CN102844981B - 放大器电路和无线通信装置 - Google Patents

Abstract

在包络追踪方案的放大器电路1中提供了：定时调整单元（1B），具有用于相对于输入对输出进行延迟的时间进行调整的有限数目的调整值，并且能够通过从调整值中进行选择来对到达放大器（100）的输入信号和电源电压之间的时间差进行调整；测试信号输出单元（108），能够以预定的周期重复发送出测试信号作为输入信号；以及调整值确定单元（109），在测试信号的每k（任意自然数）个周期将定时调整单元（1B）的调整值改变为不同值的同时，依次测量来自放大器（100）的m（小于或等于k的任意自然数）个周期中的输出功率，搜索m个周期中输出功率的总和（或平均值）最大的调整值，并且在定时调整单元（1B）上设定该调整值。

Description

放大器电路和无线通信装置

技术领域

本发明主要涉及一种在无线电通信装置中用来对信号功率进行放大的放大器电路。

背景技术

例如，在用于移动电话的基站中安装的无线电通信装置中，使用高功率放大器(HPA)。对于这样的放大器而言，为了提高其功率效率，提出了一种包络追踪方案(也被称作功率调制方案或偏移调制方案)，其使用要输入的RF信号的包络对电源电压(漏极电压)进行调制(例如，参见非专利文献1和2)。在该方案中，由于放大器的电源电压依据RF信号的包络而动态变化，所以当RF信号的振幅小时，放大器的操作功率受到抑制。结果，功率效率有所提高。

在诸如以上所描述的包络追踪方案的放大器中，通过RF信号以及通过RF信号的包络调制的电源电压彼此同步到达放大器并且其间没有定时迁移是很重要的。所述定时迁移主要是由电气长度的差异所导致的。因此，考虑电气长度进行电路设计以便抑制所述迁移。

然而，在实践中，变化在逐个产品的基础上以更多分钟的水平发生并且发生定时迁移。因此，无法获得所预期的功率效率提高，并且放大器的输入-输出特性出现失真。同时，为了消除这样的定时迁移，首先要考虑测量当前存在多大迁移。然而，执行这样的测量本身就并不容易。

引用列表

非专利文献

非专利文献1：Donald F.Kimball等,“High-EfficiencyEnvelope-Tracking W-CDMA Base-Station Amplifier Using GaN HFETs”,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,Vol.54,No.11,2006年11月

非专利文献2：Feipeng Wang等人,“Design of Wide-BandEnvelope-Tracking Power Amplifiers for OFDM Applications”,IEEETransactions on Microwave Theory and Techniques,Vol.53,No.4,2005年4月

发明内容

鉴于这样的常规问题，本发明的目标是提供一种放大器电路，该放大器电路能够通过采用包络追踪方案来轻易在提供至所使用放大器的输入信号和电源电压之间实现同步。

(1)本发明的放大器电路包括：放大器，所述放大器对输入信号的功率进行放大；功率调制单元，所述功率调制单元向所述放大器提供电源电压，基于所述输入信号来调制所述电源电压；定时调整单元，该定时调整单元具有用于相对于输入对输出进行延迟的时间进行调整的有限数目的调整值，并且能够通过从所述调整值中进行选择来对每一个都到达放大器的输入信号和电源电压之间的时间差进行调整；测试信号输出单元，该测试信号输出单元能够以预定的周期重复地发送出预定测试信号用作输入信号；以及调整值确定单元，当k是任何自然数并且m是满足m≤k的任何自然数时，该调整值确定单元在测试信号的每k个周期将定时调整单元的调整值改变为不同值的同时，依次测量来自放大器的m个(多个)周期中的输出功率，所述调整值确定单元搜索m个(多个)周期中的输出功率的总和或平均值为最大值的调整值，以由此在定时调整单元上设定该调整值。

在以上述方式进行配置的放大器电路中，不是测量到达放大器的输入信号和电源电压之间的时间差，即，定时迁移，而是查看定时迁移和m个(多个)周期内来自放大器的输出功率之间的关系，搜索输出功率的总和或平均值为最大值的调整值，并且在定时调整单元上设定调整值。相应地，估算定时偏移。此外，通过重复发出预定测试信号，能够将m个(多个)周期内的输出功率的总和或平均值准确地相互进行比较。

(2)在根据以上所描述的(1)的放大器电路中，所述测试信号优选地具有用于除了测试之外的正常操作的输入信号相同的频带。

在这种情况下，能够适当确保基于测试信号的定时调整的准确度以及调整的便利性。如果对于正常操作来说测试信号的频带比输入信号的频带宽，则准确度提高但是调整变难。相反，如果频带更窄，则调整变得容易但准确度下降。

(3)在根据以上所描述的(1)或(2)的放大器电路中，提供了一种失真补偿单元，该失真补偿单元具有对输入信号添加反向失真特性的功能，该反向失真特性用于消除放大器针对输入信号的输入-输出；并且所述测试信号输出单元可以在所述失真补偿单元的功能在放大器电路的初始设定时被临时停止的状态下发送出所述测试信号。

在这种情况下，(a)在允许所述失真补偿单元进行操作之前，首先进行定时调整以适当设定所述调整值的初始值，以及(b)在正常操作时，所述放大器的输入-输出特性的失真可以通过所述失真补偿单元所进行的处理去除。当试图执行处理(b)而不执行处理(a)时，需要长时间来找出适当的失真补偿特性。然而，通过首先执行处理(a)，适当设定了定时调整的初始值，并且因此在处理(b)中能够迅速执行适当的失真补偿。

(4)在根据以上所描述的(1)至(3)中任一个的放大器电路中，所述调整值确定单元优选地包括能够存储m个(多个)周期中的输出功率的存储单元。

在这种情况下，无论在k周期信号的哪一点开始获取都能够获得m个周期的确切输出功率。因此，无需在对m个(多个)周期进行监视(计数)的同时进行获取。

(5)在根据以上所描述的(1)至(4)中任何一个的放大器电路中，所述测试信号优选地在一个周期中仅包括不以相同方式进行重复的信号。

在这种情况下，相同的波形不在一个周期中进行重复。对于测试信号的一个周期而言，应当识别在一个周期长度(持续时间)上的信号并且无需识别一个周期的开始和结束点。因此，这意味着不必在测试信号输出单元和调整值确定单元之间实现同步。所以，定时调整处理是容易的。

此外，没有机会出现获得最大功率的调整值的多个候选，并且因此容易搜索获得最大功率的调整值。

注意，除了仅包括不以相同方式进行重复的信号之外，当在测试信号的一个周期中的一点出现峰值时，输出信号关于定时迁移出现明显变化，并且因此能够更为准确地进行调整。

(6)同时，本发明的无线电通信装置具有安装于其上的如以上所描述的(1)的放大器电路。

这样的无线电通信装置能够通过在放大器电路中采用包络追踪方案而容易地在提供至所使用放大器的输入信号和电源电压之间实现同步。因此，能够提高所述无线电通信装置的功率效率。

附图说明

图1是示出根据本发明实施例的放大器电路的电路框图。

图2是示出输入功率和输出功率之间的关系的条件1的图形。

图3是示出输入功率和输出功率之间的关系的条件2的图形。

图4是示出输入功率和输出功率之间的关系的条件3的图形。

图5是示出输入功率和输出功率之间的关系的条件5的图形。

图6是示出输入功率和输出功率之间的关系的条件(1+3+6)的图形。

图7是示出定时调整处理示例的流程图。

图8是无线电通信***的配置图示例，所述无线电通信***具有无线电基站的无线电通信装置；以及用作终端装置的无线电通信装置。

具体实施方式

《无线电通信装置》

以下将参考附图对本发明的实施例进行描述。

图8是无线电通信***的配置图的示例，所述无线电通信***具有无线电基站的无线电通信装置ST；以及用作终端装置的无线电通信装置T1、T2和T3。无线电通信装置ST包括用于传送无线电信号的发射器S；用于接收无线电信号的接收器R；以及用于执行处理以便传送和接收信号的处理单元P。无线电装置T1至T3还基本上具有相同的内部配置。

发射器S用于传送线性调制信号并且具有对线性调制信号进行放大的放大器电路1。接收器R用于接收线性调制信号并且具有用于接收并放大线性调制信号的放大器电路1。由于放大器电路1的基本配置对于发射器S和接收器R是相同的，所以以下将作为代表性示例对发射器S的放大器电路1进行描述。

《放大器电路》

图1是示出根据本发明实施例的放大器电路1的电路框图。由功率调制单元1A基于输入信号(数字信号)所调制的电源电压(此后称作漏极电压)被提供至放大器(HPA)100。功率调制单元1A包括检测输入信号以提取包络信号的检测单元101；用于调整从输入延迟输出的时间的定时调整单元103；对所述包络信号执行功率-电压转换的电压-功率转换单元102；以及最终执行D/A转换并且向放大器100提供漏极电压的电压控制单元104。

另一方面，在输入信号提供作为栅极信号向上提供至放大器100的路径中，提供有用于调整从输入延迟输出的时间的定时调整单元106；用于对放大器100的失真特性执行补偿的失真补偿单元(DPD：数字预失真器)105；以及DA转换器107。失真补偿单元105监视往来于放大器100的输入和输出信号(省略了用于失真补偿的输出监视电路的描述)并且从所述输入和输出信号掌握放大器100的输入-输出特性。然后，失真补偿单元105向输入信号添加与失真输入-输出特性反向的特性并且由此消除放大器100中的失真。

以上所描述的两个定时调整单元103和106例如均为构成FIR滤波器的数字滤波器，并且能够通过在不改变振幅的情况下适当进行相位调整而以预定时间显示信号的处理。存在所准备的多个值，它们可以被选择作为定时调整的调整值，并且栅极一侧的定时调整单元106的调整值d1可以被设定为(α+1)个值当中的0至α(α为整数)的任何一个。漏极一侧的定时调整单元103的调整值d2可以被设定为(β+1)个值当中的0至β(β为整数)的任何一个。例如，α和β的值由诸如127和255的(2的幂-1)所表示。

换句话说，定时调整单元103和106具有用于调整从输入延迟输出的时间的有限数目的调整值，并且能够通过选择调整值d1和d2来调整用作输入信号的栅极信号和到达放大器100的漏极电压之间的时间差。

注意，定时调整单元可以基本上仅提供在栅极和漏极侧之一上，但是作为实现更为精确的调整的示例，在本实施例中，实现到达放大器100的栅极信号和漏极电压之间的同步的定时调整单元1B由提供在放大器100的栅极和漏极两侧上的两个定时调整单元103和106进行配置。

从放大器100输出的功率由定向耦合器111所检测并且通过A/D转换器112提供至调整值确定单元109。调整值确定单元109其中具有存储单元(存储器)110并且能够依次存储关于从放大器100输出的功率的数据。调整值确定单元109具有关于要选择的调整值d1和d2对两个定时调整单元103和106进行指令的功能。

测试信号输出单元108能够向输入信号的电路发出预定测试信号。然而，注意，测试信号在正常操作之前的初始设定(在执行通信之前的早期操作阶段)作为伪输入信号发送出去。测试信号输出单元108通过来自调整值确定单元109的指令将测试信号发送出去。此外，调整值确定单元109能够指令失真补偿单元105是否执行失真补偿操作。

测试信号以预定周期重复发出。所述测试信号具有与用于与测试不同的正常操作的输入信号相同的频带。相应地，能够适当确保基于测试信号的定时调整的准确度以及调整的便利性。如果测试信号的频带比输入信号的频带宽，则准确度提高但是调整变难。相反，如果频带更窄，则调整变得容易但准确度下降。

此外，在一个周期中，测试信号仅包括不以相同方式进行重复的信号，并且因此相同的波形在一个周期中并不重复。在这种情况下，对于测试信号的一个周期，应当识别一个周期长度(持续时间)上的信号并且无需识别一个周期的开始和结束点。因此，无需在测试信号输出单元108和调整值确定单元109之间实现同步。所以，定时调整处理是简单的。注意，优选地，除了仅包括不以相同方式进行重复的信号之外，在测试信号的一个周期中的一点出现峰值。在这种情况下，输出信号关于定时迁移出现明显变化，并且因此能够更为准确地进行调整。

以上所描述的测试信号是数字信号并且由[x₀,x₁,...,x_n-1]进行表示。例如，(n-1)为8191(＝2¹³-1)。

在以上描述的放大器电路1的组件中，放大器100以及电压控制单元104、D/A转换器107、A/D转换器112和定向耦合器111之外的对放大器100周围的模拟信号进行处理的那些组件是数字电路元件并且例如能够由DSB通过软件进行配置。所述数字电路元件指示存在功能元件并且因此每个元件不一定为单独且独立的元件。

在以以上所描述的方式进行配置的放大器电路1中，如果定时调整已经完成，则失真(预失真)由失真补偿单元105添加至输入信号。添加了失真的输入信号要利用在定时调整单元106上设定的调整值进行延迟处理。此后，输入信号被转换为模拟信号并且该模拟信号到达放大器作为栅极信号。另一方面，由检测单元101从输入信号获得的包络信号要利用在定时调整单元103上设定的调整值进行延迟处理。此后，包络信号被功率-电压转换单元102转换为电压信号并且该电压信号被电压控制单元104转换为模拟漏极电压，并且该漏极电压到达放大器100。通过对栅极信号和漏极电压达到彼此同步的定时进行定时调整，使得可以允许放大器100通过包络追踪方案进行操作。

《用作定时调整基础的理论》

接下来，将对定时调整进行详细描述。为了首先告知结论，在本实施例中，首先基于来自放大器100的输出在定时一致时，即在到达放大器100的栅极信号和漏极电压彼此同步时，达到其最大值的理论进行定时调整。首先，将对该理论进行描述。

当针对放大器100的输入功率为u，输出功率为P，漏极电压为V，并且放大特性为G时，P＝G(V,u)。作为具有放大特性G的具体特性，能够假设以下三种条件。图2至4是示出输入功率u和输出功率P之间的关系的图形。

[条件1]

参见图2，条件1为对于所有满足关系u_sat>u₁>u₂的“u”而言(u_sat是饱和区域，而u₁和u₂是非饱和区域)，输出功率满足关系G(V,u₁)>G(V,u₂)。换句话说，条件1是在非饱和区域中，输出功率根据输入功率的增大而单调增大。

[条件2]

接下来，参见图3，条件2为对于所有满足关系u>u_sat的“u”而言，输出功率满足关系G(V,u)＝G(V,u_sat)。换句话说，条件2是在饱和区域中，输出功率恒定。

[条件3]

此外，参见图4，条件3是存在至少一个满足关系G(V₁,u)≥G(V₂,u)的集合V₁≥V₂。换句话说，条件3是能够通过对漏极电压设定不同值而获得输出功率的不同特性。

[条件4]

条件4是放大器电路是通过包络追踪方案进行操作的放大器电路。在这种情况下，使用时间t，当针对放大器电路的输入信号为x[t]时，针对放大器100的输入信号由u(x[t])所表示。漏极电压由V(x[t])所表示。这里，为了简化，考虑当u[t]＝x[t]时，V[t]＝V(u[t])，针对放大器100的输入功率和漏极电压可以分别由u[t]和V(u[t])所表示。

同时，由功率-电压转换单元102根据针对以下条件5和6中所示出的转换函数的条件来执行功率-电压转换。图5是针对条件5示出输入功率u和输出功率P之间的关系的图形。

[条件5]

转换函数V的转换特性在于，转换函数是用作u的函数的V，其中图5所示的饱和操作点出现在放大器100的特性中。换句话说，使用这样的满足针对放大器100的条件2的转换函数V。

[条件6]

转换函数在于其要求单调性并且使用其中对于u₁>u₂而言V(u₁)≥V(u₂)的转换函数V。

图6是针对复杂条件示出输入功率u和输出功率P之间的关系的图形。参见图6，当以上所描述的条件1、3和6组合时，其中对于满足u₁>u₂的所有“u”而言G(V(u₁),u₁)>G(V(u₂),u₂)的关系是单调性的条件。

接下来，作为输入信号u(t)的测试信号是具有周期n·T_s的周期性信号，其在数字处理的每个采样周期T_s输出[x₀,x₁,…,x_n-1]。这里，对于u[t]和V(u[t])之间的定时迁移为Δt(0≤Δt<n·T_s)时从时间0至n·T_s的时间周期期间的输出功率总和P_sum(Δt)被加以考虑。

来自放大器100的与测试信号的一个周期相对应的输出功率总和P_sum(Δt)由以下等式(1)和(2)进行表示。

[等式1]

$P_{\mathrm{sum}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[t\left]\right)...\left(1\right)$

$=P_{\mathrm{even}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)+P_{\mathrm{Lower}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)+P_{\mathrm{Higher}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)...\left(2\right)$

其中

$P_{\mathrm{even}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n\&Element;N_1}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[t\left]\right)$

$P_{\mathrm{Lower}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n\&Element;N_2}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[t\left]\right)$

$P_{\mathrm{Higher}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n\&Element;N_3}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[t\left]\right)$

注意，以上所描述的N₁、N₂和N₃为以下集合：

N1：满足u[n·T_s+Δt]＝u[n·T_s]的集合

N2：满足u[n·T_s+Δt]<u[n·T_s]的集合

N3：满足u[n·T_s+Δt]>u[n·T_s]的集合

以上所描述的P_even(Δt)可以如下表示。注意，为了使用反证法证明从放大器100所输出的功率在Δt＝0为最大值，在以下描述中，计算Δt不为零的情形的功率。

[等式2]

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{even}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n\&Element;N_1}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[n\&CenterDot;T_s\left]\right)\\ =\underset{n\&Element;N_1}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)\end{array}$

此外，以上所描述的P_Lower(Δt)能够通过条件2如下表示。

[等式3]

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{Lower}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n\&Element;N_2}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[n\&CenterDot;T_s\left]\right)\\ =\underset{n\&Element;N_2}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)\end{array}$

此外，以上所描述的P_Higher(Δt)能够通过条件1如下表示。

[等式4]

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{Higher}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)=\underset{n\&Element;N_3}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[n\&CenterDot;T_s\left]\right)\\ =\underset{n\&Element;N_3}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[n\&CenterDot;T_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)\end{array}$

P_sum(Δt)使用以上所描述的P_even(Δt)、P_Lower(Δt)和P_Higher(Δt)如下表示。

[等式5]

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{sum}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)+P_{\mathrm{even}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)+P_{\mathrm{Lower}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)+P_{\mathrm{Higher}}\left(\mathrm{\&Delta;t}\right)\\ <\underset{n\&Element;N_1}{\mathrm{\&Sigma;}}G{(V\left(u\right[n{T}_s+\mathrm{\&Delta;t}),u[n{T}_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)}^{+}\\ \underset{n\&Element;N_2}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[n{T}_s+\mathrm{\&Delta;t}),u[{\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)+\\ \underset{n\&Element;N_3}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[{\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[{\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)\\ \underset{n\&Element;\{N1,N2,N3\}}{\mathrm{\&Sigma;}}G(V\left(u\right[{\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right),u[{\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\&Delta;t}\left]\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}G\left(V\left(u\right[{\mathrm{nT}}_s],u[{\mathrm{nT}}_s\left]\right)\right)\\ =P_{\mathrm{sum}}\left(0\right)\end{array}$

从以上能够看出，如果Δt不为零，则P_sum(Δt)永远小于P_sum(0),并且在Δt＝0时获得P_sum(0)，即输入信号u和漏极电压V彼此同步并且因此其定时彼此一致。

《定时调整的示例》

接下来，将对图1的放大器电路1中所进行的定时调整的示例进行描述。图7是示出定时调整处理的示例的流程图。定时调整在放大器电路1的初始设定时进行，即在正常操作之前进行。该处理的对象主要是图1的调整值确定单元109和测试信号输出单元108。

在图7中，首先，调整值确定单元109重置定时调整单元106和103的调整值d1和d2(步骤S1)。因此，例如，调整值d1和d2都被设定为0。此外，此时，为了失真补偿单元105不进行操作，调整值确定单元109临时停止失真补偿单元105的功能。处于临时停止状态的失真补偿单元105输出这样的输入。然后，调整值确定单元109允许测试信号输出单元108发送出与一个周期相对应的多个测试信号，如对于k个(多个)周期的[x₀,x₁,…,x_n-1](步骤S2)。这里，k是任何自然数。

测试信号由定时调整单元106利用调整值d1＝0进行调整，并且被转换为模拟信号，并且然后该模拟信号作为栅极信号被输入到放大器100。另一方面，所述测试信号的包络信号由定时调整单元103利用调整值d2＝0进行调整，并且被转换为电压信号，并且然后该电压信号从电压控制单元104作为漏极电压提供至放大器100。来自放大器100的输出功率由定向耦合器111进行检测并且由A/D转换器112转换为数字值，并且然后该数字值被输入至调整值确定单元109。

当调整值确定单元109在存储单元110中存储m个(多个)周期的输出功率(原始波形)时，调整值确定单元109计算输出功率的总和(P_sum)并且将其与m个(多个)周期的输出功率分离地存储在调整值确定单元109中(步骤S3)。这里，m是满足m≤k的任何自然数。注意，无论在k周期信号的哪一点开始获取，能够存储m个(多个)周期的输出功率的存储单元110都能够针对m个(多个)周期确切地获得输出功率。换句话说，其优势在于无需在对m个(多个)周期进行监视(计数)的同时进行获取。

然后，调整值确定单元109确定是否已经针对调整值d1对0至α进行了尝试(步骤S4)。这里，确定为“否”并且因此调整值确定单元109选择下一个调整值d1＝1(步骤S5)。然后，调整值确定单元109再次允许测试信号输出单元108在k个(多个)周期内发出测试信号(步骤S2)，并且存储(覆写)m个(多个)周期的输出功率。然后，同样，调整值确定单元109计算并存储输出功率的总和(P_sum)(步骤S3)。

注意，在时间方面，在通过执行步骤S2发出测试信号后流逝了充分时间之后(信号通过D/A转换器107、放大器100和A/D转换器112到达存储单元110所需要的时间)执行步骤S3，并且此后，执行步骤S4→S5或者步骤S4→S6。

当一直重复这样的处理直至调整值d1＝α时，调整值确定单元109从关于总和P_sum的α个数据单元中搜索总和P_sum为最大功率的调整值d1(步骤S6)并且将d1设定为该值(步骤S7)。

注意，在每次计算m个(多个)周期的输出功率时，可以获得平均值而不是总和。

注意，如以上所描述的，在一个周期中，测试信号仅包括不以相同方式进行重复的信号，并且因此相同的波形也不重复。因此，对于在其获得最大功率的调整值d1而言没有机会出现多个候选，并且因此易于搜索获得最大功率的调整值d1(对于以后将要描述的d2也可同样如此)。具体地，如果相同波形在一个周期中以时间差Δτ进行重复，则例如在调整值为0时以及在调整值为Δτ时获得相同的输出功率。因此，对于获得最大功率的调整值而言有机会出现多个候选。此外，除了仅包括不以相同方式进行重复的信号之外，优选的是峰值在测试信号的一个周期的一个点出现。在这种情况下，关于定时迁移明显地出现输出信号变化，并且因此能够更为准确地进行调整。

然后，为了利用固定为以上所描述值的d1接下来搜索d2，调整值确定单元110允许测试信号输出单元108发送出与一个周期相对应的多个测试信号，如对于k个(多个)周期的[x₀,x₁,…,x_n-1](步骤S8)。此外，调整值确定单元109在存储单元110中存储m个(多个)周期的输出功率(原始波形)，并且然后计算输出功率的总和(P_sum)并且将其与m个(多个)周期的输出功率分离地存储在调整值确定单元109中(步骤S9)。

随后，调整值确定单元109确定是否已经针对调整值d2尝试了0至β(步骤S10)。这里，该确定为“否”并且因此调整值确定单元109选择下一个调整值d2＝1(步骤S11)。然后，调整值确定单元109再次允许测试信号输出单元108在k个(多个)周期内发送出测试信号(步骤S8)，并且存储(覆写)针对m个(多个)周期的输出功率。然后，同样，调整值确定单元109计算并存储输出功率的总和(P_sum)(步骤S9)。

注意，在时间方面，在通过执行步骤S8发出测试信号后流逝了充分时间之后(信号通过D/A转换器107、放大器100和A/D转换器112到达存储单元110所需要的时间)执行步骤S9，并且此后，执行步骤S10→S11或者步骤S10→S12。

当一直重复这样的处理直至调整值d2＝β时，调整值确定单元109从关于总和P_sum的β个数据单元当中搜索总和P_sum为最大功率的调整值d2(步骤S6)并且将d2设定为该值(步骤S7)。

注意，在每次计算m个(多个)周期的输出功率时，可以获得平均值而不是总和。

在该流程图中的处理中，相对通过两个调整值d1和d2所获得的调整值的数目，即组合的数目，为α×β，并且这也是测试信号以m个周期的单位发送出去的次数。

通过诸如以上所描述的定时调整，搜索来自放大器100的输出功的总和(或平均值)针对测试信号的m个(多个)周期为最大值的调整值d1和d2，并且分别在定时调整单元106和103上进行设定。这样，在本实施例的放大器电路1中，不是测量到达放大器100的输入信号和电源电压之间的时间差，即定时偏移，查看定时偏移和来自放大器100的m个(多个)周期的输出功率之间的关系，搜索输出功率的总和(或平均值)为最大值的调整值，并且所述调整值在定时调整单元1B上进行设定。因此，消除了定时偏移。

因此，通过采用包络追踪方案，能够轻易实现提供至所使用的放大器100的输入信号和电源电压之间的同步。此外，通过重复发出预定测试信号，可以将m个(多个)周期的输出功率的每个总和(或平均值)准确地相互进行比较。

此外，由于通过在放大器电路1中采用包络追踪方案，使用以上所描述的放大器电路1的无线电通信装置(ST和T1至T3/图8)能够轻易实现提供至使用的放大器100的输入信号和电源电压之间的同步，所以能够提高无线电通信装置的功率效率。

当完成以上所描述的定时调整时，放大器电路1能够开始正常操作。在开始正常操作之后，由失真补偿单元105所进行的DPD处理与包络追踪一起执行。以这种方式，放大器电路1能够：(a)在允许失真补偿单元105进行操作之前，首先进行定时调整以适当设定调整值的初始值，以及(b)在正常操作时，放大器100的输入-输出特性的失真可以被失真补偿单元105所进行的DPD处理去除。当试图执行处理(b)而不执行处理(a)时，需要长时间来找出适当的失真补偿特性。然而，通过首先执行处理(a)，适当设定了定时调整的初始值，并且因此在处理(b)中能够迅速执行适当的失真补偿。

《其它》

注意，虽然以上所描述的定时调整在正常操作的初始设定时进行，但是也可能通过在任何有必要的时候临时停止正常操作而在开始正常操作之后进行定时调整。

还要注意，虽然在以上所描述的定时调整示例中，描述了以从0到最大值的升序来选择调整值d1和d2，但是这仅是一个示例；它们可以以降序进行选择，或者另外，它们可以从具体值开始进而依次增大或减小值而进行选择。

注意，提供定时调整单元103和106的位置并不局限于图1所示的那些位置。例如，定时调整单元103可以提供在功率-电压转换单元102和电压控制单元104之间，并且定时调整单元106可以提供在失真补偿单元105和D/A转换器107之间。

注意，这里所公开的实施例应当被认为在所有方面是说明性而并非限制性的。本发明的范围由所附权利要求来指示并且意在包括落入权利要求等同形式的含义和范围之内的所有变化。

工业实用性

根据本发明的放大器电路或者使用该放大器电路的无线电通信装置，通过采用包络追踪方案，能够轻易在提供至放大器的输入信号和电源电压之间实现同步。

Claims (6)

1.一种放大器电路，包括：

放大器，所述放大器通过包络追踪方案对输入信号的功率进行放大；

功率调制单元，所述功率调制单元向所述放大器提供电源电压，基于所述输入信号来调制所述电源电压；

定时调整单元，所述定时调整单元具有用于相对于输入对输出进行延迟的时间进行调整的有限数目的调整值，并且能够通过从所述调整值中进行选择来对每一个都到达所述放大器的所述输入信号和所述电源电压之间的时间差进行调整；

测试信号输出单元，所述测试信号输出单元能够以预定周期重复地发送出预定测试信号作为所述输入信号；以及

调整值确定单元，当k是任何自然数并且m是满足m≤k的任何自然数时，所述调整值确定单元在所述测试信号的每k个周期将所述定时调整单元的调整值改变为不同值的同时，依次测量来自所述放大器的m个周期中的输出功率，所述调整值确定单元搜索所述m个周期中的输出功率的总和或平均值最大的调整值，以由此在所述定时调整单元上设定所述调整值。

2.根据权利要求1所述的放大器电路，其中，所述测试信号具有与用于除了测试之外的正常操作的输入信号相同的频带。

3.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中，

提供了一种失真补偿单元，所述失真补偿单元具有对输入信号添加反向失真特性的功能，所述反向失真特性用于消除所述放大器的输入-输出失真特性；并且

所述测试信号输出单元在所述失真补偿单元的所述功能在所述放大器电路的初始设定时被临时停止的状态下发送出所述测试信号。

4.根据权利要求1所述的放大器电路，其中，所述调整值确定单元包括能够存储所述m个周期中的输出功率的存储单元。

5.根据权利要求1所述的放大器电路，其中，所述测试信号在一个周期中仅包括不以相同方式进行重复的信号。

6.一种安装了放大器电路的无线通信装置，其中，所述放大器电路包括：

放大器，所述放大器通过包络追踪方案对输入信号的功率进行放大；

功率调制单元，所述功率调制单元向所述放大器提供电源电压，基于所述输入信号来调制所述电源电压；

定时调整单元，所述定时调整单元具有用于相对于输入对输出进行延迟的时间进行调整的有限数目的调整值，并且能够通过从所述调整值中进行选择来对每一个都到达所述放大器的所述输入信号和所述电源电压之间的时间差进行调整；

测试信号输出单元，所述测试信号输出单元能够以预定周期重复地发送出预定测试信号作为所述输入信号；以及

调整值确定单元，当k是任何自然数并且m是满足m≤k的任何自然数时，所述调整值确定单元在所述测试信号的每k个周期将所述定时调整单元的调整值改变为不同值的同时，依次测量来自所述放大器的m个周期中的输出功率，所述调整值确定单元搜索所述m个周期中的输出功率的总和或平均值最大的调整值，以由此在所述定时调整单元上设定所述调整值。