CN102879790A - 基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于数字波束形成与空时调零级联的卫星导航抗干扰***和方法，将数字波束形成与空时调零处理进行级联，提高了整个***的抗干扰性能。包括依次连接的天线阵、射频模块和抗干扰处理模块，抗干扰处理模块包括数字波束形成模块和空时调零处理模块；数字波束形成模块对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号；数字波束形成模块的输出级联空时调零处理模块，空时调零处理模块用于对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

Description

基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***和方法

技术领域

本发明涉及卫星导航技术领域，特别是一种基于数字波束形成与空时调零级联的卫星导航抗干扰***和方法。

背景技术

目前，全球卫星导航***(GNSS，Global Navigation Satellite System)主要包括美国的GPS、俄罗斯的GLONASS，中国的北斗***，以及欧洲的GALILEO***。全球卫星导航***(GNSS)的信号在接收时普遍存在容易被干扰的问题。以美国的GPS为例，如果干扰功率超过GPS信号接收功率24dB，商用GPS的C/A码接收机无法保持对信号的跟踪。试验表明，功率为1W的干扰机可以使85公里以内的C/A码接收机无法工作。

许多场境对GNSS接收机的抗干扰要求很高。GNSS的差分网基站，接收机应要求有抗干扰性能；通信网基站及移动电话网基站的GNSS时基应由抗干扰性能较好的接收机提供；远洋船队活动在全球范围，无法保证自己不工作于不友善甚至恶意环境。航空机场附近，飞机在此处相互近进，机场的管理和调度要求GNSS信号有更高精度且不受干扰威胁。城市控制网、大地测量、精密工程测量、地壳运动监测和资源勘探等，以及关系到***门的特殊应用均需要GNSS接收机具有一定的抗干扰能力。

针对导航信号干扰，从技术体制上分有压制式干扰、欺骗式干扰和分布立体式干扰。压制式干扰是通过发射机发射一定电平的干扰信号将GNSS接收机前端的信号压制住，使接收机接收不到卫星信号；欺骗式干扰就是通过发射机发射与GNSS信号具有相同参数但信息码不同的假信号，使接收机接收错误定位信息；分布式立体干扰是指在地面和空中应用多部多种类干扰机进行全方位立体干扰。具体的干扰样式多种多样，例如宽带高斯噪音、连续波、扫频连续波、脉冲连续波、调幅连续波、窄带/宽带调频信号等。

GNSS接收机的抗干扰技术的发展主要包括下面三种技术：1、时域、频域滤波技术：这种技术是在数字中频实现的。它将DFT(离散傅立叶变换)技术用于数字中频信号的处理中。以简单的频域幅度处理为例，若信号中无射频干扰，热噪声功率谱在频域内是相当均匀的；若信号中有窄带干扰，它将在频域上有异常谱线，这种异常谱线在DFT求逆前被自适应滤掉。Mitre公司研制了一种GPS窄带干扰频域去除芯片。2、空域滤波技术：将自适应阵列调零技术应用于GNSS接收机。自适应天线阵列包括多个天线阵元，各阵元与微波网络相连，而微波网络与一个处理器相连，处理器对从微波网络来的信号进行处理后反馈调节微波网络，控制各阵元的增益和相位发生变化，在天线方向图中产生对着干扰方向的零点，从而抵消干扰。零陷个数由天线个数决定，一般M个阵元可控M-1个零陷点。理想情况下，自适应天线可使GNSS接收机的抗干扰性能提高40～50dB。3、空时自适应(STAP)技术：空域滤波技术与单纯的时域、频域技术相比，优势明显，而且实现比较简单、计算量小，但存在两点不足之处：①如果阵单元数为M，该阵最多能够产生的零陷数为M-1，这也是该阵最多能够消除的干扰数。这种说法不排除一个零陷可以消除两个干扰的可能，因为阵的孔径与载波波长在一个量级，两个干扰源的实际的角度间隔尽管比较大，但与波束宽度比较仍比较小。而在实际应用中，考虑到费用、尺寸、功率等约束，阵元个数会受到限制，从而降低自适应阵的抗干扰效能。②如果一个干扰源离某个GNSS卫星的角度间隔很近，针对该干扰的空域零陷使该GNSS卫星的信号衰减得无法使用。实际上尽管干扰离卫星的角度间隔已经比较大，但与阵的波束宽度相比仍然比较小。而为了消除不同误差源的影响，需要尽量多颗GNSS卫星的信号。针对此不足，在空域滤波技术的基础上提出了空时自适应(STAP)技术，在空域滤波上增加时域延迟，利用空域阵列与时域延迟构建了一个空时二维滤波器，从每个阵元通道孤立看，各级延时构成了FIR滤波，可以在时域去除干扰；从相同的时间延迟节点看，不同的阵元构成了空域的自适应滤波，可以分辨空间干扰源，形成空域零陷抑制空域干扰；可以认为STAP是把空域滤波推广到了空时域，或把时域滤波推广到了空时二维滤波，具有在空频二维平面上剔除干扰的能力。它在不增加阵元的前提下，大大地增加了阵的自由度，对于窄带干扰的抗干扰能力有质的提高。但其缺点是运算量大，实现困难。

导航信号处理中的数字波束形成(DBF)技术也是当前发展的新技术，它的基本思想是利用天线阵的方向函数乘积定理，通过在天线阵元上加权以控制天线阵的方向函数，将由于传感器在空间位置不同而引起的传播路程差导致的回波相位差补偿掉，实现同相叠加，达到控制天线阵方向图动态地在有用信号方向上产生高增益窄波束。要形成多个波束，则可以采用多个指向不同方向的操纵矢量的波束形成器。

发明内容

本发明提出一种基于数字波束形成与空时调零级联的卫星导航抗干扰***和方法，将数字波束形成与空时调零处理进行级联，提高了整个***的抗干扰性能。

本发明还能够同时形成多个独立的波束进行抗干扰处理，这种多波束的工作状态，通过权值的不断变换实现波束的灵活扫描和波形的快速捷变，同时结合自适应干扰置零，每个波束均能对付多个干扰来向。

本发明的技术方案是：

一种基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***，包括依次连接的天线阵、射频模块和抗干扰处理模块，其特征在于，所述抗干扰处理模块包括数字波束形成模块和空时调零处理模块；所述数字波束形成模块用于根据卫星指向控制信息得到的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；所述数字波束形成模块的输出级联所述空时调零处理模块，所述空时调零处理模块用于接收数字波束形成模块输出的参考波束信号和与导向矢量正交的正交矢量信号，对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

所述数字波束形成模块包括导向矢量计算模块和正交矢量计算模块，所述导向矢量计算模块根据惯性导航***输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，得到指向该卫星的N维导向矢量，使得视场中指定卫星的SINR最大化；所述正交矢量计算模块将N维输入信号提取一维作为参考波束信号，同时将N维输入信号乘以N维导向矢量的N-1维正交矩阵获得N-1维与导向矢量正交的正交矢量信号。

所述空时调零处理模块包括自适应调零抗干扰权值计算模块，所述自适应调零抗干扰权值计算模块将输入的N-1维正交矢量信号在最小均方差准则下通过随机梯度LMS自适应算法计算自适应调零权值。

一种包含多个独立的基于数字波束形成与空时调零级联的联合抗干扰***，包括依次连接的天线阵、射频模块和抗干扰处理模块，其特征在于，所述抗干扰***包含多个独立的抗干扰处理子***，每个抗干扰处理子***分别包含依次连接的射频模块、数字波束形成模块和空时调零处理模块；所述数字波束形成模块用于根据卫星指向控制信息提供的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；所述数字波束形成模块的输出级联所述空时调零处理模块，所述空时调零处理模块用于接收数字波束形成模块输出的参考波束信号和与导向矢量正交的正交矢量信号，对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

一种基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，将数字波束形成与空时调零抗干扰两部分技术相结合，通过数字波束形成技术，根据卫星指向控制信息得到的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；再通过空时调零抗干扰技术，对预测的参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

所述根据卫星的指向控制信息得到的导向矢量，是指：根据惯性导航***输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，得到指向该卫星的导向矢量，使得视场中指定卫星的SINR最大化；所述导向矢量由以下方法获得：

假设阵元位置写成矢量形式为

信号指向矢量为

若信号指向矢量的模为1，则信号指向矢量的球坐标为

其中，

为信号指向矢量与z轴正向的夹角，θ为从z轴正向看，x轴逆时针转动到达信号指向矢量在xoy平面投影所转过的角度，则信号指向矢量的直角坐标表示成：

信号到达各阵元与原点之间的波程差表示为

即阵元矢量和信号矢量的点乘；由此得到导向矢量的表达式为：

所述对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，是指：根据指向该卫星的导向矢量，将N维输入信号提取一维作为参考波束信号，所述一维参考波束信号由以下方法获得：

若***接收的N维阵列信号为：

X(θ)＝(x₀，x₁，…，x_N-1)

数字波束形成后的最大合成信号为：

d＝X(θ)A^H(θ)

其中A(θ)为导向矢量，A^H(θ)代表导向矢量A(θ)的共轭转置；则d即为所述的一维参考波束信号，d中包含某颗卫星的全部信号；

同时获取的与导向矢量正交的正交矢量信号为剩余的N-1维信号：

Y＝X(θ)P^⊥(A^H(θ))＝X(θ)(I-A^H(θ)A(θ)/(A(θ)A^H(θ)))中的任意N-1维，即表示所述的N-1维正交矢量信号；其中，P^⊥代表正交投影，I代表单位矩阵；Y中不包含任何导航信号。

所述空时调零抗干扰处理包括自适应调零抗干扰权值计算，所述自适应调零抗干扰权值计算是指，将N-1维正交矢量信号送入自适应滤波器处理，所述的自适应滤波器包含两部分：①滤波过程：计算线性滤波器输出对输入信号的响应；然后，通过比较输出结果域期望响应产生估计误差。②自适应过程：根据估计自动调整滤波器参数；这两个过程一起工作组成一个反馈环；所述滤波过程中，期望响应d(n)与输入向量x(n)一起参与处理，给定一个输入，滤波器产生一个输出作为期望响应d(n)的估计；定义估计误差e(n)为期望响应与实际滤波器输出之差，将估计误差e(n)与输入向量x(n)加到自适应控制部分，围绕权向量的反馈环是闭环的，根据Widrow和Hoff提出的随机梯度LMS自适应算法，闭环算法如下：

上式中μ为步长因子，w(n)为实时权值，d^*代表共轭运算。

所述导向矢量包含对天线幅度与相位的修正与补偿，针对接收的阵列信号X(θ)＝(x₀，x₁，…，x_N-1)，补偿修正之后表示为：

X_correct(θ)＝(x₀，x₁/M₁(θ，φ)，…，x_N-1/M_N-1(θ，φ))

上式将幅度与相位的修正与补偿进行了统一的表示；其中M_i(θ，φ)表示测量得到的各天线阵元与参考阵元之间的幅度及相位差。

所述天线阵包括非均匀阵或非线阵，所述非均匀阵或非线阵由于波程差引起的相位差为：若对于空间某来波前进方向的单位矢量为

即载体与卫星的连线方向，波程差为该矢量与各阵元到参考阵元的位移矢量r_i的内积，则各阵元的补偿参数为

I路： $\sin (2\mathrm{\π}\·\frac{\stackrel{\→}{s}\·\stackrel{\→}{r_i}}{\mathrm{\λ}})$

Q路： $\cos (2\mathrm{\π}\·\frac{\stackrel{\→}{s}\·\stackrel{\→}{r_i}}{\mathrm{\λ}})$

其中λ为波长。

本发明的技术效果：

本发明针对许多场境对GNSS(Global Navigation Satellite System)接收机的抗干扰性能要求很高，设计了基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***，包括天线阵、射频模块、抗干扰处理模块三个主要部分，能够替换掉传统GNSS接收机的天线和射频部分与导航接收机的基带部分连接，也可以只替换掉天线部分与通用GNSS导航接收机直接连接。该***将数字波束形成与空时调零处理进行级联，将数字波束形成与空时调零抗干扰相结合，由于数字波束形成的阵列增益约等于阵元数目，N个阵元能够提高的抗干扰能力约为N倍，因此提高了整个***的抗干扰性能；并且本发明还设计了包含多个独立的基于数字波束形成与空时调零级联的联合抗干扰***，包括多个独立的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰子***，能同时形成多个独立的波束进行抗干扰处理，各子***能够针对某颗卫星进行独立的指向控制与自适应抗干扰处理，并能协调工作，这种多波束的工作状态，通过权值的不断变换实现波束的灵活扫描和波形的快速捷变，同时结合自适应干扰置零，能对付多个干扰来向，在复杂干扰场景下对卫星信号的保护能力更强，指向卫星的能力更强，具备更强的鲁棒性，而且对接收通道之间幅相不一致性具有校正能力。

附图说明

图1为本发明的抗干扰***实施例整体结构示意图。

图2为本发明的具备上变频通用接口的抗干扰***实施例整体结构示意图。

图3为本发明抗干扰***的数字波束形成模块与空时调零处理模块的级联关系示意图。

图4为本发明多个独立的基于数字波束形成与空时调零级联的联合抗干扰***示意图。

图5为一个实际的天线增益方向图。

图6为非均匀阵波程差计算示意图。

图7为空时STAP滤波器结构示意图。

图8为本发明自适应调零LMS算法示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明实施例做进一步的详细说明。

如图1所示，为本发明的抗干扰***实施例结构示意图，包括天线阵3(注：阵元31的数目可变，示意图中为四元阵)，多通道下变频射频模块4，抗干扰处理模块5三个主要部分；抗干扰***的输出与GNSS卫星导航接收机基带部分6连接。多通道下变频射频模块4负责完成信号的放大和频率转换工作，将输入的GNSS载波频率信号变频到数字信号处理的低中频，同时将信号放大到适合采样的电平；输出的数字中频信号进入抗干扰处理模块5进行抗干扰处理，再将经过抗干扰处理模块5处理后的输出信号进行基带处理和导航定位的解算。另外一种通用的连接方式如图2所示，射频部分4除了包括多通道下变频射频模块41，还增加了一路上变频射频模块42，负责将处理好的中频信号重新变频到载波频率，保证与GNSS接收机接口的通用性。因此本发明设计的抗干扰***能够替换掉传统GNSS接收机的天线和射频部分与导航接收机的基带部分连接，也可以只替换掉天线部分与通用GNSS导航接收机直接连接。

本发明的抗干扰处理模块5将数字波束形成模块与空时调零处理模块进行级联，如图3所示，本发明抗干扰***的抗干扰处理模块5中数字波束形成模块与空时调零处理模块的级联关系示意图。抗干扰处理模块包括数字波束形成模块和空时调零处理模块；数字波束形成模块用于根据卫星指向控制信息得到的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；数字波束形成模块的输出级联所述空时调零处理模块，空时调零处理模块用于接收数字波束形成模块输出的参考波束信号和与导向矢量正交的正交矢量信号，对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。数字波束形成模块包括导向矢量计算模块和正交矢量计算模块，导向矢量计算模块根据惯性导航***输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，得到指向该卫星的N维导向矢量，使得视场中指定卫星的SINR最大化；正交矢量计算模块将N维输入信号提取一维作为参考波束信号，同时将N维输入信号乘以N维导向矢量的N-1维正交矩阵获得N-1维与导向矢量正交的正交矢量信号。空时调零处理模块包括自适应调零抗干扰权值计算模块，自适应调零抗干扰权值计算模块将输入的N-1维正交矢量信号在最小均方差准则下通过随机梯度LMS自适应算法计算自适应调零权值。

如图4所示，一种包含多个独立的基于数字波束形成与空时调零级联的联合抗干扰***，包括依次连接的天线阵、射频模块和抗干扰处理模块，所述抗干扰***包含多个独立的抗干扰处理子***，每个抗干扰处理子***分别包含依次连接的射频模块、数字波束形成模块和空时调零处理模块；各子***能够针对某颗卫星进行独立的指向控制与自适应抗干扰处理，并能协调工作，保证***对卫星信号的有效覆盖。如图4所示，为本发明的抗干扰***多个独立的抗干扰子***级联关系示意图。每个抗干扰处理子***分别包括依次连接的多通道下变频射频模块DDC、数字波束形成模块DBF-1、空时调零处理模块STAP-1，多通道下变频射频模块DDC、数字波束形成模块DBF-2、空时调零处理模块STAP-2，......，多通道下变频射频模块DDC、数字波束形成模块DBF-N、空时调零处理模块STAP-N，抗干扰处理之后并行输出的中频信号IF_1、IF_2、......、IF_N送给后端基带处理模块和导航解算模块。数字波束形成模块用于根据卫星指向控制信息提供的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；数字波束形成模块的输出级联所述空时调零处理模块，空时调零处理模块用于接收数字波束形成模块输出的参考波束信号和与导向矢量正交的正交矢量信号，对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

一种基于数字波束与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，将数字波束形成与空时调零抗干扰两部分技术相结合，通过数字波束形成技术，根据卫星指向控制信息得到的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；再通过空时调零抗干扰技术，对预测的参考波束信号内的干扰信号进行进一步抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

数字波束形成与传统自适应调零的区别在于它的参考信号上采用了相控阵技术，利用卫星的导向矢量(也就是阵列流型)使参考信号波束指向卫星，由于阵列规模等实际物理限制，参考波束在非卫星方向还有存在旁瓣，干扰信号可能从旁瓣进入，因此参考信号中既存在有用卫星信号也存在干扰信号，此时在波束形成的输出级联传统的自适应调零抗干扰可以进一步提升抗干扰性能。如图3所示，N维输入信号根据指向控制信息提供的导向矢量输出一维参考信号，同时N维输入信号与导向矢量的N-1维正交矩阵可得到N-1维正交投影，由于其与导向矢量的正交性，这N-1维输出信号中不包含卫星信号，但是包含有干扰信号，因此可以通过自适应调零算法进行参考波束内干扰信号的对消处理，干扰对消之后的输出即为波束指向内的卫星信号。

所述由指向控制信息得到的N维导向矢量，是指：一般根据惯性导航***(INS)输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，据此，就可以得到指向该卫星的导向矢量，波束形成模块根据此导向矢量使得视场中指定卫星的SINR最大化。

数字波束形成需要在某个方向上合成最佳信号，这个N维矢量就是导向矢量。在阵列信号处理中，一般用N维矢量表示阵列流型

$A\left(\mathrm{\α}\right)=(1,e^{j{\mathrm{\φ}}_1},e^{j{\mathrm{\φ}}_2},..,e^{j{\mathrm{\φ}}_{N-1}})$

抗干扰的任务就是找到与

正交的N维权值矢量W，组合导航处理器中的指向控制模块利用星历与时间计算卫星坐标，并将其换算为导向矢量输出给波束形成模块及预置零点抗干扰的权值计算。

假设阵元位置写成矢量形式为

信号指向矢量为

信号指向矢量的模为1，则其球坐标为

为信号指向矢量与z轴正向的夹角，θ为从z轴正向看，x轴逆时针转动到达信号指向矢量在xoy平面投影所转过的角度。信号指向矢量的直角坐标可以表示成：

信号到达各阵元与原点之间的波程差可以表示为

即阵元矢量和信号矢量的点乘；由此得到导向矢量的表达式为：

根据惯性导航***(INS)输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，将俯仰角和方位角代入上式，就可以得到指向该卫星的导向矢量，使得视场中指定卫星的SINR最大化。

根据上述导向矢量的表达式，如果以一维线阵为例进行分析，可以得到导向矢量为：

$A\left(\mathrm{\θ}\right)=(1,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·d\·\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}},e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·d\·\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}*2},...,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\·d\·\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}*(N-1)})$

***接收的N维阵列信号为：

X(θ)＝(x₀，x₁，…，x_N-1)

数字波束形成后的最大合成信号为：

d＝X(θ)A^H(θ)

其中A^H(θ)代表导向矢量A(θ)的共轭转置。d即为所述的一维参考信号，根据波束形成原理，d中包含某颗卫星的全部信号。

剩余N-1维信号为：Y＝X(θ)P^⊥(A^H(θ))＝X(θ)(I-A^H(θ)A(θ)/(A(θ)A^H(θ)))中的任意N-1维，其中P^⊥为正交投影，I代表单位矩阵，Y即表示所述的N-1维正交矢量信号，由于是正交投影，Y中不包含任何导航信号，d中的任何可以被Y预测的成分都是干扰，通过在d中消除Y预测出来的部分就可以d中的干扰。

所述空时调零抗干扰处理包括自适应调零抗干扰权值计算，自适应调零抗干扰权值计算，一般采用空时自适应二维处理STAP技术。空时自适应(STAP)技术利用空域阵列与时域延迟构建了一个空时二维滤波器。从每个阵元通道孤立看，各级延时构成了FIR滤波，可以在时域去除干扰；从相同的时间延迟节点看，不同的阵元构成了空域的自适应滤波，可以分辨空间干扰源，形成空域零陷抑制空域干扰。可以认为STAP是把空域滤波推广到了空时域，或把时域滤波推广到了空时二维滤波，具有在空频二维平面上剔除干扰的能力。

设阵元数为M，时间延迟单元数为N。每个时间延迟单元的时间延迟为Ts。权值w为MN×1维权向量，组成的二维滤波器结构如图7所示。

针对此有约束的最优化问题，在最小均方误差准则下通过LMS(Least-Mean-Square)算法计算这个权向量所得的值表示一个估计，当迭代次数趋于无穷时，对于广义平稳过程该估计的期望值接近维纳解。基于此原理得出的空间调零技术采用自适应算法修正天线的加权值，使得各阵元的增益与相位发生改变，从而在天线阵的方向图中产生对着干扰源方向的零点，可以有效地促使强干扰电平降到低噪声水平，从而达到抗干扰的目的。

LMS算法是随机梯度算法族中的一员。该算法在随机输入维纳滤波器递归计算中使用确定性梯度。LMS算法的一个显著特点是它的简单性。此外，它不需要计算有关的相关函数，也不需要矩阵求逆运算，易于实现。

一般来说，LMS包含两个基本过程：

■滤波过程：首先，计算线性滤波器输出对输入信号的响应；然后，通过比较输出结果域期望响应产生估计误差。

■自适应过程：根据估计自动调整滤波器参数。

所述空时调零抗干扰处理就是将N-1维正交矢量信号送入自适应滤波器进行自适应调零抗干扰权值计算，所述的自适应滤波器包含两部分：①滤波过程：计算线性滤波器输出对输入信号的响应；然后，通过比较输出结果域期望响应产生估计误差。②自适应过程：根据估计自动调整滤波器参数；这两个过程一起工作组成一个反馈环，如图8所示。

在滤波过程中，期望响应d(n)与输入向量y(n)一起参与处理。在这种情况下，给定一个输入，滤波器产生一个输出

作为期望响应d(n)的估计。因此，可把估计误差e(n)定义为期望响应与实际滤波器输出之差。估计误差e(n)与输入向量y(n)都被加到自适应控制部分，因此围绕权向量的反馈环是闭环的。根据Widrow和Hoff提出的随机梯度LMS自适应算法，闭环算法如下：

上式中μ为步长因子，w(n)为实时权值，d^*代表共轭运算。

对于DBF***，天线幅相的标定与补偿是实施的关键技术。由于实际的射频和天线都不是理想的，射频可能引入固定相位移动，天线阵元在不同的方向有不同的增益和相位，一个实际的天线增益方向图可能如图5所示。***主控部分需要除了需要提供指向信息外，还需要提供通道和射频的不理想带来的补偿系数，并将之作用于所述N维导向矢量的补偿修正。

为了准确地校正天线不一致的影响，必须对天线进行幅度相位测量，测量各天线阵元和参考阵元的增益、相位差M_i(θ，φ)。具体测量方法可以采用暗室法，也可在开阔场地利用特别设计的接收机算法完成。针对接收的阵列信号X(θ)＝(x₀，x₁，…，x_N-1)，补偿修正之后表示为：

X_correct(θ)＝(x₀，x₁/M₁(θ，φ)，…，x_N-1/M_N-1(θ，φ))

上式将幅度与相位的修正与补偿进行了统一的表示。

由于载体等条件的限制，阵列不可能是线阵，甚至不可能是均匀阵，因此关于阵列流型的相位计算就不一定是倍比关系，需要得到由于波程差引起的相位差。

如图6所示，对于空间某来波其前进方向的单位矢量为

(即载体与卫星的连线方向)，则波程差为该矢量与各阵元到参考阵元的位移矢量r_i的内积，各阵元的补偿参数为

I路： $\sin (2\mathrm{\π}\·\frac{\stackrel{\→}{s}\·\stackrel{\→}{r_i}}{\mathrm{\λ}})$

Q路： $\cos (2\mathrm{\π}\·\frac{\stackrel{\→}{s}\·\stackrel{\→}{r_i}}{\mathrm{\λ}})$

其中λ为波长。

应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换；而一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。

Claims (10)

1.一种基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***，包括依次连接的天线阵、射频模块和抗干扰处理模块，其特征在于，所述抗干扰处理模块包括数字波束形成模块和空时调零处理模块；所述数字波束形成模块用于根据卫星指向控制信息提供的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；所述数字波束形成模块的输出级联所述空时调零处理模块，所述空时调零处理模块用于接收数字波束形成模块输出的参考波束信号和与导向矢量正交的正交矢量信号，对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

2.根据权利要求1所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***，其特征在于，所述数字波束形成模块包括导向矢量计算模块和正交矢量计算模块，所述导向矢量计算模块根据惯性导航***输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，得到指向该卫星的导向矢量，使得视场中指定卫星的SINR最大化；所述正交矢量计算模块将N维输入信号提取一维作为参考波束信号，同时将N维输入信号乘以N维导向矢量的N-1维正交矩阵获得N-1维与导向矢量正交的正交矢量信号。

3.根据权利要求2所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰***，其特征在于，所述空时调零处理模块包括自适应调零抗干扰权值计算模块，所述自适应调零抗干扰权值计算模块将输入的N-1维正交矢量信号在最小均方差准则下通过随机梯度LMS自适应算法计算自适应调零权值。

4.一种包含多个独立的基于数字波束形成与空时调零级联的联合抗干扰***，包括依次连接的天线阵、射频模块和抗干扰处理模块，其特征在于，所述抗干扰***包含多个独立的抗干扰处理子***，每个抗干扰处理子***分别包含依次连接的射频模块、数字波束形成模块和空时调零处理模块；所述数字波束形成模块用于根据卫星指向控制信息提供的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；所述数字波束形成模块的输出级联所述空时调零处理模块，所述空时调零处理模块用于接收数字波束形成模块输出的参考波束信号和与导向矢量正交的正交矢量信号，对参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

5.一种基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，将数字波束形成与空时调零抗干扰两部分技术相结合，通过数字波束形成技术，根据卫星指向控制信息提供的导向矢量，对各天线阵元信号加权合成为指向卫星的参考波束信号，使参考波束信号在卫星方向上形成最大增益，同时获取与导向矢量正交的正交矢量信号，预测参考波束信号内的干扰信号；再通过空时调零抗干扰技术，对预测的参考波束信号内的干扰信号进行自适应调零抗干扰处理，消除参考波束信号内的干扰信号，输出有用的卫星信号。

6.根据权利要求5所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，所述根据卫星的指向控制信息提供的导向矢量，是指：根据惯性导航***输出和星历预报，计算卫星位置信息，同时计算视场中卫星的俯仰角和方位角，得到指向该卫星的导向矢量，使得视场中指定卫星的SINR最大化；所述导向矢量由以下方法获得：

假设阵元位置写成矢量形式为

信号指向矢量为

若信号指向矢量的模为1，则信号指向矢量的球坐标为

其中，为信号指向矢量与z轴正向的夹角，θ为从z轴正向看，x轴逆时针转动到达信号指向矢量在xoy平面投影所转过的角度，则信号指向矢量的直角坐标表示成：

信号到达各阵元与原点之间的波程差表示为

即阵元矢量和信号矢量的点乘；由此得到导向矢量的表达式为：

7.根据权利要求6所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，所述使参考波束信号指向卫星是指：根据指向该卫星的导向矢量，将N维输入信号提取一维做为参考波束信号，所述一维参考波束信号由以下方法获得：

若***接收的N维阵列信号为：

X(θ)＝(x₀，x₁，…，x_N-1)

数字波束形成后的最大合成信号为：

d＝X(θ)A^H(θ)

其中A(θ)为导向矢量，A^H(θ)代表导向矢量A(θ)的共轭转置；则d即为所述的一维参考波束信号，d中包含某颗卫星的全部信号；

同时获取的与导向矢量正交的正交矢量信号为剩余的N-1维信号：

Y＝X(θ)P^⊥(A^H(θ))＝X(θ)(I-A^H(θ)A(θ)/(A(θ)A^H(θ)))中的任意N-1维，即表示所述的N-1维正交矢量信号；其中，P⊥代表正交投影，I代表单位矩阵；Y中不包含任何导航信号。

8.根据权利要求7所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，所述空时调零抗干扰处理包括自适应调零抗干扰权值计算，所述自适应调零抗干扰权值计算是指，将N-1维正交矢量信号送入自适应滤波器处理，所述的自适应滤波器包含两部分：①滤波过程：计算线性滤波器输出对输入信号的响应；然后，通过比较输出结果域期望响应产生估计误差。②自适应过程：根据估计自动调整滤波器参数；这两个过程一起工作组成一个反馈环；所述滤波过程中，期望响应d(n)与输入向量x(n)一起参与处理，给定一个输入，滤波器产生一个输出

作为期望响应d(n)的估计；定义估计误差e(n)为期望响应与实际滤波器输出之差，将估计误差e(n)与输入向量x(n)加到自适应控制部分，围绕权向量的反馈环是闭环的，根据Widrow和Hoff提出的随机梯度LMS自适应算法，闭环算法如下：

上式中μ为步长因子，w(n)为实时权值，d^*代表共轭运算。

9.根据权利要求1至8之一所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，所述导向矢量包含对天线幅度与相位的修正与补偿，针对接收的阵列信号X(θ)＝(x₀，x₁，…，x_N-1)，补偿修正之后表示为：

X_correct(θ)＝(x₀，x₁/M₁(θ，φ)，…，x_N-1/M_N-1(θ，φ))

上式将幅度与相位的修正与补偿进行了统一的表示；其中M_i(θ，φ)表示测量得到的各天线阵元与参考阵元之间的幅度及相位差。

10.根据权利要求1至8之一所述的基于数字波束形成与空时调零级联的抗干扰方法，其特征在于，所述天线阵包括非均匀阵或非线阵，所述非均匀阵或非线阵由于波程差引起的相位差为：若对于空间某来波前进方向的单位矢量为

即载体与卫星的连线方向，则波程差为该矢量与各阵元到参考阵元的位移矢量r_i的内积，则各阵元的补偿参数为

I路： $\sin (2\mathrm{\π}\·\frac{\stackrel{\→}{s}\·\stackrel{\→}{r_i}}{\mathrm{\λ}})$

Q路： $\cos (2\mathrm{\π}\·\frac{\stackrel{\→}{s}\·\stackrel{\→}{r_i}}{\mathrm{\λ}})$

其中λ为波长。

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