)利用下式计算载波频率和相位，最终得到载波频率和相位估计值：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\πDT}}\mathrm{angle}\{\underset{k=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k*\underset{m=1}{\overset{L2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\}$

$\mathrm{\φ}=\mathrm{angle}\{\underset{k=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\exp (-j2\mathrm{\πfkT})+\underset{m=1}{\overset{L2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\exp (-j2\mathrm{\πf}(m+D)T)\}$

其中，f表示频率的估计值，π表示圆周率，D表示前后两段导频之间的距离，T表示接收信号的码元周期，angle表示求幅角函数，∑表示求和符号，L1表示前段导频长度，a_k表示前段导频的去调制信号的第k个信号，*表示共轭符号，L2表示后段导频长度，b_m表示后段导频的去调制信号的第m个信号，φ表示相位的估计值，exp表示指数函数，j表示虚数单位；

(3)校正信号

利用复共轭相乘的方法，将载波频率和相位估计值补偿到接收端接收到的基带复信号上，得到有剩余频偏和相偏的信号。

(4)QPSK解调

4a)将有剩余频偏和相偏的信号送入解调模块，得到QPSK解调信号；

4b)将QPSK解调信号传送到解复用模块。

(5)数据解复用

5a)解复用模块将接收到的QPSK解调信号进行分离，得到信息位信息、两路校验位信息和信号校正后的前后两段导频信息；

5b)将信息位信息和两路校验位信息同时传送到Turbo译码模块。

(6)Turbo译码

6a)Turbo译码模块将接收到的信息位信息和两路校验位信息，利用Log-MAP译码算法进行译码，得到信息位的软输出和校验位的软输出；

6b)将信息位的软输出和校验位的软输出传送到判决模块。

(7)硬判决

判决器将接收到信息位的软输出和校验位的软输出，根据硬判决规则进行判决，得到信息比特和校验比特的硬判决值。

(8)译码终止条件

当迭代次数达到最大迭代次数，直接将信息位比特的硬判决值输出，反之，将信息比特和校验比特的硬判决值同时传送到复用模块，执行步骤(9)。

(9)数据复用

9a)复用模块将接收到的信息比特和校验比特的硬判决值与本地的前后两段导频序列串行输出，得到本地的导频在两端、信息比特和校验比特的硬判决值在中间的一路数据信息；

9b)将数据信息传送到调制模块。

(10)QPSK调制

10a)调制模块对接收到的数据信息进行QPSK调制，得到QPSK调制信号；

10b)将QPSK调制信号传送到最大似然估计器。

(11)细估计

最大似然估计器对接收到的QPSK调制信号和接收端接收到的基带复信号，利用最大似然估计算法，进行载波频率和相位细估计，得到载波频率和相位估计值，执行步骤(3)，进行下一次迭代。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明利用分开导频去调制信号的所有互相关函数之和对载波频率和相位进行初始估计，克服了现有技术使用相同数目的导频采用最大似然算法频率估计精度低的缺点，使本发明提高了载波频率的估计精度。

第二，由于本发明直接利用扩展Turbo译码器输出的信息位软信息和校验位软信息进行载波细估计，克服了现有技术需要对Turbo译码器的输出进行重新编码或非线性变换的缺点，使本发明降低了联合Turbo译码和载波同步过程的运算复杂度。

附图说明

图1为本发明的***方框图；

图2为本发明扩展Turbo译码模块的方框图；

图3为本发明方法的流程图；

图4为本发明的仿真效果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述。

参照附图1，本发明的***包括七个模块：Turbo编码模块、复用模块、调制模块、载波估计模块、解调模块、解复用模块和扩展Turbo译码模块。其中，Turbo编码模块、复用模块、调制模块、解调模块、解复用模块是共用模块；扩展Turbo译码模块属于本发明独用模块。

Turbo编码模块，是将发送序列传送到Turbo编码器，根据Turbo递归***卷积编码器的生成多项式g＝(5，7)₈、码率R＝1/3进行编码，输出一路信息序列和两路校验序列混合的数据序列。

复用模块，是将复用模块接收到的本地的两段导频信息和数据序列串行输出，得到本地导频在两端、数据在中间的一路混合信息，构成Preamble-Postamble数据结构；是将复用模块接收的信息位信息、校验位信息和两段导频信息变成导频在两端、信息位和校验位信息在中间的一路混合信息，构成Preamble-Postamble数据结构，完成线路上的数据流连续传输。

调制模块，是将调制模块接收到的数据序列调制成由I路和Q路两路信号组成的复基带QPSK调制信号。

载波估计模块，是载波估计模块利用初始估计算法对载波频率和相位进行初始估计；载波估计模块利用最大似然估计算法对载波频率和相位进行细估计。

解调模块，用于从解调模块接收到的载波相位携带信息的信号中提取基带信息。

解复用模块，是将解复用模块接收的复合数据流分离成前后两段导频信息和数据信息；用于将解复用模块接收的复合数据流分离成信息位信息、校验位信息和前后两段导频信息，分别送到与每路数据信息对应的输出线上。

扩展Turbo译码模块，包括4个器件：译码器、交织器、解交织器和判决器；其中，译码器是对译码器接收的信号，运用Log-MAP译码算法，进行译码，获得信息位的软输出和校验位的软输出；交织器是将交织器接收的信号经过位置置换变成具有近似随机特性的码字序列；解交织器是将解交织器接收的经过位置置换、具有近似随机特性的的码字序列恢复成原始顺序的接收序列；判决器是对判决器接收的软信息运用硬判决规则进行判决，获得信息比特和校验比特的硬判决值。

参照附图2，本发明的扩展Turbo译码模块包括4个器件：译码器、交织器、解交织器、判决器；其中，交织器、解交织器、判决器是共用器件，译码器是有信息位软输出和校验位软输出的独有器件。

译码器，是对译码器接收的信号，运用Log-MAP译码算法，进行译码，获得信息位的软输出和校验位的软输出。

交织器是将交织器接收的信号经过位置置换变成具有近似随机特性的码字序列。

解交织器是将解交织器接收的经过位置置换、具有近似随机特性的的码字序列恢复成原始顺序的接收序列。

判决器，是对判决器接收的软信息运用硬判决规则进行判决，获得信息比特和校验比特的硬判决值。

参照附图3，对本发明的方法做进一步描述。

步骤1，接收序列

接收端将接收到的基带复信号x_k，分别传送给初始估计器和最大似然估计器。

步骤2，初始估计

首先，将接收端接收到的基带复信号x_k通过解复用模块进行信号分离，分离出前段导频信息

后段导频信息和数据信息y_k。

其次，将分离的前段导频信息

和后段导频信息

分别与本地的前段导频信息

和后段导频信息

共轭相乘，得到前段导频的去调制信息a_k和后段导频的去调制信息b_m，其表达式为：

$a_k=r_k^1{s}_k^{1*}$

$b_m=r_m^2{s}_m^{2*}$

其中，*表示共轭。

再次，将前段导频去调制信号每个符号的共轭与后段导频去调制信号的所有符号之和相乘，求出所有乘积之和。

最后，利用下式计算载波频率和相位，最终得到载波频率和相位估计值：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\πDT}}\mathrm{angle}\{\underset{k=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k*\underset{m=1}{\overset{L2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\}$

$\mathrm{\φ}=\mathrm{angle}\{\underset{k=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\exp (-j2\mathrm{\πfkT})+\underset{m=1}{\overset{L2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\exp (-j2\mathrm{\πf}(m+D)T)\}$

其中，f表示频率的估计值，π表示圆周率，D表示前后两段导频之间的距离，T表示接收信号的码元周期，angle表示求幅角函数，∑表示求和符号，L1表示前段导频长度，a_k表示前段导频的去调制信号的第k个码元，*表示共轭符号，L2表示后段导频长度，b_m表示后段导频的去调制信号的第m个码元，φ表示相位的估计值，exp表示指数函数，j表示虚数单位。

步骤3，校正信号

利用复共轭相乘的方法，将载波频率和相位估计值补偿到接收端接收到的基带复信号x_k上，得到有剩余频偏和相偏的信号z_k，可以用下式表示：

z_k＝x_kexp(-j2πfkT)exp(-jφ)

其中，z_k表示有剩余频偏和相偏的信号的第k个码元，x_k表示接收端接收到的基带复信号的第k个码元，exp表示指数函数，j表示虚数单位，π表示圆周率，f表示频率的估计值，T表示接收信号的码元周期，φ表示相位的估计值。

步骤4，QPSK解调

首先，将有剩余频偏和相偏的信号z_k送入解调模块，将由I路和Q路两路信号组成的复基带信号解调成一路基带信号，得到QPSK解调信号r_k。

其次，将QPSK解调信号r_k传送到解复用模块。

步骤5，数据解复用

首先，解复用模块将接收到的QPSK解调信号r_k进行分离，得到信息位信息、两路校验位信息和信号校正后的前后两段导频信息。

其次，将信息位信息和两路校验位信息同时传送到Turbo译码模块。

步骤6，Turbo译码

首先，Turbo译码模块将接收到信息位信息和两路校验位信息，利用Log-MAP译码算法进行译码，得到信息位的软输出和校验位的软输出。

信息位的软输出以输出概率对数似然比形式表示：

${\mathrm{\Λ}}^d\left(n\right)=\log \frac{\mathrm{Pr}\{d_n=1|(y^s,y^p)\}}{\mathrm{Pr}\{d_n=0|(y^s,y^p)\}}$

其中，Λ^d(n)表示第n个码字的信息位输出概率对数似然比，log表示对数函数，Pr表示求概率函数，d_n表示第n个码字的信息位，y^s表示信息位的软输入，y^p表示校验位的软输入。

根据Turbo码递归编码器的状态转移关系，可以假定输入的信息比特为“1”时，分别计算出输出校验比特为“0”的概率和“1”的概率；假定输入的信息比特“0”时，输出校验比特为“1”的概率和“0”的概率。因此，对所有的输入比特序列分别统计出校验位为“1”的个数和“0”的个数，并分别计算出校验位为“1”和“0”的后验概率

和

校验位为“1”后验概率

与校验位为“0”后验概率

的比值就是校验位的输出概率对数似然比。

因此，校验位的软输出以输出概率对数似然比形式可以用下面的表达式表示：

${\mathrm{\Λ}}_i^p\left(n\right)=\log \frac{\mathrm{Pr}\{p_n^i=1|(y^s,y^p)\}}{\mathrm{Pr}\{p_n^i=0|(y^s,y^p)\}},i=\mathrm{1,2}$

其中，

表示第n个码字的第i校验位输出概率对数似然比，log表示对数函数，Pr表示求概率函数，表示Turbo编码器输出的第n个码字的第i个校验位，y^s表示信息位的软输入，y^p表示校验位的软输入。

其次，将信息位的软输出和校验位的软输出传送到判决模块。

步骤7，硬判决

判决器将接收到的信息位的软输出和校验位的软输出，根据硬判决规则进行判决，得到信息比特和校验比特的硬判决值，判决规则如下：

${\hat{d}}_n=\left\{\begin{array}{cc}1,& {\mathrm{\&Lambda;}}^d\left(n\right)\&GreaterEqual;0\\ 0,& {\mathrm{\&Lambda;}}^d\left(n\right)<0\end{array}\right.$

${\hat{p}}_n=\left\{\begin{array}{cc}1,& {\mathrm{\&Lambda;}}^p\left(n\right)\&GreaterEqual;0\\ 0,& {\mathrm{\&Lambda;}}^p\left(n\right)<0\end{array}\right.$

其中，

表示第n个码字的信息比特的硬判决值，Λ^d(n)表示第n个码字的信息位的软输出，

表示第n个码字的校验比特的硬判决值，Λ^p(n)表示第n个码字的校验位的软输出。

步骤8，译码终止条件

当迭代次数达到最大迭代次数，直接将信息比特的硬判决值输出，反之，将信息比特和校验比特的硬判决值同时传送到多路复用模块，执行步骤(9)。

步骤9，数据复用

首先，复用模块将接收到的信息比特和校验比特的硬判决值与本地的前后两段导频序列串行输出，得到导频在两端、信息比特和校验比特的硬判决值在中间的一路数据信息。

其次，将数据信息传送到调制模块。

步骤10，QPSK调制

首先，调制模块对接收到的数据信息进行QPSK调制，得到QPSK调制信号。

其次，将QPSK调制信号传送到最大似然估计器。

步骤11，细估计

最大似然估计器对接收到的QPSK调制信号和接收端接收到的基带复信号，利用最大似然估计算法，进行载波频率和相位细估计，得到载波频率和相位估计值，执行步骤(3)，进行下一次迭代。

最大似然估计算法可以用下式表示：

$f=\underset{v}{\arg }\max \left\{\right|\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_k{s}_k*\exp (-j2\mathrm{\&pi;kvT})\left|\right\}$

$\mathrm{\&phi;}=\mathrm{angle}\{\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_k{s}_k*\exp (-j2\mathrm{\&pi;kfT})\}$

其中，f表示频率的估计值，arg max表示函数值取最大值时对应自变量的值，∑表示求和符号，K表示接收端接收信号的数据长度，x_k表示接收端在第k个时刻接收到的信号，s_k表示步骤(9)输出的数据信息经过QPSK调制后在第k个时刻发送的QPSK调制信号，*表示共轭符号，exp表示指数函数，j表示虚数单位，π表示圆周率，v表示待估计的频率值，v的取值范围是赫兹，T表示接收信号的码元周期，φ表示相位的估计值，angle表示求幅角函数。

下面结合附图4对本发明的效果作进一步说明。

本发明的仿真使用Matlab7.10仿真软件，仿真参数设置与实施例中所用参数一致，即信道模型采用附加载波频偏和相偏的高斯白噪声信道，导频序列L＝L1+L2＝64比特，信息序列N＝256比特，码率R＝1/3，递归***卷积编码器的生成多项式是g＝(5，7)₈，译码器的迭代次数为6次。因此数据帧长K＝L+3N＝832比特，取符号周期T_s＝10^-5s。

假定信道附加的相偏φ为服从高斯分布的随机变量，其均值∈(-π，π]，标准差为5°，归一化频率偏移ΔfT_s依次为0、1×10^-4、1.5×10^-3。在不同的信噪比条件下，采用本发明的载波同步算法，测试相位偏移与频率偏移联合对Turbo码性能的影响。

从附图4可看出，本发明的载波同步方法可有效地估计并校正较大的载波偏差，获得几乎接近于Turbo码理想同步条件下的误比特性能，在误比特率BER为10^-3～10^-5时信噪比损失在0.3dB以内。

Claims (8)

1.一种联合导频和迭代译码的载波同步***，包括七个模块：Turbo编码模块、复用模块、调制模块、载波估计模块、解调模块、解复用模块和扩展Turbo译码模块，其中：

所述的Turbo编码模块，用于将Turbo编码模块接收的信号数据根据Turbo编码生成多项式进行编码，转换成信息序列和校验序列混合的数据序列；

所述的复用模块，用于将多路复用模块接收的本地的两段导频信息和数据序列变成导频在两端、数据在中间的一路数据信息；用于将多路复用模块接收的信息位信息、校验位信息和两段导频信息变成导频在两端、信息位和校验位信息在中间的一路数据信息，完成线路上的数据流连续传输；

所述的调制模块，用于将调制模块接收到的基带信号调制成载波相位携带信息的信号；

所述的载波估计模块，用于载波估计模块对载波频率和相位进行估计；

所述的解调模块，用于从解调模块接收到的载波相位携带信息的信号中提取基带信息；

所述的解复用模块，用于将解多路复用模块接收的复合数据流分离成前后两段导频信息和数据信息；用于将解多路复用模块接收的复合数据流分离成信息位信息、校验位信息和前后两段导频信息，分别送到与每路数据信息对应的输出线上；

所述的扩展Turbo译码模块，包括4个器件：译码器、交织器、解交织器和判决器；其中，译码器是对译码器接收的信号，运用Log-MAP译码算法，进行译码，获得信息位的软输出和校验位的软输出；交织器是将交织器接收的信号经过位置置换变成具有近似随机特性的码字序列；解交织器是将解交织器接收的经过位置置换、具有近似随机特性的的码字序列恢复成原始顺序的接收序列；判决器是对判决器接收的软信息运用硬判决规则进行判决，获得信息比特和校验比特的硬判决值。

2.根据权利要求1所述的联合导频和迭代译码的载波同步***，其特征在于，所述的载波估计模块中包含初始估计器和最大似然估计器，初始估计器用初始估计算法估计初始的载波偏移值，最大似然估计器用最大似然估计算法进行载波细估计。

3.根据权利要求1所述的联合导频和迭代译码的载波同步***，其特征在于，所述的扩展Turbo译码模块中设有两个译码器，用于将译码器接收的信号运用Log-MAP译码算法译出信息比特和两路校验比特。

4.一种联合导频和迭代译码的载波同步方法，包括如下的步骤：

(1)接收序列：

接收端将接收到的基带复信号，分别传送给初始估计器和最大似然估计器；

(2)初始估计：

2a)将接收端接收到的基带复信号通过解复用模块进行信号分离，分离出前后两段导频信息和数据信息；

2b)将分离的前后两段导频信息分别与本地的前后两段导频信息共轭相乘，得到前后两段导频的去调制信息；

2c)将前段导频去调制信号每个符号的共轭与后段导频去调制信号的所有符号之和相乘，求出所有乘积之和；

2d)利用下式计算载波频率和相位，最终得到载波频率和相位估计值；

$f=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;DT}}\mathrm{angle}\{\underset{k=1}{\overset{L1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_k*\underset{m=1}{\overset{L2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_m\}$

$\mathrm{\&phi;}=\mathrm{angle}\{\underset{k=1}{\overset{L1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_k\exp (-j2\mathrm{\&pi;fkT})+\underset{m=1}{\overset{L2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_m\exp (-j2\mathrm{\&pi;f}(m+D)T)\}$

其中，f表示频率的估计值，π表示圆周率，D表示前后两段导频之间的距离，T表示接收信号的码元周期，angle表示求幅角函数，∑表示求和符号，L1表示前段导频长度，a_k表示前段导频的去调制信号的第k个信号，*表示共轭符号，L2表示后段导频长度，b_m表示后段导频的去调制信号的第m个信号，φ表示相位的估计值，exp表示指数函数，j表示虚数单位；

(3)校正信号：

利用复共轭相乘的方法，将载波频率和相位估计值补偿到接收端接收到的基带复信号上，得到有剩余频偏和相偏的信号；

(4)QPSK解调：

4a)将有剩余频偏和相偏的信号送入解调模块，得到QPSK解调信号；

4b)将QPSK解调信号传送到解复用模块；

(5)数据解复用：

5a)解复用模块将接收到的QPSK解调信号进行分离，得到信息位信息、两路校验位信息和信号校正后的前后两段导频信息；

5b)将信息位信息和两路校验位信息同时传送到Turbo译码模块；

(6)Turbo译码：

6a)Turbo译码模块将接收到的信息位信息和两路校验位信息，利用Log-MAP译码算法进行译码，得到信息位的软输出和校验位的软输出；

6b)将信息位的软输出和校验位的软输出传送到判决模块；

(7)硬判决：

判决器将接收到的信息位的软输出和校验位的软输出，根据硬判决规则进行判决，得到信息比特和校验比特的硬判决值；

(8)译码终止条件：

当迭代次数达到最大迭代次数，直接将信息比特的硬判决值输出，反之，将信息比特和校验比特的硬判决值同时传送到复用模块，执行步骤(9)；

(9)数据复用：

9a)复用模块将接收到的信息比特和校验比特的硬判决值与本地的前后两段导频序列串行输出，得到本地的导频在两端、信息比特和校验比特的硬判决值在中间的一路数据信息；

9b)将数据信息传送到调制模块；

(10)QPSK调制：

10a)调制模块对接收到的数据信息进行QPSK调制，得到QPSK调制信号；

10b)将QPSK调制信号传送到最大似然估计器；

(11)细估计：

最大似然估计器对接收到的QPSK调制信号和接收端接收到的基带复信号，利用最大似然估计算法，进行载波频率和相位细估计，得到载波频率和相位估计值，执行步骤(3)，进行下一次迭代。

5.根据权利要求4所述的联合导频和迭代译码的载波同步方法，其特征在于，步骤(3)中所述的复共轭相乘方法是，载波频率和相位估计值以复共轭的形式乘以接收端接收到的基带复信号。

6.根据权利要求4所述的联合导频和迭代译码的载波同步方法，其特征在于，步骤(6)中所述的Log-MAP译码算法是，基于码字格图的软输出译码算法，计算在接收序列条件下不同发送码字的概率，而后将接收序列判决为概率最大的信息符号。

7.根据权利要求4所述的联合导频和迭代译码的载波同步方法，其特征在于，步骤(7)中所述的硬判决规则是，若进入判决模块的软信息大于或者等于0时，判为1；若进入判决模块的软信息小于0时，判为0。

8.根据权利要求4所述的联合导频和迭代译码的载波同步方法，其特征在于，步骤(11)中所述的最大似然估计算法如下：

$f=\underset{v}{\arg }\max \left\{\right|\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_k{s}_k*\exp (-j2\mathrm{\&pi;kvT})\left|\right\}$

$\mathrm{\&phi;}=\mathrm{angle}\{\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_k{s}_k*\exp (-j2\mathrm{\&pi;kfT})\}$

其中，f表示频率的估计值，arg max表示函数值取最大值时对应自变量的值，∑表示求和符号，K表示接收端接收信号的数据长度，x_k表示接收端在第k个时刻接收到的信号，s_k表示步骤(9)输出的数据信息经过QPSK调制后在第k个时刻发送的QPSK调制信号，*表示共轭符号，exp表示指数函数，j表示虚数单位，π表示圆周率，v表示待估计的频率值，v的取值范围是

赫兹，T表示接收信号的码元周期，φ表示相位的估计值，angle表示求幅角函数。

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