具体实施方式
本发明实施例提供了一种2dB步长的宽带可编程增益放大器,其在噪声性能不被恶化的前提下,具有较高的线性度,设置在超宽带通信***的接收端,可以有效减小信号的失真。该2dB步长的宽带可编程增益放大器,包括:
采用源简并与电流模式相结合技术的可变增益放大器、采用全差分的源极跟随器结构的缓冲级、采用结构对称的全差分形式的R-2R梯形电阻结构的2dB电阻衰减器;
所述可变增益放大器的输入端与第一差分输入信号、第二差分输入信号相连,输出端与所述缓冲级的输入端相连;
所述缓冲级的输出端与所述2dB电阻衰减器的输入端相连;
所述2dB电阻衰减器的输出端为差分信号输出端,所述差分信号输出端包括:第一差分信号输出端和第二差分信号输出端。
本发明实施例所提供的2dB步长的可编程增益放大器由依次相连的采用源简并与电流模式相结合技术的可变增益放大器、采用全差分的源极跟随器结构的缓冲级、采用结构对称的全差分形式的R-2R梯形电阻结构的2dB电阻衰减器构成。可变增益放大器在常见的源简并结构的基础上,采用了线性度增强型源简并结构与电流放大器相结合的技术,使得源简并结构的跨导放大器的等效跨导更近似于线性项,可有效提高整个可编程增益放大器的线性度;同时在可变增益放大器之后级联了电阻衰减器,使得电阻衰减器在精确调节增益的同时,保证整体放大器的噪声性能不被恶化。因此,本方案所提供的2dB步长的可编程增益放大器,在噪声性能不被恶化的前提下,具有较高的线性度,可有效减小信号的失真。
下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。
如图1所示,本发明实施例所提供的一种2dB步长的宽带可编程增益放大器包括:
采用源简并与电流模式相结合技术的可变增益放大器101、采用全差分的源极跟随器结构的缓冲级102、采用结构对称的全差分形式的R-2R梯形电阻结构的2dB电阻衰减器103;
可变增益放大器101的输入端与第一差分输入信号Vinp、第二差分输入信号Vinn相连,输出端与缓冲级102的输入端相连;
缓冲级102的输出端与所述2dB电阻衰减器103的输入端相连;
2dB电阻衰减器103的输出端为差分信号输出端,所述差分信号输出端包括:第一差分信号输出端Voutp和第二差分信号输出端Voutn。
图2为可变增益放大器101的电路结构示意图。如图2所示,可变增益放大器101包括:第一差分输入级201、源简并开关电阻网络202、两个缓冲反馈级:第一缓冲反馈级203和第二缓冲反馈级204、两个具有电阻反馈的电流放大级:第一电流放大级和第二电流放大级。
其中,第一差分输入级201包括:第一NMOS晶体管M11和第二NMOS晶体管M12,由第三NMOS晶体管M31a、第四NMOS晶体管M32a、第五NMOS晶体管M31b、第六NMOS晶体管M32b构成的NMOS共源共栅偏置电流源,由第一PMOS晶体管M21a、第二PMOS晶体管M22a、第三PMOS晶体管M21b、第四PMOS晶体管M22b构成的PMOS共源共栅有源负载;
第一NMOS晶体管M11和第二NMOS晶体管M12,其栅极分别接第一差分输入信号Vinp、第二差分输入信号Vinn,其源极分别接第五NMOS晶体管M31的漏极b、第六NMOS晶体管M32b的漏极,其漏极分别接第三PMOS晶体管M21b的漏极、第四PMOS晶体管M22b的漏极;
第三NMOS晶体管M31a和第四NMOS晶体管M32a,其栅极分别接第一缓冲反馈级203第一NMOS源极跟随管M41和第二缓冲反馈级204中源极跟随器的源极,其漏极分别接第五NMOS晶体管M31b的源极和第六NMOS晶体M32b的源极,其源极接地;
第五NMOS晶体管M31b和第六NMOS晶体M32b,其栅极相接,并与第一偏置电压Vbn1相接;
第一PMOS晶体管M21a和第二PMOS晶体管M22a,其栅极相连,并与第四偏置电压Vbp2相连,其漏极分别与第三PMOS晶体管M21b的源极、第四PMOS晶体管M22b的源极相连,其源极接电源电压;
第三PMOS晶体管M21b和第四PMOS晶体管M22b,其栅极相连,并与第三偏置电压Vbp1相连。
其中,源简并开关电阻网络202包括:多组电阻开关串并联构成,该电阻开关串包括:第一电阻Rsn1、第一开关Sn、第二电阻Rsn2,其中n=1、2、3、4……。
其中,第一缓冲反馈级203包括:第一NMOS源极跟随管M41,第二NMOS源极跟随管M51,由第七NMOS晶体管M41a、第八NMOS晶体管M51a、第九NMOS晶体管M41b和第十NMOS晶体管M51b构成的NMOS共源共栅有源负载;
第一NMOS源极跟随管M41和第二NMOS源极跟随管M51,其栅极相连,并连接到第一差分输入级中的第一NMOS晶体管M11的漏极,其源极分别与第九NMOS晶体管M41b的漏极、第十NMOS晶体管M51b的漏极相连,其漏极连接电源电压;
第七NMOS晶体管M41a和第八NMOS晶体管M51a,其栅极相连,并与第二偏置电压Vbn2相连,其漏极分别与第九NMOS晶体管M41b的源极、第十NMOS晶体管M51b的源极相连,其源极接地;
第九NMOS晶体管M41b和第十NMOS晶体管M51b,其栅极相连,并与第一偏置电压Vbn1相连,且第九NMOS晶体管M41b的漏极与第一差分输入级中的第三NMOS晶体管M31a的栅极相连。
其中,如图2所示,所述第二缓冲反馈级204中的所述第一NMOS源极跟随管M41和第二NMOS源极跟随管M51的栅极连接到第一差分输入级201中的第二NMOS晶体管M12的漏极,所述第九NMOS晶体管M41b的漏极与第一差分输入级201中的第四NMOS晶体管M32a的栅极相连,其余电路连接关系与所述第一缓冲反馈级相同;在此不再赘述。
其中,第一电流放大级205包括:由第十一NMOS晶体管M71a和第十二NMOS晶体管M71b构成的NMOS共源共栅镜像电流源,由第五PMOS晶体管M61a和第六PMOS晶体管M61b构成的PMOS共源共栅有源负载以及反馈电阻RF1;
第十一NMOS晶体管M71a,其栅极与第一缓冲反馈级中的第二NMOS源极跟随管M51的源极相连,其漏极与第十二NMOS晶体管M71b的源极相连,其源极接地;
第十二NMOS晶体管M71b,其栅极接第一偏置电压Vbn1,漏极接第一差分信号输出端Voutp;
第五PMOS晶体管M61a,其栅极接第四偏置电压VbP2,漏极接第六PMOS晶体管M61b的源极,源极接电源电压;
第六PMOS晶体管M61b,其栅极接第三偏置电压VbP1,漏极接第一差分信号输出端Voutp;
反馈电阻RF1接在第十一NMOS晶体管M71a的栅极和第一差分信号输出端Voutp之间。
其中,如图2所示,第二电流放大级206与第一电流放大级205电路组成相同,连接方式的区别在于:第二电流放大级206中的反馈电阻RF1接在第二电流放大级206中第十一NMOS晶体管M71a的栅极和第二差分信号输出端Voutn之间。因此,对于第二电流放大级206的电路组成和连接方式在此不再赘述。
图3为缓冲级102的电路结构示意图。如图3所示,缓冲级102包括:
由第十三NMOS晶体管Mn1和第十四NMOS晶体管Mn2构成的第二差分输入级301,由第十五NMOS晶体管Mn3、第十六NMOS晶体管Mn4、第十七NMOS晶体管Mn5和第十八NMOS晶体管Mn6构成的共源共栅有源负载302;
第十三NMOS晶体管Mn1和第十四NMOS晶体管Mn2,其栅极分别与第一差分输入信号Vinp、第二差分输入信号Vinn相连,其源极分别与缓冲级的第二差分信号输出端Voutn、第一差分信号输出端Voutp相连,也就是,其源极分别与第十五NMOS晶体管Mn3的漏极、第十六NMOS晶体管Mn4的漏极相连,其漏极与电源电压相接;
第十五NMOS晶体管Mn3和第十六NMOS晶体管Mn4,其栅极相连,并与第一偏置电压Vbn1相连;
第十七NMOS晶体管Mn5和第十八NMOS晶体管Mn6,其栅极相连,并与第二偏置电压Vbn2相连,其漏极分别与第十五NMOS晶体管Mn3源极、第十六NMOS晶体管Mn4源极相连,其源极接地。
图4为2dB电阻衰减器103的电路结构示意图。如图4所示,2dB电阻衰减器103包括:
第二开关至第七开关:S01、S11、S21、S02、S12、S22,阻值相同的第三电阻至第六电阻:R11、R21、R12、R22,阻值不同的第七电阻和第八电阻:R1、R2;
第三电阻R11和第四电阻R21串联相接,且第一差分输入信号Vinp与第三电阻R11的一端相连;第二开关S01一端与第三电阻R11连接第一差分输入信号Vinp的一端相连,另一端与第一差分信号输出端Voutp相连;第三开关S11一端与第四电阻R21连接第三电阻R11的一端相连,另一端与第一差分信号输出端Voutp相连;第四开关一端与第四电阻R21的另一端相连,另一端与第一差分信号输出端Voutp相连;
第五电阻R12和第六电阻R22串联相接,且第二差分输入信号Vinn与第五电阻R12的一端相连;第五开关S02一端与第五电阻R12连接第二差分输入信号Vinn的一端相连,另一端与第二差分信号输出端Voutn相连;第六开关S12一端与第六电阻R22连接第第五电阻R12的一端相连,另一端与第二差分信号输出端Voutn相连;第七开关S22一端与第六电阻R22的另一端相连,另一端与第二差分信号输出端Voutn相连;
第七电阻R1一端与第四电阻R21连接第三电阻R11的一端相连,另一端与第六电阻R22连接第五电阻R12的一端相连;第八电阻R2一端与第四电阻R21连接第四开关S21的一端相连,另一端与第六电阻R22连接第七开关S22的一端相连。
本发明实施例所提供的一种2dB步长的宽带可编程增益放大器的工作原理是:如图2所示,第一差分输入级、源简并开关电阻网络和两个结构对称的缓冲反馈级组成了线性度增强型源简并结构,该结构在传统源简并结构的基础上进行了改进,可以有效的提高线性度和带宽。差分输入电压信号通过线性度增强型源简并电路结构,近似线性地转换为电流信号,即相当于一个近似线性的跨导放大器,等效跨导可以近似表示为:
其中RS为源简并电阻。电流信号再经过电流放大级放大后,通过反馈电阻RF1构成了一个闭环跨阻放大器,该放大器的等效电阻可近似表示为:
Rm≈-RF1
第一差分输入级和电流放大级之间用一个源极跟随器结构的缓冲反馈级连接起来,缓冲反馈级的一个作用是使差分输入级的等效跨导更接近于线性项1/RS,即得到更好的线性度,另一个作用是在两级之间进行频率补偿,使整体放大器更稳定。因此,整体可变增益放大器的增益Av可表示为:
可见,该结构的放大器增益只和电阻比值有关,而不取决与电阻的绝对值,因此可以得到较精确的增益值,改变任一个电阻值,即可达到改变增益的目的。
此外,由于采用了电流模式,并引入了缓冲反馈级,使得整体可变增益放大器的主极点只由反馈电阻和输出节点处的电容决定,适当的选取反馈电阻值放大器能够实现较宽的带宽。为了保证在调节增益时带宽保持不变,应使RF1保持不变,因此,将电阻RS设计为开关电阻阵列,通过控制开关,即可控制RS的阻值,从而控制放大器的增益。
在保证高线性度指标的同时,为了满足实际应用中较精确的增益调节步长的需求,本发明中采用了在可变增益放大器之后级联2dB电阻衰减器的方式,如图1所示,用2dB电阻衰减网络来实现精确的2dB增益调节,而用可变增益放大器实现6dB调节步长的粗调谐,这样既满足了调节精度要求,同时也保证了整体放大器的噪声系数。
2dB电阻衰减网络的电路原理是由R-2R梯形电阻网络衍生出的可实现任意步长的衰减器,如图4所示,当R11、R21与R12、R22都取相同的阻值R0时,R2为8R0,R1为40R0,这样修改过的R-2R梯形电阻网络即可实现2dB步长的衰减。
最终,整体可编程增益放大器的增益调节通过数字开关控制实现,可实现的增益调节范围是-4dB~28dB,增益调节步长为2dB,-3dB带宽大于300MHz、OIP3为20dBm、NF在最大增益时为23.7dB。
因此,本发明实施例所提供的2dB步长的宽带可编程增益放大器,在噪声性能不被恶化的情况下,满足特定的带宽需求且具有较高的线性度,运用在超宽带无线通信***应用中,可有效减小信号的失真。
以上所述仅是本发明的具体实施方式,应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以做出若干改进和润饰,这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。