CN102879641A - 频率量测方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开一种频率量测方法及***，利用参考信号以及与待测信号同步的频率屏蔽取得待测信号的频率的周期数，基于该周期数可取得该待测信号的频率值，同时利用基于该参考信号而产生的多个相位移信号来修正前述的频率值，并可随着相位移信号数量的增加而将误差进一步地缩小，进而可得到准确的待测信号的频率值，且具有量测速度快、占用电路面积小的优点。

Description

频率量测方法及***

技术领域

本发明关于一种频率量测方法及***，更特别的是关于一种可快速且精确地取得频率值的频率量测方法及***。

背景技术

频率信号的频率通常是使用计频仪来量测，而一般的作法是于计频仪内设定一闸门时间，利用闸门时间内对频率信号的周期数进行计数，再利用计数值/闸门时间来取得频率信号的频率。

然而，由于闸门时间内的频率信号的周期数量通常不会是整数值，因此，此种方式容易在闸门时间的开始与结束处造成误差，例如：少计数半个周期数或多计数半个周期数等。基于此，一般在进行频率量测时，会将闸门时间尽量拉长以涵盖较多的周期数，借此将误差降低，但这样的方式却会大幅增加测试的时间，且分辨率亦因闸门时间的短暂而降低。

发明内容

本发明的一目的在于提高频率量测的速度及量测的准确性。

本发明的另一目的在于可提供全自动程控的频率量测方法及***。

为达上述目的及其它目的，本发明提出一种频率量测方法，用于量测一待测信号，该方法包含：提供一参考信号；基于该参考信号产生具相同频率的多个相位移信号，这些相位移信号间间隔一固定相位；设定一频率屏蔽，其起始于该待测信号的一第一触发状态，终止于该待测信号的另一个第一触发状态；于该频率屏蔽的起始时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内，计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd1；于该频率屏蔽的时间区间内，计数该参考信号发生第一触发状态的次数Nb；于该频率屏蔽的时间区间内，计数该待测信号发生的周期次数Ni；于该频率屏蔽的终止时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内，计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd2；及，依下式取得该待测信号Fi的频率值，Fi＝{Ni/[Nb+(Nd/M)]}×Fb，其中，Fb为该参考信号的频率，Nd＝(Nd1-Nd2)，M为这些相位移信号的个数，M≥2。

为达上述目的及其它目的，本发明提出一种频率量测***，用于量测一待测信号，该***包含：一待测信号输入端，用于接收该待测信号；一计数产生器，连接该待测信号输入端以接收该待测信号，以及用于产生频率为Fb的一参考信号，并基于该参考信号产生具相同频率且彼此互相间隔一固定相位的M个相位移信号，以及用于产生起始于该待测信号的一第一触发状态且终止于该待测信号的另一个第一触发状态的一频率屏蔽，以及用于在该频率屏蔽的起始时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd1，以及用于在该频率屏蔽的时间区间内计数该参考信号发生的周期次数Nb，以及用于在该频率屏蔽的时间区间内计数该待测信号发生的周期次数Ni，以及用于在该频率屏蔽的终止时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd2，以及用于输出这些计数数值Fb、M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2；及一运算装置，连接该计数产生器，用于接收这些计数数值并依下式进行运算以取得该待测信号Fi的频率值，Fi＝{Ni/[Nb+(Nd/M)]}×Fb，其中，Nd＝(Nd1-Nd2)，M≥2。

于一实施例中，该计数产生器包含：一基频产生单元，用于产生一基频信号；一倍频单元，连接该基频产生单元，用于将该基频信号倍频为该参考信号；及一可编程门阵列，其连接该待测信号输入端以接收该待测信号，以及连接该倍频单元以接收该参考信号，以及用于产生这些计数数值M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2并输出这些计数数值Fb、M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2。

于一实施例中，该运算装置为一控制单元及一计算机装置的二者中的其中之一。

于一实施例中，该第一触发状态为上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一。

于一实施例中，该第二触发状态为上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一。

于一实施例中，该频率屏蔽包含的该待测信号发生的周期次数Ni值为Ni≥2。

于一实施例中，所产生的这些相位移信号的个数为4个或8个。

于一实施例中，该参考信号的频率Fb可直接被取代为一默认值。

借此，本发明的频率量测方法及***利用快速且精准的多相位处理方式消除了量测误差，并随着相位移信号的产生数量倍增量测准确度，并基于同步性的触发来达到全自动程控的目的，以及达到较小电路占用面积的功效。

附图说明

图1为本发明于一实施例中的频率量测方法的运作时序图。

图2为本发明于一实施例中的频率量测方法的运作流程图。

图3为本发明于一实施例中的频率量测***的功能方块图。

【主要组件符号说明】

100频率量测***

110待测信号输入端

120计数产生器

121基频产生单元

123倍频单元

125可编程门阵列

130运算装置

Fi待测信号及其频率

Fb参考信号及其频率

mk频率屏蔽

Ni待测信号的周期次数

Nb参考信号的周期次数

Nd1第二触发状态的次数

Nd2第二触发状态的次数

具体实施方式

为充分了解本发明的目的、特征及功效，这里通过下述具体的实施例，并配合所附的附图，对本发明做一详细说明，说明如后：

本发明的频率量测方法的具体实施例中所述的各步骤除特别指明外，其余步骤可相互对调而并非依所排列的说明次序来定步骤执行的先后顺序；此外，本发明的频率量测***的具体实施例中所述的「连接」一词，非限定于直接连接，中间亦可连接其它单元。再者，所述的「第一触发状态」、「第二触发状态」一词包含上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一，第一触发状态与第二触发状态并不互斥，亦即，第一触发状态与第二触发状态可同时为上缘触发状态或同时为下缘触发状态。

首先请参阅图1，是一实施例中的频率量测方法的运作时序图。在此实施例中以8个相位移信号来作为示例，本领域技术人员应了解的是，只要有2个以上的相位移信号即能消除量测误差进而提升准确度。

在本发明实施例中的频率量测方法包含两种频率量测方式，其可包含以下步骤：

如图1所示，除了所输入的待测信号Fi外，量测动作开始前会先提供一参考信号Fb，以及基于该参考信号产生具相同频率的多阶相位移信号Fb-p1～Fb-p8，每一阶相位移信号Fb-p1～Fb-p8间间隔一固定相位。

该参考信号Fb用来作为一个基础的频率以求取待测信号的频率。相位移信号则是从该参考信号Fb来产生的，通常可利用可编程门阵列(FPGA)中的数字频率管理器(DCM)来完成信号的相位移。以本实施例来说，具有8个相位移信号Fb-p1～Fb-p8，因此可利用两组的数字频率管理器来达成，其中，一组数字频率管理器可将参考信号Fb分解成4个相位移信号。然而本领域技术人员应了解的是，即使仅使用一组的数字频率管理器，使用者仍可对其中的4个相位移分解动作进行选择性的关闭，亦即，仅使用一组的数字频率管理器之下仍可将参考信号Fb分解成2个或3个相位移信号，因此，使用者可根据需求并搭配数字频率管理器的运用来选择所需的相位移信号数量。至于相位移信号间的间隔则是由数字频率管理器来将360度的相位等分给各个相位移信号，例如：相位移信号的数量为M个，则间隔相位为360/(M-1)。

接着是设定一频率屏蔽mk，其起始于待测信号Fi的第一触发状态，终止于待测信号Fi的另一个第一触发状态。在本实施例中的第一触发状态以上缘触发状态为示例，亦即，频率屏蔽mk可同步于待测信号Fi，而在待测信号Fi的某一个上缘触发状态下被同步地触发。频率屏蔽mk维持高位准状态直到经过预定的待测信号Fi的数量才停止，亦即，频率屏蔽mk终止于待测信号Fi的另一个第一触发状态。以图1的实施例来说，频率屏蔽mk终止于待测信号Fi的第7个第一触发状态，如此即会经过6个待测信号Fi的周期数，而得到待测信号Fi的周期次数Ni＝6，即Ni＝(待测信号Fi发生第一触发状态的次数)-1。其中，待测信号Fi的周期次数Ni需至少为1个，较佳为2个以上。

当频率屏蔽mk一被初始化时，量测动作随即展开。请参考图1，由于参考信号Fb并不与待测信号Fi同步，因此于所量测到的参考信号Fb的周期次数Nb中，其所经过的时间实际上是与频率屏蔽mk的范围不符合的，会造成前端误差及后端误差，此乃因计数的方式通常是直接取上缘触发状态或下缘触发状态的次数来计数的。

因此，本发明的实施例中即利用这些相位移信号来消除这些前端及后端的误差。

在前端误差中，在频率屏蔽mk的起始时序点至参考信号Fb发生第一触发状态的时间区间内，计数这些相位移信号Fb-p1～Fb-p8发生第二触发状态(上缘或下缘触发状态)的次数Nd1。

在后端误差中，在频率屏蔽mk的终止时序点至参考信号Fb发生第一触发状态的时间区间内，计数这些相位移信号Fb-p1～Fb-p8发生第二触发状态(上缘或下缘触发状态)的次数Nd2。

所述的“这些相位移信号Fb-p1～Fb-p8发生第二触发状态”指当前端误差选择上缘触发状态作为该第二触发状态时，在后端误差就选择上缘触发状态作为该第二触发状态；反之，当前端误差选择下缘触发状态作为该第二触发状态时，在后端误差就选择下缘触发状态作为该第二触发状态。以图1的示例来说，选择上缘触发状态作为该第二触发状态，因此，在图1中的Nd1为「3」，Nd2为「5」。

在后续的计算中，Nd1的次数会减去Nd2的次数以取得实际上在频率屏蔽mk的范围内所需被校正的周期数，进而消除前端及后端误差。

取得上述的各个数值后即可进行待测信号Fi的频率的计算，其依下式(1)来取得的：

Fi＝{Ni/[Nb+(Nd/M)]}×Fb  (1)

其中，Nd为校正值，Nd＝(Nd1-Nd2)；M为这些相位移信号的个数，M≥2，亦即所产生的这些相位移信号的个数至少为2个。

接着将说明本发明实施例中的方法可提高准确度的程度。待测信号Fi基本上的频率算式由下式(2)来决定：

(Ni/Fi)＝(Nb/Fb)(2)

(2)式又可改写为：

满足(3)式的条件为参考信号Fb的频率大于待测信号Fi的频率。

然而，由前述可知，若不进行前端及后端误差的校正，式(3)取得的待测信号Fi频率将不准确。准确的算法是要将前端误差补回来并消去后端误差，如此才可完全符合频率屏蔽mk的范围。因此，由校正值Nd的运算结果即可得到最后应补回或消去多少的计数数值，进一步地，由式(1)亦可了解到相位移信号的数量越多，能提升的准确度倍数就越高，亦即，本发明实施例中的方法相较于未进行前端误差及后端误差校正的方法共至少提升了8倍的准确度。

接着请参阅图2，是一实施例中的频率量测方法的运作流程图。请同时参考图1，其依据时序运作的流程来做说明，首先是(S101)提供待测信号Fi、参考信号Fb、及多个相位移信号Fb-p1～Fb-p8；(S102)接着同步于待测信号Fi启动频率屏蔽mk；接着，(S103)取得前端误差计数值Nd1；接着，(S104)关闭频率屏蔽mk并取得待测信号Fi及参考信号Fb的周期数计数值Ni及Nb；接着，(S105)取得后端误差计数值Nd2；最后，(S106)进行式(1)的结果运算。

接着请参阅图3，是本发明于一实施例中的频率量测***的功能方块图。该频率量测***100包含：一待测信号输入端110、一计数产生器120及一运算装置130。

待测信号输入端110用于接收该待测信号Fi。

计数产生器120连接待测信号输入端110以接收该待测信号Fi，以及计数产生器120用于产生前述的参考信号Fb、彼此互相间隔一固定相位的M个相位移信号、频率屏蔽mk、这些相位移信号在前端误差区间内发生第二触发状态的次数Nd1、在该频率屏蔽mk内该参考信号Fb发生第一触发状态的次数Nb、在该频率屏蔽mk内该待测信号Fi发生第一触发状态的次数Ni、这些相位移信号在后端误差区间内发生第二触发状态的次数Nd2，以及输出这些计数数值Fb、M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2。

于一实施例中，该计数产生器120可包含：一基频产生单元121、一倍频单元123、及一可编程门阵列125。基频产生单元121用于产生一基频信号。通常是利用晶体震荡器来产生较低的基频，如此可降低成本，再由连接该基频产生单元121的倍频单元123来将基频提升，以作为该参考信号Fb。通常会将基频提升至大于待测信号Fi的可能频率范围，亦即，对于不同种类的待测信号可对应不同的参考信号Fb的频率值，当然，越高频的参考信号Fb能适用的范围越广。可编程门阵列125可具有：用来作为相位移产生电路的数字频率管理器、用来进行上或下微分(上缘触发或下缘触发)以计数Nd1及Nd2的微分电路、用来产生频率屏蔽mk及对待测信号Fi与参考信号Fb进行计数的屏蔽电路等，据此，该可编程门阵列125可用于产生这些计数数值M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2并输出这些计数数值Fb、M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2。

可编程门阵列为公知组件，本发明实施例的量测***利用其内含的各个逻辑组件来达成本发明的目的，并在本发明实施例中使用的方法下可使用较少的逻辑组件，而不需选用大面积的可编程门阵列芯片，进而可减少电路占用的面积而缩小产品尺寸。举例来说，若将运算装置的运算功能也纳入可编程门阵列内的话将会大幅增加所需的逻辑组件数量，进而增加电路占用面积，且因结构上的设计所致，可编程门阵列的运算能力低且速度慢并不适用于运算的处理，特殊高价的可编程门阵列虽可达高速运算处理，但成本过高。

运算装置130连接该计数产生器120，用于接收这些计数数值并依前述式(1)进行运算以取得该待测信号Fi的频率值。其中，该运算装置130可为一控制单元(MCU)或一计算机装置。若为一控制单元，则该控制单元通常会被设置在与计数产生器120同一块的电路板上，使得整个频率量测***100被整合在一模块上；然而，该运算装置130亦可为外部的计算机装置，量测模块仅提供各个数据值，所有的计算由该计算机装置来处理。

进一步地，为了更加降低误差，亦可对所产生的参考信号Fb进行预先的高精度量测，亦即，为了避免基频产生器及倍频器实际上产生的频率与给予的标示值不同而发生的误差，可利用分辨率高于参考信号Fb频率的高精密计频仪来预先对模块上产生的参考信号Fb进行量测，并以此量测值作为一默认值直接储存于运算装置130中。如此使得每一次的量测中，参考信号Fb的频率值都会使用该默认值，而不会选用基频产生器及倍频器于规格上所标示的参数。

综合上述，本发明的频率量测方法及***利用快速且精准的多相位处理方式消除了量测误差，并随着相位移信号的产生数量倍增量测准确度，以本发明的实施例来说是将误差缩小的8倍(对应8个相位移信号)，并基于同步性的触发来达到全自动程控的目的，以及达到较小电路占用面积的功效。

本发明在上文中已以较佳实施例揭露，然而本领域技术人员应理解的是，该实施例仅用于描绘本发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，凡是与该实施例等效的变化与置换，均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (12)

1.一种频率量测方法，用于量测一待测信号，其特征在于，该方法包含：

提供一参考信号；

基于该参考信号产生具相同频率的多个相位移信号，这些相位移信号间间隔一固定相位；

设定一频率屏蔽，其起始于该待测信号的一第一触发状态，终止于该待测信号的另一个第一触发状态；

在该频率屏蔽的起始时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内，计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd1；

在该频率屏蔽的时间区间内，计数该参考信号发生的周期次数Nb；

在该频率屏蔽的时间区间内，计数该待测信号发生的周期次数Ni；

在该频率屏蔽的终止时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内，计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd2；及

依下式取得该待测信号Fi的频率值，

Fi＝{Ni/[Nb+(Nd/M)]}×Fb

其中，Fb为该参考信号的频率，Nd＝(Nd1-Nd2)，M为这些相位移信号的个数，M≥2。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一触发状态为上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该第二触发状态为上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该频率屏蔽包含的该待测信号发生的周期次数Ni值为Ni≥2。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所产生的这些相位移信号的个数为4个或8个。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包含：将该参考信号的频率Fb取代为一默认值。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该固定相位的值为360/(M-1)。

8.一种频率量测***，用于量测一待测信号，其特征在于，该***包含：

一待测信号输入端，用于接收该待测信号；

一计数产生器，连接该待测信号输入端以接收该待测信号，以及用于产生频率为Fb的一参考信号，并基于该参考信号产生具相同频率且彼此互相间隔一固定相位的M个相位移信号，以及用于产生起始于该待测信号的一第一触发状态且终止于该待测信号的另一个第一触发状态的一频率屏蔽，以及用于在该频率屏蔽的起始时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd1，以及用于在该频率屏蔽的时间区间内计数该参考信号发生第一触发状态的次数Nb，以及用于在该频率屏蔽的时间区间内计数该待测信号发生第一触发状态的次数Ni，以及用于在该频率屏蔽的终止时序点至该参考信号发生第一触发状态的时间区间内计数这些相位移信号发生第二触发状态的次数Nd2，以及用于输出这些计数数值Fb、M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2；及

一运算装置，连接该计数产生器，用于接收这些计数数值并依下式进行运算以取得该待测信号Fi的频率值，

Fi＝{Ni/[Nb+(Nd/M)]}×Fb

其中，Nd＝(Nd1-Nd2)，M≥2。

9.如权利要求8所述的***，其特征在于，该计数产生器包含：

一基频产生单元，用于产生一基频信号；

一倍频单元，连接该基频产生单元，用于将该基频信号倍频为该参考信号；及

一可编程门阵列，其连接该待测信号输入端以接收该待测信号，以及连接该倍频单元以接收该参考信号，以及用于产生这些计数数值M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2并输出这些计数数值Fb、M、Nb、Ni、Nd1、及Nd2。

10.如权利要求9所述的***，其特征在于，该运算装置用于将该计数数值Fb取代为一默认值。

11.如权利要求8所述的***，其特征在于，该运算装置为一控制单元及一计算机装置的二者中的其中之一。

12.如权利要求8所述的***，其特征在于，

该第一触发状态为上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一；该第二触发状态为上缘触发状态及下缘触发状态的二者中的其中之一。

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