CN102781139B

CN102781139B - 用于点亮固态光源的点亮装置和使用该点亮装置的照明设备

Info

Publication number: CN102781139B
Application number: CN201210147336.1A
Authority: CN
Inventors: 渡边浩士; 水川宏光
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2011-05-12
Filing date: 2012-05-11
Publication date: 2014-09-03
Anticipated expiration: 2032-05-11
Also published as: JP5834236B2; CN102781139A; EP2523532B1; US20120286686A1; JP2012238755A; US8716949B2; EP2523532A3; EP2523532A2

Abstract

一种用于点亮固态光源的点亮装置，包括：DC功率电路单元，用于使用开关元件对输入DC电源的功率进行转换并且使电流流经固态光源；以及控制单元，用于控制执行其中以第一高频接通/关断所述开关元件的第一开关控制，以及其中以第二频率间歇停止所述开关元件的接通/关断操作的第二开关控制，所述第二频率低于所述第一开关控制的所述第一频率。当流经所述固态光源的所述电流改变时，所述第二频率发生变化。

Description

用于点亮固态光源的点亮装置和使用该点亮装置的照明设备

技术领域

本发明涉及一种用于点亮诸如LED(发光二极管)的固态光源的点亮装置，以及一种使用所述点亮装置的照明设备。

背景技术

作为现有技术，日本专利申请公开No.2006-511078(JP2006-511078A)公开了一种用于LED照明模块的电源组件，其通过组合低频PWM(脉宽调制)控制和高频PWM控制来执行调光控制。该装置包括用于向LED照明模块供应恒定电流的开光模式转换器，并且向开关模式转换器的控制开关提供由高频脉冲的低频突然组成的双PWM信号。通过在双PWM信号的低频分量发生变化时改变流经所述LED照明模块的平均电流，改变从所述LED照明模块输出的光的强度。

发明内容

在JP2006-511078A所公开的技术中，设置于DC电源和LED照明模块之间的开关模式转换器工作于连续模式(参见该文献中的图12)，使得在通过使用高频PWM控制来控制LED电流的大小的同时，通过使用低频PWM控制来控制LED照明模块的LED电流的持续时间。此外，用于将预定频率的锯齿波电压与参考电压进行比较的PWM比较器被用来生成PWM信号，使得用于高频PWM控制和低频PWM控制的两种频率都被固定。

与此同时，设置于DC电源和LED照明模块的开关模式转换器工作于具有高效率的过零模式，通过高频PWM控制中的脉宽控制来改变高振荡频率，如图2A至2C所示。也就是说，当峰值电流为高时，高振荡频率变得更低，而当峰值电流为低时，高振荡频率变得更高。

例如，如果根据峰值电流为低的情况将用于低频PWM控制的频率设置为更高，则包括在峰值电流为高时的突然接通时间段中的高频接通脉冲数量减少，并且调光分辨率恶化。

相反地，如果根据峰值电流为高的情况将用于低频PWM控制的频率设置为更低，则存在当峰值电流为低时电流空闲时间段不必要地变长，从而使得闪烁变得可见。

考虑到上述情况，本发明提供了一种用于点亮固态光源的点亮装置，所述点亮装置适当控制开关频率，从而在确保高照度水平中的突然调光分辨率的同时降低在低照度水平中发生的闪烁。

根据本发明的一方面，提供一种用于点亮固态光源的点亮装置，包括：DC功率电路单元，用于使用开关元件来转换输入DC电源的功率并且使电流流经固态光源；以及控制单元，用于执行其中以第一频率来接通/关断开关元件的第一开关控制以及以第二频率间歇停止所述开关元件的接通/关断操作的第二开关控制，所述第二频率低于所述第一开关控制的所述第一频率。

当改变流经所述固态光源的电流时，所述第二频率发生变化。

当所述第一频率变得更高时，所述控制单元可以增大所述第二频率。

当流经所述固态光源的电流小于预定值时，所述控制单元可以将所述第一频率控制为几乎恒定。

当流经所述固态光源的电流小于预定值时，所述控制单元可以将所述第一开关控制中的所述开关元件的接通时间段控制为几乎恒定。

当流经所述固态光源的电流小于预定值时，所述控制单元可以在所述第一频率变得更高时增大所述第二频率，而当流经所述固态光源的电流等于或大于所述预定值时，所述控制单元可以将所述第二频率控制为几乎恒定。

所述DC功率电路单元优选被配置为使得电感器串联连接至所述开关元件，并且通过使用所述电感器的充电电流或放电电流中的两者或者任一个而使电流流经所述固态光源，并且通过所述第一开关控制来控制所述开关元件，使得所述电感器的所述充电电流和放电电流处于过零操作或者处于接近于所述过零操作的不连续操作。

所述DC功率电路单元可以具有并联连接至所述固态光源的电容性阻抗，并且优选将所述第二频率设置成使得流经所述固态光源的电流形成连续波形。

在这里，所述形成连续波形包括其中如下情况：通过(最大电流-最小电流)/平均电流限定的电流变化率等于或小于特定值(例如，等于或等于1)。

所述点亮装置还可以包括用于对所述第二频率的控制信号进行平滑的电容器，其中基于电容器的电压来设置所述第一频率。

根据本发明的另一方面，提供一种包括上述点亮装置的照明设备。

根据本发明，由于流经所述固态光源的电流的改变引起所述第二开关控制的频率发生变化，所以即使流经所述固态光源的电流较小光的闪烁也不可见。此外，通过所述第二开关控制可控的高频脉冲的数量过度减小的情况能够得到避免，从而可以确保调光分辨率。

附图说明

从下面结合附图给出的实施例描述中，本发明的目的和特征将变得显而易见，在所述附图中：

图1是根据本发明第一实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图2A至2C示出了根据第一实施例的操作的波形示意图；

图3是示出了根据本发明第一实施例的操作的示意图；

图4是根据本发明第二实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图5是根据本发明第二实施例的操作的波形示意图；

图6是示出了根据本发明第二实施例的操作的示意图；

图7是根据本发明第三实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图8是示出了根据本发明第三实施例的操作的示意图；

图9是根据本发明第四实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图10是示出了根据本发明第四实施例的操作的示意图；

图11是根据本发明第五实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图12是根据本发明第六实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图13是示出了应用于本发明第六实施例或第七实施例中的计时器电路的内部配置的电路示意图；

图14是根据本发明第七实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图；

图15示出了本发明的第七实施例的操作的波形示意图；

图16A至16D是示出了用于本发明的DC功率电路单元的配置的示例的电路示意图。

具体实施方式

在下文中，将参考形成本发明一部分的附图来描述根据本发明的实施例。

(实施例1)

图1是根据本发明第一实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。所述点亮装置包括输入DC电源Vdc、DC功率电路单元1和电流控制单元2。所述点亮装置配置照明设备。DC功率电路单元1连接至输入DC电源Vdc。DC功率电路单元1包括恢复二极管D1、电感器L1、开关元件Q1以及电流检测单元4。DC功率电路单元1是切换功率供应电路，其用于通过使用开关元件Q1对输入DC电源的功率进行转换并且将DC电流供应至诸如LED(或OLED(有机发光二极管))的固态光源3。其中降压斩波电路(降压转换器)被用作DC功率电路单元1。

降压斩波电路的配置是公知的，并且配置降压斩波电路使得电感器L1、开关元件Q1和电流检测单元4构成的串联电路经由固态光源3连接在输入DC电源Vdc的阳极和阴极之间，并且恢复二极管D1并联连接至固态光源3和电感器L1构成的串联电路以形成闭合电路。

降压斩波电路的操作也是公知的，并且配置降压斩波电路使得当开关元件Q1接通时，逐渐增大的电流沿着输入DC电源Vdc的阳极→固态光源3→电感器L1→开关元件Q1→电流检测单元4→输入DC电源Vdc的阴极构成的路径流动，然后能量存储在电感器L1中。当开关元件Q1关断时，由于电感器L1中感应的电压，逐渐减小的电流沿着电感器L1→恢复二极管D1→固态光源3→电感器L1形成的路径流动，然后释放电感器L1中的能量。

其中在完成从电感器L1释放能量之前接通开关元件Q1的操作被称为连续模式，其中在完成从电感器L1释放能量的时刻接通开关元件Q1的操作被称为临界模式，并且其中在完成从电感器L1释放能量开始经历一空闲时间段之后接通开关元件的操作被称为不连续模式。本发明可以使用上述任一模式，但是具有更高功率转换效率的模式是临界模式。所述临界模式有时候还被称为过零模式或边界模式。

通过包括第一开关控制单元2a和第二开关控制单元2b的电流控制单元2，以高的频率来接通或关断开关元件Q1。当开关元件Q1处于接通状态时，流经开关元件Q1的逐渐增大的电流通过电流检测单元4进行检测。将电流检测单元4检测到的电流值(电流检测值)与通过电流控制单元2设置的预定阈值进行比较。当电流检测值达到所述预定阈值时，开关元件Q1关断。因此，流经开关元件Q1的电流的峰值被设置成所述预定阈值。

图2A至2C示出了通过开关元件Q1的接通/关断操作而流经电感器L1的电流的波形。在流经电感器L1的电流逐渐增大的时间段期间，电流与流经开关元件Q1的电流相等。与此同时，在流经电感器L1的电流逐渐减小的时间段期间，电流与流经恢复二极管D1的电流相等。在本实施例中，流经电感器L1的电流被例示为上述临界模式中的电流，但是所述模式可以是连续模式或不连续模式中的任一种。

图2A示出了通过电流控制单元2设置的预定阈值Ip1为高的情况，图2B示出了预定阈值Ip2为相对较低的情况，并且图2C示出了预定阈值Ip3进一步更低的情况。根据从调光器5提供至电流控制单元2的调光信号来确定通过电流控制单元2设置的所述预定阈值Ip1、Ip2、Ip3。

图2A至2C中示出的时间段t1、t2、t3示出了从电流控制单元2向开关元件Q1输出高频接通/关断信号的突然接通时间段。在这里，所述“突然接通时间段”指的是其中允许开关元件Q1的高频接通/关断操作的时间段。在所述突然接通时间段期间，开关元件Q1被偏置(激活)，并且在剩余时间段期间，开关元件Q1未被偏置(去激活)。根据从调光器5提供至电流控制单元2的调光信号，通过电流控制单元2来设置突然接通时间段。

图2A至2C分别代表其中开关元件Q1的突然接通时间段t1为长的情况、突然接通时间段t2相对较短的情况以及突然接通时间段t3更短的情况。

以预定的频率(例如，几百Hz到几kHz)重复突然接通操作。重复的频率被设置成低于DC功率电路单元1中的开关元件Q1的高频接通/关断操作(几十kHz)。

图2A至2C中的T1、T2、T3代表重复突然接通操作的周期。在这里，T1>T2>T3，并且满足t1/T1>t2/T2>t3/T3。

电流控制单元2读取从调光器5提供的调光信号，并且在设置其中允许开关元件Q1的高频接通/关断操作的突然接通时间段t1到t3的同时，设置流经开关元件Q1的电流的峰值Ip1到Ip3，如图2A至2C所示。当电流的峰值Ip1至Ip3受第一开关控制单元2a控制并且突然接通时间段t1到t3受第二开关控制单元2b控制时，能够利用组合控制在宽范围中实现稳定的调光操作。

例如，当调光比为高(亮)时，流经开关元件Q1的电流的峰值Ip1被设置为高，而突然接通时间段的比率(t1/T1)被设置为大，如图2A所示。此外，当调光比为低(暗)时，流经开关元件Q1的电流的峰值Ip3被设置为低，而突然接通时间段的比率(t3/T3)被设置为小，如图2C所示。通过这种方式，能够通过组合和应用第一和第二开关控制单元2a和2b在大范围中执行调光。

此外，当峰值电流Ip3为低时，如图2C所示，由于人眼的特性，所以闪烁很容易被观察到。然而，由于突然接通周期T3被缩短并且电感器L1的电流的空闲时间段(T3-t3)减小，所以流经固态光源3的电流的空闲时间段也缩短，从而使得闪烁难以被观察到。

此外，如图2A所示，当峰值电流Ip1为高时，突然接通周期T1变长，使得能够增大包括在一个周期中的高频脉冲的数量，从而改善调光分辨率。

图3示出了突然接通操作的频率和从调光器5提供的调光信号之间的关系。图3(a)代表根据调光信号的调光比(电流)，其示出了流经固态光源3的平均电流。该示例示出了随着来自调光器5的调光信号增大，调光比减小。

在图3(b)至图3(e)示出的所有控制示例中，当调光比等于或大于预定值I1时，第二开关控制单元2b的频率(突然接通操作的频率)保持为几乎恒定(f1’)。此外，当调光比小于预定值I1时，第二开关控制单元2b的频率变得高于f1’。

在图3(b)的控制示例中，当调光比小于预定值I1时，第二开关控制单元2b的频率随着流经固态光源3的电流减小而连续增大。在图3(b)的控制示例的情况下，还优选I1＝100％。在这种情况下，第二开关控制单元2b的频率总是根据流经固态光源3的电流而改变。

在图3(c)的控制示例中，当调光比小于预定值I2时，第二开关控制单元2b的频率保持为几乎恒定(f2’)。此外，当调光比等于或大于I2并且小于I1时，第二开关控制单元2b的频率随着流经固态光源3的电流减小而连续增大。

在图3(d)和图3(e)的控制示例中，当调光比小于预定值I1时，第二开关控制单元2b的频率在多个阶段中增大。尽管所述频率在图3(d)中的两个阶段发生变化并且在图3(e)中的三个阶段中发生变化，但是用于改变的阶段数量并不限于此，并且可以使用等于或大于四个阶段的阶段数量。

在图3(d)的控制示例中，当调光比小于预定值I1时，第二开关控制单元2b的频率保持为几乎恒定(f2’)。

在图3(e)的控制示例中，当调光比小于预定值I2时，第二开关控制单元2b的频率保持为几乎恒定(f3’)。此外，当调光比等于或大于I2并且小于I1时，第二开关控制单元2b的频率保持为几乎恒定(f2’)。

另外，输入DC功率Vdc可以是通过对商业AC功率进行整流和平滑获得的DC电压。根据本发明实施例的点亮装置可以应用于具有家用或办公室使用的调光功能的照明设备。

(实施例2)

图4是根据本发明第二实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。电路的主要配置与图1的配置类似。在本实施例中，除了图2A至2C中示出的临界模式之外，电流控制单元甚至可以工作于图5中所示的不连续模式。电流控制单元包括：接通时间计时器22，用于设置图5中所示的接通时间；空闲时间计时器23，用于设置图5中所示的空闲时间；以及调光控制电路21，用于分配控制信号至计时器。调光控制电路21在响应于来自调光器的调光信号通知接通时间计时器22的接通时间和空闲时间计时器23的空闲时间的同时，向接通时间计时器22分配被要求用于以低频间歇停止接通时间计时器22的工作的突然接通/关断控制信号。

在下文中，其中以高频对开关元件Q1进行接通/关断控制的控制被称为“第一开关控制”，并且其中以低频对开关元件Q1进行间歇控制的控制被称为“第二开关控制”。

例如，当突然接通/关断控制信号处于高电平时，允许接通时间计时器22的运行。而当突然接通/关断控制信号处于低电平时，禁止接通时间计时器22的运行，并且开关元件Q1保持在关断状态。

当突然接通/关断控制信号处于高电平时，如果接通时间计时器22从空闲时间计时器23接收一接通触发，则输出具有与接通时间设置端子的命令电压对应的时间段的脉冲电压。该开关元件Q1响应于所述脉冲电压而接通或关断。

当通过接通时间计时器22来接通开关元件Q1时，逐渐增大的电流IQ1沿着输入DC电源Vdc的阳极→固态光源3→电感器L1→开关元件Q1→输入DC电源Vdc的阴极构成的路径流动，然后在电感器L1中存储能量。如果过去了预定的接通时间，并且开关元件Q1已经关断，逐渐减小的电流ID1沿着电感器L1→二极管D1→固态光源3→电感器L1构成的路径流动，并且释放电感器L1中存储的能量。

在连续释放电感器L1的能量的同时，在电感器L1的次级线圈n2中感应回扫电压。如果完成了从电感器L1释放能量，次级线圈n2的回扫电压消失。因此，检测到流经电感器L1的电流的过零。然后，空闲时间计时器23开始执行计数操作。如果完成预定空闲时间的计数操作，则向接通时间计时器22分配接通触发。

因此，如图5所示，流经电感器L1的电流重复振荡周期，所述振荡周期具有其间逐渐增大的电流IQ1流动的接通时间→其间逐渐减小的电流ID1流动的再生时间→其间没有电流流动的空闲时间，以作为单个设置。其间开关元件Q1关断的关断时间对应于图5的再生时间+空闲时间。当空闲时间为零时，进入图2A至2C中所示的临界模式。

图6是示出了本实施例的操作的示意图。在本实施例中，当调光比(电流)等于或大于预定值I1时，第一开关控制运行于临界模式(参见图2A至图2C)，而当调光比小于预定值I1时，第一开关控制通过固定开关元件Q1的接通时间段或通过使其几乎恒定而运行于不连续模式(参见图5)。

为了固定开关元件Q1的接通时间段，优选固定接通时间设置的命令电压，所述命令电压从调光控制电路21施加于接通时间计时器22。在下文中，在来自调光器的调光信号增大时，空闲时间计时器23的空闲时间从零开始逐渐增大。因此，由于图5中所示的振荡周期变长，所以调光比(电流)从I1减小到I2，如图6(a)所示，然后第一开关控制的频率变低，如图6(b)所示。由于这个原因，第二开关控制的频率(即，突然接通/关断频率)根据第一开关控制的频率而减小(参见图6(c))。

此外，相对于直到图6(a)中所示的调光比(电流)从100％减小预定值I1之前所执行的操作，第一开关控制运行于临界模式(即，图5中的空闲时间为零)，如上面参考图2A至2C所述。因此，在第一开关控制的频率(高频)从f1增大到f2时，第二开关控制的频率(低频)从f1’增大到f2’，如图6(b)和6(c)所示。因此，能够降低在调光比(电流)为高时产生的开关损耗，从而改善效率。在这里，在调光比为100％或小于I2时第一和第二开关控制的频率分别恒定或几乎恒定。

(实施例3)

图7是根据本发明第三实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。该电路的主要配置与图1的配置相同。在本实施例中，设置了振荡周期计时器24替代图4中的空闲时间计时器23。振荡周期计时器24定义了最短振荡周期，即，最高频率。

如图7所示，振荡周期计时器24监控接通时间计时器22的输出，然后在检测到来自接通时间计时器22的输出的上升沿时(即，开关元件Q1被接通的时刻)生成预定时间段的脉冲电压。该脉冲电压经由二极管D4输入至接通时间计时器22的触发端子。此外，从电感器L1的次级线圈n2输出的回扫电压经由二极管D3输入至触发端子。二极管D3和D4形成或电路，使得在来自电感器L1的次级线圈n2的回扫电压消失的时刻和来自振荡周期计时器24的脉冲电压下降的时刻之间的时刻来触发接通时间计时器22。

图8是示出了本实施例的操作的示意图。图7中的振荡周期计时器24生成对应于第一开关控制的最高频率f2的倒数的时间段的脉冲电压，如图8(b)所示。此外，调光控制电路21执行控制，使得如有需要突然接通/关断周期的接通比减小的倍数与随着来自调光器的调光信号增大时接通时间计时器22的接通时间缩短的倍数相同。

相对于直到图8(a)中所示的调光比(电流)从100％减小到预定值I1之前执行的操作，第一开关控制运行于临界模式，如参考图2A至2C所描述的。因此，随着第一开关控制的频率从f1增大到f2，第二开关控制的频率从f1’增大到f2’，如图8(b)和8(c)所示。因此，能够降低在调光比(电流)为高时产生的开关损耗，从而改善效率。

当图8(a)中所示的调光比小于预定值I1时，来自振荡周期计时器24的脉冲电压下降的时刻变得慢于来自电感器L1的次级线圈n2的回扫电压消失的时刻。因此，开关元件Q1的振荡周期是通过振荡周期计时器24确定的固定值。因此。当图8(a)中所示的调光比小于预定值I1时，第一开关控制的频率被固定于最高频率f2，如图8(b)中所示。

在下文中，如从图5中可以清楚地看出，当接通时间+再生时间变得短于最短振荡周期时，产生空闲时间，因此临界模式自动地改变为不连续模式。在这种情况下，由于开关元件Q1的接通时间缩短，所以关断时间变长。因此，随着来自调光器的调光信号的增大，调光比减小，如图8(a)中所示。

(实施例4)

图9是根据本发明第四实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。该电路的主要配置与图1中的配置相同。在本实施例中，设置了关断时间计时器25替代图4中的空闲时间计时器23。关断时间计时器25定义最短关断时间。

如图9所示，关断时间计时器25监控接通时间计时器22的输出，然后在检测到接通时间计时器22的输出的下降沿时(即，开关元件Q1关断的时刻)生成预定时间段的脉冲电压。该脉冲电压经由二极管D4输入至接通时间计时器22的触发端子。此外，来自电感器L1的次级线圈n2的回扫电压经由二极管D3输入至触发端子。二极管D3和D4形成或电路，使得在来自电感器L1的次级线圈n2的回扫电压消失的时刻和来自关断时间计时器25的脉冲电压下降的时刻之间的更慢时序触发接通时间计时器22。

图10是示出了本实施例的操作的示意图。图9中的关断时间计时器25在图10(b)中所示的第一开关控制的频率达到f2时生成对应于再生时间(参见图5)的时间段的脉冲电压。此外，控制调光控制电路21使得如有需要突然接通/关断周期的接通比减小的倍数与随着来自调光器的调光信号增大时接通时间计时器22的接通时间缩短的倍数相同。

其中图10(a)中所示的调光比从100％减小到预定值I1的操作对应于图2a至2C的描述。第一开关控制运行于临界模式，使得随着第一开关控制的频率从f1增大到f2，第二开关控制的频率从f1’增大到f2’，如图10(b)和10(c)所示。因此，能够降低在调光比(电流)为高时产生的开关损耗，从而改善效率。

在图10(a)中所示的调光比变为小于预定值I1时，来自关断时间计时器25的脉冲电压下降的时刻变得慢于来自电感器L1的次级线圈n2的回扫电压消失的时刻。因此，开关元件Q1的关断时间是通过关断时间计时器25确定的固定值。

因此，当图10(a)中所示的调光比小于预定值I1时，第一开关控制的频率几乎恒定(≒f2)。然而，如从图5中可以清楚地看出，即使关断时间恒定，减小了开关元件Q1的接通时间，使得一定程度上缩短了振荡周期。因此，如图10(a)中所示，随着来自调光器的调光信号增大，第一开关控制的频率逐渐增大。由于这个原因，第二开关控制的频率(即，突然接通/关断频率)根据第一开关控制的频率逐渐增大(例如，参见图10(c))。

此外，当再生时间变得短于最短的关断时间时，从图5中可以清楚地看出，产生空闲时间并且因此临界模式自动地转变为不连续模式。

(实施例5)

图11是根据本发明第五实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。在本实施例中，用于改善能量效率的通用IC20用于执行控制流经开关元件Q1的电流的峰值至预定阈值Ip1至Ip3的操作，如图2A至2C所示，并且用于实现临界模式中的上述控制。

作为这种功率因数校正的IC，STMicroelectronics(STME)制造的L6562通常是公知的。然而，在本实施例中，采用STME制造的L6564作为能够响应于外部信号选择是否执行功率因数校正(PFC)的IC，使得能够响应于外部信号来设置开关元件Q1的突然接通时间段t1至t3，如图2A至2C所示。

L6564是PFC-OK端子(管脚6)和VFF端子(管脚5)被添加至现有8-管脚L6562，并且其余管脚的布置对应于L6562的管脚的布置的IC。

在下文中，描述图11的电路配置，同时简要描述了L6564的各端子的功能。

管脚10是功率端子并且连接至控制电源电压Vcc。管脚8是接地端子并且连接至输入DC电源Vdc的阴极(电路接地)。

管脚9是栅极驱动端子并且连接至实现为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的开关元件Q1的栅极电极。

管脚7是过零检测端子，并且经由电阻器R2连接至电感器L1的次级线圈n2的一端。次级线圈n2的另一端接地。

管脚6是与L6552相比添加的PFC-OK端子。当该管脚的电压下降到0.23V以下时，IC关闭。为了重启所述IC，该管脚6必须被设置成高于0.27V的值。因此，管脚6可以用作远程接通/关断控制输入端。

管脚5是前向馈送端子，并且其在本实施例中并未被使用，然后管脚5经由电阻器R3连接至电路接地。

管脚4电流检测端子并且经由电阻器R4接收电流检测电阻器R1的电压，所述电流检测电阻器R1设置在实现为MOSFET的开关元件Q1的源极电极和电路接地之间。此外，该端子经由电阻器R9接收用于调光的偏置电压。

管脚3是包括在IC中的多路复用器的输入端，并且被设置为通过将控制电源电压Vcc除以电阻器R6和R7获得的预定电压。

管脚1是包括在IC中的误差放大器的反相输入端并且管脚2是误差放大器的输出端。作为误差放大器的反馈阻抗，电阻器R8和电容器C3构成的并联电路连接在管脚1和2之间。此外，通过将电容器C2的电压除以电阻器R10和R11获得的负反馈电压信号输入至管脚1。电感器L1的次级线圈n2感应的电压经由电阻器R12和二极管D2对电容器C2进行充电。当电容器C2的电压增大时，控制开关元件Q1处的接通脉冲的时间段变窄。

在开关元件Q1处于接通状态的情况下，如果流经电流检测电阻器R1的电流增大，则管脚4处检测到的电压增大。当管脚4处的电压达到预定阈值时，开关元件Q1关断。之后，在其中经由二极管D1释放电感器L1中的能量的期间，在电感器L1的次级线圈n2中感应电压。当通过二极管D1的再生电流完全流过时，次级线圈n2中感应的电压消失，并且管脚7处的电压下降。当检测到管脚7处的电压下降时，开关元件Q1再次接通。

电容器C4的DC电压经由电阻器R9覆盖管脚4。通过调光控制电路21的输出信号经由电阻器R5对电容器C4进行充电或使其放电。调光控制电路21的输出信号例如是方波电压信号，并且电容器C4中被充电的DC电压根据方波电压信号的高电平时间段和低电平时间段的比率而发生变化。也就是说，电容器C4和电阻器R5形成CR滤波电路(即，积分电路)。

当电容器C4中被充电的DC电压为高时，管脚4的电压变为高，因此流经开关元件Q1的电流表面上检测为增大。因此，流经开关元件Q1的电流的峰值减小，如图2C中所示。

当电容器C4中被充电的DC电压为低时，管脚4的电压变为低，因此流经开关元件Q1的电流表面上检测为减小。因此，流经开关元件Q1的电流的峰值增大，如图2A中所示。

通过这种方式，根据从调光控制电路21输出的方波电压信号的高电平时间段和低电平时间段的比率(接通/关断比)来调整电容器C4中被充电的DC电压的大小，因此使得能够调整流经开关元件Q1的电流的峰值。

调光控制电路21可以实现为例如用于调光的微型计算机。在这种情况下，优选指定单个2值输出端口，以向输出端子a输出方波电压信号。

此外，当微型计算机具有D/A转换输出端口作为输出端子，以替代2值输出端口时，能够省略具有电阻器R5和电容器C4的CR滤波电路。即使在这种情况下，当不省略CR滤波电路时，将来自D/A转换输出端口的模拟输出电压输入至CR滤波电路，并且在预定的负载处切换与一个灰度级相邻的DC电压，能够生成与D/A转换的原始灰度级更多的多个灰度级对应的DC电压。此外，与使用2值输出端口的情况相比，即使电阻器R5和电容器C4的时间常数很小，也能够减小电容器C4中被充电的DC电压的脉动分量，从而能够增强对响应的控制。

接下来，可以指定微型计算机的另一2值输出端口为输出端子b，以指定图2A至2C中示出的突然接通时间段t1至t3。在突然接通时间段期间可以输出的方波电压信号变为高电平(高于0.27V)，并且在其余时间段期间变为低电平(低于0.23V)。

从调光器5输入至调光控制电路21的调光信号的占空比(％)从0％到100％的范围内改变，并且占空比为5％或更小的调光信号表示完全接通状态，并且占空比为95％或更大的调光信号表示关断状态。这种调光信号已经广泛传播于逆变型荧光灯点亮装置领域。通常，频率为1kHz并且幅值为10V的方波电压信号用作调光信号。

根据读取占空比，调光控制单元读取从调光器5输出的调光信号的占空比(％)，并且改变从第一输出端子a输出的方波电压信号的占空比以及从第二输出端子b输出的方波电压信号的占空比。当调光控制电路21配置为微型计算机时，优选通过使用读取从调光器5输出的调光信号的占空比(％)获得的数字值，读取数据表作为地址，并且基于来自所述数据表的读取数据控制从调光控制电路21的端子a和b输出的方波电压信号的占空比。

就这一点而言，尽管已经假设和描述了其中频率为1kHz并且幅值为10V的方波电压信号用作从调光器5输出的调光信号的情况。但是调光信号并不限于此。例如，可以使用诸如DALI或DMX512之类的各种标准调光信号。或者，通过从电源线中使商用AC功率(50/60Hz)的相控电压的波形成形，可以提取100/120Hz的PWM(脉宽调制)信号作为调光信号。或者，调光器5可以是简单可变电阻器并且可以被配置成使得从调光控制电路21的A/D转换输入端口读取DC电压的调光信号。

尽管在本发明中已经描述了通过调光控制电路21的微型计算机实现低频PWM控制的示例，但是也能够使用在第六实施例中将描述的通用计时器电路来实现低频PWM控制。此外，还能够通过使用下面将在第七实施例中描述的通用PWM控制IC来实现低频PWM控制。

(实施例6)

图12是表示根据本发明第六实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。在本实施例中，通过使用通用计时器电路TM1和TM2及其***电路来实现第一和第二开关控制。

计时器电路TM1和TM2是公知的计时器IC(称为555)，均具有图13中所示的电路示意图的内部配置，并且可以配置有例如瑞萨电子公司(原来的NEC电子)的uPD5555或其第二版(uPD5556)，或其替代。计时器电路TM1和TM2的管脚1是接地端子并且其管脚8是电源端子。

管脚2是触发端子并且被配置成当该端子低于管脚5的电压的一半(通常电源电压Vcc的1/3)时，通过第一比较器CP1的输出来设置内部触发器FF，因此管脚3(输出端子)达到高电平并且管脚7(放电端子)达到开路状态。

管脚4是重置端子并且配置成当该端子进入低电平时，第一计时器TM1进入工作停止状态，并且管脚3(输出端子)被固定为低电平。第二计时器电路TM2能够一直工作，因为管脚4被固定在高电平。由于第一计时器电路TM1的管脚4连接至第二计时器电路TM2的管脚3(输出端子)。所以当其管脚4处于高电平时，允许第一计时器电路TM1工作，当管脚4处于低电平时禁止第一计时器电路TM1工作。

管脚5是控制端子，并且经由图13中所示的内部分泄电阻器(三个电阻器R构成的串联电路)供应有参考电压，所述参考电压通常为电源电压的2/3。在第一计时器电路TM1中，通过电容器C5稳定管脚5处的参考电压。在第二计时器电路TM2中，管脚5处的参考电压是可控的，使得其通过晶体管Tr5落在电源电压Vcc的2/3以下。

管脚6是阈值端子，并且被配置成当该端子变为高于管脚5处的电压(通常是电源电压Vcc的2/3)，通过第二比较器CP2的输出来重置内部触发器FF，然后管脚3(输出端子)达到低电平并且管脚7(放电端子)通过内部晶体管Tr短路至管脚1。

第一计时器电路TM1实现第一开关控制，从而以高频控制开关元件Q1的接通/关断操作。开关元件Q1的接通时间通过具有电阻器R14和电容器C6的接通时间计时器来限定，并且根据经由电阻器R15重叠的调光电压Vdim是可变的。此外，开关元件Q1的关断时间被限定为从电感器L1的次级线圈n2输出的回扫电压直到消失所花去的时间。此外，可以通过具有电阻器r和电容器C6的关断时间计时器来限定开关元件Q1的关断时间的最小值。

首先，将描述开关元件Q1的接通时间计时器。在本实施例中，省略图11中的电流检测电阻器R1，并且替代地在电感器L1中设置三次线圈n3。由于三次线圈n3的前端处的输出电压是时间积分的，等效流经开关元件Q1的电流被检测为电容器C6处的电压。

在下文中，将描述其原理。如果假设当开关元件Q1处于接通状态时，施加至电感器L1的电压是e1，并且流经开关元件Q1的电流是i，满足e1＝L1*(di/dt)。在这种情况下，在三次线圈n3中生成的电压变为e3＝(n3/n1)e1，假设电感器L1的初级线圈中的匝数为n1。如果电压相对于时间t积分，获得∫(e3)dt＝(n3/n1)L1*i+C。在这里，C是积分整数，并且在图2A至2C中示出的临界模式或图5的不连续模式中，流经开关元件Q1的电流i的初始值为零，因此获得积分整数C＝0。因此，当在三级线圈n3中生成的前端电压是时间积分时，可以读取流经开关元件Q1的电流i。

通过使用镜像积分器可以精确地获得时间积分，但是在这里出于简化目的通过具有电阻器R14和电容器C6的CR积分电路来执行。设置二极管D5以仅对三级线圈n3中生成的前端电压进行积分。

当开关元件Q1接通时，逐渐增大的电流沿着DC电源Vdc的阳极→电容器C1→电感器L1→开关元件Q1→DC电源Vdc的阴极构成的路径流动。在这种情况下，在三级线圈n3中生成与施加至电感器L1的电压成比例的电压e3。电容器C6经由二极管D5和电阻器R14而充电有电压e3。在这种情况下，由于计时器电路TM1的管脚7处于开路状态，所以不经由具有低阻抗的电阻器r发生放电。此外，经由二极管D4流经具有高阻抗的电阻器R13的电流不处于干涉电容器C6的电压的升高的水平。

通过计时器电路TM1的管脚6检测电容器C6的电压的升高，使得当检测到的电压高于管脚5处的参考电压(电源电压Vcc的2/3)时，管脚3达到低电平，并且开关元件Q1关断。在这种情况下，由于管脚7上的晶体管Tr导通，所以电容器C6经由低阻抗电容器r放电，并且重置电容器C6的时间积分值。

由于电容器C6的电压经由低阻抗电容器r放电，所以其相对迅速地下降。管脚2的电压是通过从管脚6的电压减去二极管D4的正向电压获得的电压。在管脚2的电压下降至电源电压Vcc的1/3时，电感器L1的次级线圈n2的回扫电压升高。管脚2的电压在回扫电压的生成期间保持在高于电源电压Vcc的1/3的水平。

当电感器L1的再生电流完全流过时，次级线圈n2的回扫电压消失。之后，管脚2处的电势经由电阻器R13下降至电路接地的水平。因此，管脚2上的第一比较器CP1的输出反向并且设置触发器FF，使得管脚3达到高电平并且开关元件Q1接通。此外，由于管脚7上的晶体管Tr截止，所以经由二极管D5和电阻器R14利用来自三级线圈n3的电压对经由低阻抗电阻器r短路至电路接地的电容器C6进行充电。当电容器C6的电压达到管脚5的电压时，通过管脚6上的第二比较器CP2重置触发器FF，然后管脚3达到低电平。结果，开关元件Q1关断。此外，由于管脚7上的晶体管Tr导通，所以电容器C6几乎立即经由低阻抗电阻器r放电。

接下来，重复相同操作，并且从第一计时器电路TM1的管脚3(输出端子)重复输出几十kHz的高频脉冲，根据流经开关元件Q1的电流达到预定峰值所花去的时间来确定高频脉冲的接通时间。根据电感器L1的再生电流完全流过所花去的时间来确定高频脉冲的关断时间。因此，流经电感器L1的电流经历过零操作(临界模式中)，如图2A至2C所示。

调光电压Vdim通过电阻器R15覆盖与电阻器R14一起形成接通时间计时器的电容器C6。当调光电压Vdim较高时，电容器C6的充电速度变得更快，因此，开关元件Q1的接通时间缩短。当调光电压Vdim较低时，电容器C6的充电速度变得更慢，因此开关元件Q1的接通时间变长。因此，随着调光电压Vdim增大，流经电感器L1的电流的峰值以图2A的峰值Ip1→图2B的峰值Ip2→图2C的峰值Ip3的形式减小。当调光电压Vdim恒定时，根据从电感器L1的三级线圈n3反馈的正向电压来确定接通时间段。

第二计时器电路TM2实现第二开关控制，从而以低频间断停止开关元件Q1的高频接通/关断操作。

第二计时器电路TM2以用于时间常数设置的电阻器R16和R17和电阻器C7附接至电路TM2的外部的方式用作无稳态多谐振动器。电容器C7的电压输入至管脚2(触发端子)以及管脚6(阈值端子)，然后与外部参考电压进行比较。

在功率供应的早期阶段，与管脚2(触发端子)的电压相比，电容器C7的电压低于参考电压(管脚5的电压的1/2)，使得管脚3(输出端子)达到高电平，并且管脚7(放电端子)达到开路状态。因此，电容器C7经由电阻器R16和R17而充电有电源电压Vcc。

与管脚6(阈值端子)的电压相比，当电容器C7的电压变得高于参考电压(管脚5的电压)时，管脚3(输出端子)达到低电平，并且管脚7(放电端子)短路至管脚1。因此，电容器C7经由电阻器R17放电。

与管脚2(触发端子)的电压相比，当电容器C7的电压变得低于参考电压(管脚5的电压的1/2)，管脚3(输出端子)达到高电平并且管脚7(放电端子)达到开路状态。因此，电容器C7经由电阻器R16和R17再次充电有电源电压Vcc。然后，重复相同操作。

电阻器R16和R17以及电容器C7的时间常数被设置成使得管脚3(输出端子)的振荡频率例如为大约1kHz的低频率。此外，调光电压Vdim经由电阻器R16覆盖电阻器R17和电容器C7的连接节点。

当调光电压Vdim较高时，电容器C7的充电速度变得更快，但是电容器C7的放电速度变得更慢，所以其中管脚3处于高电平的时间段缩短并且管脚3处于低电平的时间段变长。相反地，当调光电压Vdim较低时，电容器C7的充电速度变得更慢，但是电容器C7的充电速度变得更快，所以其中管脚3处于高电平的时间段变长，并且其中管脚3处于低电平的时间段缩短。因此，随着调光电压Vdim变得更高，减小了低频PWM控制的接通占空比(一个突然接通周期中突然接通时间段的比率)。

此外，当调光电压Vdim变得比齐纳二极管ZD1的齐纳电压和晶体管Tr5的基极-发射极电压的总和还高时，晶体管Tr5动作使得管脚5的电压减小。随着调光电压Vdim变得更高，管脚5的电压逐渐减小，因此计时器电路TM2的振荡频率增大。通过这种方式，随着向下调光，低频PWM控制的周期以图2A的周期T1→图2B的周期T2→图2C的周期T3的形式减小。

通过上述操作，随着调光电压Vdim增大，突然接通的占空比以图2A的t1/T1→图2B的t2/T2→图2C的t3/T3的形式减小并且控制峰值电流。因此，能够宽范围地进行调光。

此外，在图12中的电路示意图中，电容器C1(电容性阻抗)并联连接至固态光源3，并且第二开关控制的频率被设置成使得流经固态光源3的电流形成连续波形。在这里，所述形成连续波形包括其中通过(最大电流-最小电流)/平均电流定义的电流变化率等于或小于特定值(例如等于或小于1)的情况。

此外，如图2C中所示，当峰值电流Ip3为低时，突然接通周期T3减小。因此，电感器L1的电流的空闲时间段(T3-t3)减小。因此，即使平滑电容器C1的电容为小，能够减小流经固态光源3的电流的脉动分量，并且几乎观察不到闪烁。

例如，当峰值电流Ip1为高时，如图2A所示，使得突然接通周期T1更长，所以能够增大一个周期中包括的高频脉冲的数量，并且能够改善调光分辨率。

在本实施例中，与图11的电路相比，省略了电流检测电路R1，因此具有能够减小功率损耗的优点。此外，即使已经产生了功率变化或负载变化，当开关元件Q1接通时施加至电感器L1的电压发生变化，所以三级线圈n3的电压e3也发生变化，并且这种功率变化或负载变化能够被检测为电容器C6的电压的升高速度的改变，从而使得能够基本替代电流检测电阻器R1的功能。

(实施例7)

图14是示出了根据本发明第七实施例用于固态光源的点亮装置的电路示意图。在本实施例中，通过使用通用计时器电路TM实现用于高频率地接通/关断开关元件Q1的高频振荡电路。此外，通过PWM控制电路IC1来执行用于低频率地间歇停止高频振荡操作的控制以及用于以高频率地的接通时间段和关断时间段的控制。当执行计时器电路TM的操作时，PWM控制电路IC1将设置计时器电路TM的管脚4至高电平。

作为计时器电路TM，可以使用图13中示出的通用计时器IC(555)。计时器电路TM用作无稳态多谐振动器，并且被配置成使得当管脚2处的电压变得低于管脚5处的电压的一半时，内部触发器反相，管脚3变为高电平，并且管脚7变为开路状态，因此经由充电电阻器Rc和二极管D6对电容器C9进行充电。当施加至管脚6的电容器C9的充电电压变为高于管脚5处的电压时，内部触发器反相，管脚3(输出端子)变为低电平，并且管脚7(放电端子)被短路至管脚1。

因此，电容器C9经由放电电阻器Rd放电，电容器C9的充电电压下降。之后，当施加至管脚2的电容器C9的充电电压变为低于管脚5处的电压的一半时，内部触发器反相，管脚3变为高电平，并且管脚7变为开路状态，因此经由充电电阻器Rc和二极管D6对电容器C9进行充电。然后，重复相同的操作。

通过这种方式，计时器电路TM用作典型的无稳态多谐振动器。开关元件Q1的接通时间段是通过充电电容器Rc和电容器C9的时间常数和管脚5处的电压来确定的可变时间段。此外，开关元件Q1的关断时间段是通过放电电阻器Rd和电容器C9的时间常数和管脚5处的电压来确定的可变时间段。

因此，开关元件Q1基于计时器电路TM的管脚5的电压而被驱动至接通时间段和关断时间段。当管脚5的电压减小时，用于振动的电容器C9的电压的变化范围减小，使得接通时间段和关断时间段一起减小。然而，由于流经电阻器Rc的充电电流增大，而流经电阻器Rd的放电电流减小，接通时间段的下降率大于关断时间段的下降率。

这适于驱动具有几乎恒定负载电压的发光二极管的驱动。当以如下方式来设置接通时间段和关断时间段的比率时：当管脚5的电压最大化时，流经电感器L1的电流进入临近临界模式的不连续模式，如图15(a)所示，即使管脚5的电压改变，电流也能够一直运行于不连续模式。具体而言，优选设置电阻器Rc和Rd以及电容器C9的值，使得接通时间段比满足[接通时间段×(电源电压-负载电压)≒关断时间段×负载电压的临界条件中稍微减小。

通过以这种方式设置模式，当管脚5的电压减小时，开关元件Q1的接通时间段和关断时间段缩短，如图15(b)中所示，接通时间段的减小率大于关断时间段的减小率，因此流经电感器L1的电流的空闲时间段逐渐增大。

因此，通过使用PWM控制电路IC1减小计时器电路TM的管脚5处的电压，能够使得电流空闲时间更长，同时流经电感器L1的电流的峰值降低，如图15(b)所示，因此使得在突然接通时间段期间流经电感器L1的平均电流减小。

结合这种控制，通过使用PWM控制电路IC1，以低频率(例如，1kHz)将计时器电路TM的管脚4切换至高/低电平，因此改变突然接通时间段。因此，能够执行针对长时间段地流动高平均电流的状态和短时间段地流动低平均电流的状态，因此，能够在宽范围中实现可靠的调光。

作为PWM控制电路IC1，例如可以使用德州仪器的TL494或其等同物。该IC包括锯齿波振荡器OSC、比较器CP、误差放大器EA1和EA2、输出晶体管Tr1和Tr2、参考电压源等等。因此，该IC以通过外部分别附接至其管脚5和6的电阻器Rt和电容器Ct确定的频率发生振荡，并且基于管脚3的电压以脉宽生成PWM信号。振荡频率也可以是例如1kHz的低频率。管脚4是用于设置死时间的端子并且在本实施例中连接至接地。

本实施例的特征在于电阻器R20和晶体管Tr5的串联电路并联连接至外部附接的电阻器Rt，所述电阻器Rt限定了PWM控制电路IC1的振荡频率。当调光电压Vdim变得高于齐纳二极管ZD1的齐纳电压和晶体管Tr5的基极-发射极电压的总和时，电流流经晶体管Tr5，当电阻器Rt的阻抗降低时，操作也是如此。因此，当调光电压Vdim升高时，PWM控制电路IC1的振荡频率增大。

当省略齐纳二极管ZD1时，低频PWM控制的频率能够在调光电压Vdim的整个范围内改变。另一方面，当安装齐纳二极管ZD1时，执行控制使得如果流经固态光源3的电流等于或大于预定值，则低频PWM控制的频率保持恒定，并且使得当流经固态光源3的电流小于预定值时，低频PWM控制的频率随着高频PWM控制的频率的增大而增大。

连接至管脚1和2的误差放大器EA1以及连接至管脚15和16的误差放大器EA2是不相连的二极管(diode-or-connected)，并且误差放大器EA1和EA2之间输出较高的误差放大器AMP的输出是比较器CP的参考电压。在本实施例中，由于未使用第二误差放大器EA2，所以设置管脚15和16的电势，使得误差放大器EA2的输出是最低电势。

管脚13是用于选择单端操作和推挽(push-pull)操作的端子，并且在本实施例中管脚13连接至接地，以选择单端操作。在这种情况下，通过内部逻辑电路使得晶体管Tr1和Tr2的操作相同。

当连接至管脚11-10的晶体管Tr2处于导通状态时，计时器电路TM的管脚4变为低电平，使得停止计时器电路TM的高频振荡操作，并且开关元件Q1保持为关断状态。此外，当晶体管Tr2截止时，计时器电路TM的管脚4通过电阻器R23增大至控制电源Vcc的电势，然后初始化计时器电路TM的高频振荡操作。

当连接至管脚8-9的晶体管Tr1处于导通状态时，电容器C8中的电荷经由电阻器R24释放。此外，当晶体管Tr1处于截止状态时，利用通过包括在计时器电路TM中的分泄电阻器划分的输出电压对电容器C8进行充电。当以低频率导通/截止晶体管Tr1并且一个周期中的接通时间段的比率增大时，电容器C8的电压一定程度上减小。因此，开关元件Q1的接通时间段减小。

由于晶体管Tr1和Tr2中的每一个在一个周期中的接通时间段的比率通过接收由输出检测电路6检测到的输出进行反馈控制，所以连同开关元件Q1的突然接通时间段对开关元件Q1的接通时间段进行反馈控制。

反馈控制电路包括误差放大器EA1和外部附接的CR电路。利用电阻器R25和R26以及电容器C10形成的反馈阻抗连接在误差放大器EA1的反相输入端子和输出端子之间。通过电阻器R21和R22在管脚14上划分参考电压获得的恒定电压施加至误差放大器EA1的同相输入端子。改变误差放大器EA1的输出端子的电压，使得误差放大器EA1的反相输入端子和同相输入端子的电压彼此相同。将通过输出检测电路6检测到的电压Vdet经由第一输入电阻器R27输入至误差放大器EA1的反相输入端子，而调光电压Vdim经由第二输入电阻器R28输入至反相输入端子。

当调光电压Vdim增大时，误差放大器EA1的输出电压减小，并且晶体管Tr1和Tr2的导通时间段变长，因此其中停止开关元件Q1的接通/关断操作的时间段变长。此外，由于计时器电路TM的管脚5的参考电压减小，所以开关元件Q1的接通时间段缩短。相反地，当调光电压Vdim减小时，误差放大器EA1的输出电压增大，并且晶体管Tr1和Tr2的导通时间段缩短，使得其中停止开关元件Q1的接通/关断操作的时间段缩短。此外，由于计时器电路TM的管脚5的参考电压增大，所以开关元件Q1的接通时间段变长。

此外，即使在调光电压Vdim恒定时所检测的电压Vdet变化，执行反馈控制使得通过上述操作来抑制输出中的变化。也就是说，当所检测的电压Vdet增大时，其中停止开关元件Q1的接通/关断操作的时间段变长，而开关元件高频处的接通时间段缩短。相反地，当所检测的电压Vdet减小时，其中停止开关元件Q1的接通/关断操作的时间段缩短，而开关元件Q1高频处的接通时间段变长。因此，执行反馈控制，使得输出中的变化得到抑制，并且执行控制，使得获得与调光电压Vdim的大小相对应的检测电压Vdet。

接下来，将描述输出检测电路6。电流检测电阻器R31串联连接至固态光源3和包括分压电阻器R32和R34的串联电路的旁路电路，并且齐纳二极管ZD2并联连接至固态光源3。在旁路电路中，设置常数使得大于流经固态光源3的点亮电流的旁路电流接近调光下限流动。因此，接近调光下限的稳定调光点亮是可能的(例如，参见日本专利申请公开No.2011-65922)。

当流经固态光源3的点亮电流增大或减小时，电阻器R31的两端之间的电压增大或减小。此外，当施加至固态光源3的电压增大或减小时，电阻器R32两端之间的电压增大或减小。因此，当点亮电流或所施加固态光源3的电压增大或减小时，电阻器R31和R32的串联电路的两端之间的电压增大或减小。

由于通过从电阻器R31和R32的串联电路两端之间的电压减去晶体管Tr3的基极-发射极电压获得的电压被施加至电阻器R33，与电阻器R31和R32的串联电路两端之间的电压对应的基极电流流经晶体管Tr3。由于基于基极电流的集电极电流流经电阻器R35和R36的串联电路，所检测到的电压Vdet并入了点亮电流和所施加的固态光源3的电压二者的电压。

此外，当电阻器R31的值为零时，输出检测电路6用作电压检测电路。当电阻器R32的值为零时，输出检测电路6用作电流检测电路。此外，当正确设置电阻器R31和R32的值时，输出检测电路6用作以类似方式用于检测负载功率的电路。

与流经固态光源3的点亮电流和流经旁路电路的旁路电流的总和对应的电流流经电阻器R31。因此，即使流经固态光源3的点亮电流接近于零时，在电阻器R31中生成由流经旁路电路的旁路电流引起的电压(升压电压)，从而防止晶体管Tr3被截止。

此外，将齐纳二极管ZD2的齐纳电压设置成低于固态光源3能够被接通的电压。因此，当固态光源3接通时，必须在电阻器R32中生成电压，从而防止晶体管Tr3被截止。

通过这种方式，图14中的输出检测电路6使用流经旁路电路的旁路电流作为用于输出检测所要求的导通晶体管Tr3的基极-发射极二极管的偏置电流。因此，即使点亮电流或所施加的固态光源3的电压为低时，用于输出检测的晶体管Tr3被防止截止，并且被偏置成总是工作于有源区。

此外，还优选单独检测点亮电流和所施加的固态光源3的电压，并且在基于所施加的电压对第二误差放大器EA2执行反馈控制的同时基于点亮电流对第一误差EA1执行反馈控制。公知在高照度水平和中等照度水平之间执行前一种控制并且在低照度水平执行后一种控制是有利的(例如，参见日本专利申请公开No.2009-232623)。

在上面描述的本发明实施例中，LED被例示为固态光源3，但是并不限于此，并且可以例如是OLED(有机发光二极管)或半导体激光器。

尽管MOSFET被例示为开关元件Q1，所述开关元件Q1并不限于此并且例如可以是IGBT(绝缘栅极双极晶体管)等等。

在上述实施例中，已经描述了DC功率电路单元1作为升压斩波电路，其中开关元件Q1被设置在低电势侧，显然本发明能够应用于升压斩波电路的开关元件Q1被设置在高电势侧的情况，如图16A中所示。此外，还能够使用图16B至16D中所示的各种开关电源电路作为本发明的DC功率电路单元1。图16B、16C和16D分别示出了升压斩波电路1b、回扫转换器电路1c以及降压-升压斩波电路1d的示例。

尽管已经参考实施例示出和描述了本发明，但是本发明并不限于此。本领域技术人员应理解的是，在不偏离所附权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以对本发明作出各种修改和变型。

Claims

1.一种用于点亮固态光源的点亮装置，包括：

DC功率电路单元，用于使用开关元件对输入DC电源的功率进行转换并且使电流流经固态光源；以及

控制单元，用于执行其中以第一频率接通/关断所述开关元件的第一开关控制以及其中以第二频率间歇停止所述开关元件的接通/关断操作的第二开关控制，所述第二频率低于所述第一开关控制的所述第一频率，

其中当流经所述固态光源的所述电流改变时，所述第二频率发生变化。

2.根据权利要求1所述的点亮装置，其中当所述第一频率变得更高时，所述控制单元增大所述第二频率。

3.根据权利要求1或2所述的点亮装置，其中当流经所述固态光源的所述电流小于预定值时，所述控制单元控制所述第一频率为几乎恒定。

4.根据权利要求1或2所述的点亮装置，其中当流经所述固态光源的所述电流小于预定值时，所述控制单元控制所述第一开关控制中的所述开关元件的接通时间段为几乎恒定。

5.根据权利要求1或2所述的点亮装置，其中当流经所述固态光源的所述电流小于预定值时，所述控制单元在所述第一频率变得更高时增大所述第二频率，而当流经所述固态光源的所述电流等于或大于所述预定值时，所述控制单元控制所述第二频率为几乎恒定。

6.根据权利要求1或2所述的点亮装置，其中所述DC功率电路单元被配置成使得电感器串联连接至所述开关元件，通过使用所述电感器的充电电流或放电电流中的二者或任一个使所述电流流经所述固态光源，并且通过所述第一开关控制来控制所述开关元件，使得所述电感器的所述充电电流和放电电流处于过零操作或接近于所述过零操作的不连续操作。

7.根据权利要求1或2所述的点亮装置，其中所述DC功率电路单元包括并联连接至所述固态光源的电容性阻抗，并且所述第二频率被设置成使得流经所述固态光源的所述电流形成连续波形。

8.根据权利要求1或2所述的点亮装置，还包括用于对所述第二频率的控制信号进行平滑的电容器，其中基于所述电容器的电压对所述第一频率进行设置。

9.一种照明设备，包括根据权利要求1或2所述的点亮装置。