CN102752247A - 射频传输装置、无线通信装置及产生射频信号的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种射频传输装置、无线通信装置及产生射频信号的方法，其中射频传输装置包含：至少一数字信号处理模块，用以：接收一复合数字输入信号；连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作；同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率；以及输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符，来控制至少一数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号。使用本发明技术方案，能够降低产生该射频信号的装置的能量损耗。

Description

射频传输装置、无线通信装置及产生射频信号的方法
技术领域
本发明关于一种射频传输装置、无线通信装置及其相关方法，本发明可应用于(但并不局限于)用来产生一射频信号以于一射频接口上进行传输的方法及装置。
背景技术
深次微米互补式金氧半导体制程(deep sub-micron complementarymetal-oxide semiconductor process，deep sub-micron CMOS process)的优点促使数字电路(digital circuit)具有更小的尺寸以及更具功率效率(power efficiency)，然而，模拟电路(analog circuit)并没有因为深次微米互补式金氧半导体制程而缩小尺寸，因此，对于某些装置(例如，射频传输器(radio frequency transmitter，RF transmitter))来说，会希望尽可能藉由数字信号处理算法(digital signalprocessing algorithm)来移除模拟组件。
再者，现有的射频传输器会使用线性功率放大器(linear power amplifier，linear PA)，其中由于线性功率放大器的效率较低，故现有的射频传输器的功率效率通常会很低。相较来说，切换式功率放大器(switch-mode PA)具有相当高的效率，使得这种切换式功率放大器相当适合用来取代在射频传输器中现有的线性功率放大器。
因此，相当需要有可透过数字处理算法的辅助来使用切换式功率放大器以减少尺寸且提升功率效率的射频传输器，然而，切换式功率放大器一般会具有高度非线性的输入输出关系(non-linear input-output relationship)，此外，为了满足可允许多种无线标准(wireless standard)共存(co-existence)的需求，会需要有噪声整形的技术(noise shaping technique)。
数字极坐标传输器(digital polar transmitter)为现有的可利用切换式功率放大器且具有采用互补式金氧半导体制程技术的优点的一种传输器设计，因此，这种数字极坐标传输器得以达到高功率效率，并且仅需要使用小尺寸。然而，因为振幅调制信号(amplitude modulation signal，AM signal)及相位调制(phasemodulation signal，PM signal)信号于极坐标设计结构中固有的带宽延伸(bandwidth expansion)特性的缘故，上述这些传输器设计会有仅适用于窄频调制信号(narrowband modulated signal)的问题。
混成(hybrid)极坐标传输器设计采用二维(two-dimensional)(同相(in-phase)/正交(quadrature))调制以使宽带相位调制(wideband phasemodulation)得以实现，然而，这种混成极坐标传输器会同时受到振幅及相位量化噪声(amplitude and phase quantization noise)的干扰，因此，会需要进行相当程度的噪声整形处理。
基于同相/正交(in-phase/quadrature，IQ)射频数字模拟转换器(digital toanalogue convert，DAC)的传输器(其是将数字模拟转换器与混频器(mixer)加以合并)亦因具有合并至模拟(射频)域之中同相/正交射频数字模拟转换器的输出而广为所知，然而，这种传输器设计会需要线性功率放大器，以及直接进行同相/正交射频数字模拟转换操作相较于数字极坐标传输器设计来说，具有较低的功率效率。
另一现有的射频传输器设计采用适应性预失真处理(adaptive pre-distortion)于一反馈回路(feedback loop)，其中该反馈回路使用三角积分调变器(delta-sigmamodulator)以对功率放大器的非线性进行自动反转(automatic inversion)。这种设计既简单且允许使用低分辨率(low precision)的数字模拟转换器，然而，却仍然包含传统的设计架构，故功率放大器的效率不高。
可想而知，会越来越需要具有数字辅助/增强(digital assisted/intensive)的射频传输器，然而，由于射频频率的缘故，在射频传输器的前端电路(front end)所进行的数字信号处理会不同于在基频应用(baseband application)所进行的数字信号处理，因此，在射频传输器的前端电路所进行的数字信号处理通常会需要以高速与低功率损耗来执行，并仍可满足小电路尺寸的限制条件。由于数字算法会被电路速度所局限，故从实作的角度来说，找到简单又有效且有用的数字算法是相当困难的。在目前可取得的文献中，可找到关于操作于极高频率(clock frequency)的数字算法的讨论，例如载波频率(carrier frequency)的四倍，然而，这些频率实际上是无法作出来的。
因此，需要有一种改良式的射频传输器及其操作方法。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供用来产生一射频信号以于一射频接口上进行传输的方法及装置，以降低产生该射频信号的装置的能量损耗。
依据本发明的一第一层面/实施例，其揭示一种射频传输装置。该射频传输装置包含至少一数字信号处理模块。该至少一数字信号处理模块用以接收一复合数字输入信号、连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作、同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率，以及输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符来控制至少一数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号。举例来说，该至少一数字信号处理模块可连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一二维预失真操作。
依据本发明的一第二层面/实施例，其揭示一种无线通信装置。该无线通信装置包含至少一数字信号处理模块。该至少一数字信号处理模块用以接收一复合数字输入信号、连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作、同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率，以及输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符。该无线通信装置另包含至少一数字功率放大组件。该至少一数字功率放大组件用以接收同相的该第一数字控制字符及正交的该第二数字控制字符，其中同相的该第一数字控制字符及正交的该第二数字控制字符用以控制所接收的该复合数字输入信号的一射频信号的产生。
依据本发明的一第三层面/实施例，其揭示一种产生一射频信号以于一射频接口上进行传输的方法。该方法包含：接收一复合数字输入信号；连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作；同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率；以及输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符来控制至少一数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号。
上述射频传输装置、无线通信装置以及产生一射频信号以于一射频接口上进行传输的方法中，对于该复合数字输入信号所执行的至少一部份操作可进行于较低的电路处理速度，因而降低执行这些信号处理所需的能量损耗，以及简化需执行于较高处理速度的较精细粒度的操作(例如功率放大模块的数据输入传输率)所需要的算法。
附图说明
图1为本发明电子装置的一实施例的部分功能方块示意图。
图2为本发明一射频传输装置的一实施例的功能方块示意图。
图3为图2所示的射频传输装置的一数字信号处理模块的一实施例的功能方块示意图。
图4为本发明射频传输装置的另一实施例的功能方块示意图。
图5为图4所示的射频传输装置的一数字信号处理模块的一实施例的功能方块示意图。
图6为图4所示的射频传输装置的一数字信号处理模块的一实施例的功能方块示意图。
图7为本发明射频传输装置的又一实施例的功能方块示意图。
图8为图4所示的射频传输装置的一数字信号处理模块的一功能方块示意图。
图9为本发明产生一射频信号以于一射频接口上进行传输的方法的一实施例的流程图。
具体实施方式
本发明参照用于一无线通信手持装置(wireless telecommunicationhandset)的一射频传输装置为例来说明，且依据本发明所揭示的多个实施例而实行之，然而，本领域技术人员应了解本发明的概念并非用来局限于所揭示的实施例，其可使用在其他变化应用中。
首先请参阅图1，图1为本发明电子装置(electronic device)100的一实施例的部分功能方块图。在此实施例中，电子装置100为一无线通信手持装置，其包含一天线(antenna)102以及具有耦接至天线102的多个广为所知的射频收发组件(RF transceiver)或电路，更具体地说，天线102耦接至一双工滤波器(duplex filter)或一天线开关(antenna switch)104，其中双工滤波器或天线开关104提供接收器链(receiver chain)106与传输器链(transmitter chain)107之间所需的隔离。由于接收器链106一般会包含射频接收器电路以供接收操作、滤波操作以及中间频率(intermediate frequency)或基频(base-band)的转换操作。相反地，传输器链107一般会包含射频传输器电路以供调制操作及功率放大操作。一振荡器(oscillator)130用以提供接收器链106及传输器链107所需的多个振荡信号。
就完整性来说，电子装置100另包含一信号处理逻辑电路(signal processinglogic)108。信号处理逻辑电路108的一输出可提供至一合适的用户接口(userinterface，UI)110，举例来说，用户接口110可包含显示器(display)、键盘(keyboard)、麦克风(microphone)、扬声器(speaker)等等。信号处理逻辑电路108亦可耦接至一存储组件(memory element)116，其中存储组件116储存多个操作机制(例如，译码/编码(decoding/encoding)或相似的功能)，且可由多种技术(例如，随机存取存储器(random access memory，RAM)(易失性(volatile))、只读存储器(read only memory，ROM)(非易失性(non-volatile))、高速缓存(flash memory)，或上述或其他技术的任一组合来加以实现。定时器(timer)118一般耦接至信号处理逻辑电路108以控制电子装置100的操作时序(timing of operation)。
一般来说，此种无线通信手持装置(wireless telecommunicationhandset)的传输器链107包含用于接收一输入信号的一传输器电路(例如，信号处理逻辑电路108)，其中该输入信号包含要在射频接口(RF interface)上进行传输的信息。于此实施例中，传输器链107另用以经由天线开关104来输出包含要被传输的信息至天线102的一射频信号，因此，一般会需要传输器链107执行数字模拟转换操作(digital to analogue conversion)、混频操作(mixing)、噪声整形操作及将输入信号放大的操作以产生该射频信号输出。
请参阅图2，图2为本发明一射频传输装置(RF transmitter)200的一实施例的示意图，其中射频传输装置200可依据本发明的多个实施例来实现，举例来说，可用于图1所示的传输器链107之中。图2所示的射频传输装置200包含一数字信号处理模块(digital signal processing module)210，其中数字信号处理模块210用以接收包含要被传输至一射频接口上的一个或多个复合输入信号，举例来说，可经由图1所示的天线102来传输。于此实施例中，数字信号处理模块210用以自一数字基频组件(digital baseband component，DBB component)(例如，图1所示的信号处理逻辑电路108)接收一同相/正交输入信号，其中该同相/正交输入信号包含一第一(同相)信号成分(亦即，同相输入信号)222以及一第二(正交)信号成分(亦即，正交输入信号)224。数字信号处理模块210另用以执行将所接收的复合输入信号(complex input signal)222及224映射至一第一维度数位控制字符(first dimension digital control word)(例如，同相控制位(in-phase control word，IDPA_W)212)以及一第二维度数位控制字符(seconddimension digital control word)(例如，正交控制字符(quadrature control word，QDPA_W)214)的映射操作，以及将该第一及第二维度数位控制位输出至功率放大模块(例如，二维数字功率放大器(two-dimensional digital power amplifier，2D-DPA)230。
在此实施例中，功率放大模块230包含一第一(同相)切换式功率单元数组(array of switch-mode power cells)以及一第二(正交)切换式功率单元数组，稍后将于第5图详述。功率放大模块230用以接收数字信号处理模块210所输出的该多个数字控制字符，以及至少部份基于接收的该多个数字控制字符(同相或正交)来产生一射频信号以供于一射频接口(例如，经由天线102)上进行传输。
如此一来，射频传输装置200包含一基于复合信号的架构，举例来说，一基于同相/正交信号的架构，因此，相较于数字极坐标架构(因为振幅调制信号及相位调制信号于极坐标设计结构中固有的带宽延伸特性的缘故，其仅适用于窄频调制信号)来说，射频传输装置200同时适用于窄频与宽带调制输入信号。再者，这种基于同相/正交信号的架构可免去执行复合算法(例如，数字极坐标架构通常会需要的坐标旋转数字计算机算法(coordinate rotation digital computeralgorithm，CORDIC algorithm))，此外，射频传输装置200亦经功率放大模块230来延伸数字域(digital domain)，因而使尺寸可调性及数字组件的效率高于传统射频架构(具有线性功率放大器)许多。另外，图2所示的射频传输装置具有利用切换式功率单元的高效率的优点。
切换式功率单元一般来说会呈现高度非线性(non-linearity)的输入输出关系，特别是当输出功率很高的时候，因此，数字信号处理模块210用以执行将输入信号222及224(细节将详述于后)映射至数字控制字符212及214的(二维)非均匀映射操作(non-uniform mapping)，如此一来，对输入信号222及224所执行的二维非均匀映射操作可提供输入信号222及224的预失真，因而使切换式功率单元的非线性可被补偿，且仍位于数字域中。
在本发明实施例中，为了要保存位于二维数字预失真组件(two-dimensionaldigital pre-distortion component，2D-DPD)250的输出端的一特定频谱(spectrum)，会需要以高于所接收的复合输入信号的取样频率的一取样频率(sampling rate)(例如，该输入信号的取样频率的三倍的区域)来执行数字域失真操作(digitalpre-distortion)，因此，图2所示的射频传输装置200之中的数字信号处理模块210包含执行向上取样(up-sampling)及滤波处理的组件240，其中执行向上取样及滤波处理的组件240用以对所接收的复合输入信号222及224执行向上取样操作以增加其取样频率(例如，功率放大模块230的数据输入传输率(input datarate))。另外，于其他实施例中，输入至功率放大模块230的信号可包含「取样及保持」(sample and hold)的操作，因此，可于功率放大模块230的输出找到所谓的数字模拟转换器影像，其中数字模拟转换器影像于功率放大模块230的输出因取样频率而彼此保持距离。因此，对输入信号成分222及224执行向上取样操作可增加上述影像之间距。
图2所示的射频传输装置200之中的数字信号处理模块210另包含一数字预失真组件250，其中数字预失真组件250用以执行将(经向上取样的)输入信号242及244(亦即，信号I_u及Q_u)映射至(同相及正交)数字控制字符212及214的非均匀映射操作。
举例来说，如图3所示，数字信号处理模块210可包含数字预失真组件250，其中数字预失真组件250用以接收所接收的该复合数字输入信号之中经向上取样的同相及正交信号成分242及244，于一预失真设定信息(pre-distortion profileinformation)350之中辨识最接近所接收的该复合数字输入信号的一预定向量，以及将所辨识的该预定向量映射至要被输出的一数字控制字符集(set of digitalcontrol words)。于一实作范例中，预失真设定信息350可至少部份基于功率放大模块230的输入/输出关系，更具体地说，预失真设定信息350可至少部份基于功率放大模块230的多个切换式功率组件的输入/输出关系，如此一来，可应用预失真操作至可补偿功率放大模块特性(更具体地说，非线性切换式功率单元特性)的(经向上取样的)同相及正交信号成分242及244。有帮助的是，利用预定及/或所映射的设定信息的向量数据可使不同数据依据不同的数字功率放大模块的特定特性来提供，因此，数字信号处理模块可用于不同的传输装置应用之中。
以图2及图3为例，其中数字预失真处理组件250用于一前馈路径(feed-forward path)(相对于反馈路径(feedback path))，因此，数字预失真处理组件250可直接补偿功率放大模块230的非线性以供每一输入取样之用。这种取样对取样(sample-by-sample)的数字预失真操作会比在反馈路径中对多个输入取样取平均值的数字预失真操作更为准确及灵敏。
如图3所示，利用对所接收的复合输入信号222及224执行向上取样操作以增加其取样频率至功率放大模块230的数据输入传输率，可提供一共同频率信号310予数字预失真处理组件250及功率放大模块230。
因此，于图2所示的实施例，数字信号处理模块210用以接收复合(IQ)数字输入信号222及224、对所接收的信号执行向上取样及非均匀映射操作至数字控制字符212及214以应用预失真操作来补偿功率放大模块230的非线性特性，以及将数字控制字符212及214输出至功率放大模块230，其中数字控制字符212及214用来驱动功率放大模块230以输出代表经向上取样的复合(IQ)数字输入信号222及224的一模拟射频信号，更具体地说，用来将经向上取样的复合(IQ)输入信号242及244映射至数字控制字符212及214的预失真处理设定信息350可至少部份基于功率放大模块230的多个切换式功率组件数组的输入/输出关系，以适应性(adaptively)地补偿该多个切换式功率组件数组的非线性特性，因此，数字信号处理模块210可于射频传输装置200的一前馈路径内提供二维(IQ)数字预失真处理功能。
为了得到过取样(over-sampling)的优点，需要将数字信号处理模块210运作在够高的处理速度，然而，亦希望数字信号处理模块210具有尽可能低的功率损耗，故而从功率损耗的观点来看，高电路速度并不可行。因为数字算法会受限于可用的电路速度，所以为了达到高处理速度且将功率损耗降到最低，从实作的观点来看，会需要简单且有效的数字算法。
请参阅图4，图4为本发明射频传输装置的一实施例的简化功能方块示意图，其中射频传输装置400可用于图1所示的传输器链107之中。于此实施例中，射频传输装置400用于一集成电路(integrated circuit device)405之中。图4所示的射频传输装置400包含一个或多个数字信号处理模块(例如，数字信号处理模块410)。(至少一)数字信号处理模块410用以接收一复合(同相/正交)数字输入信号420、连续地以渐增精细粒度(progressively finer granularity)来对所接收的该复合数字输入信号420执行一预失真操作、同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号420的一取样频率，以及输出同相的一第一数字控制字符(in-phase digital control word，IDPA_W)412及正交的一第二数字控制字符(quadrature digital control word，QDPA_W)414来控制至少一数字功率放大组件(例如，数字功率放大模块230)产生代表所接收的该复合数字输入信号420的一射频信号。
如此一来，对于复合数字输入信号420所执行的至少一部份操作可以较低的电路处理速度被执行，因而降低执行这些信号处理所需的能量损耗，以及简化需执行于较高处理速度(例如功率放大模块230的数据输入传输率)的较精细粒度的操作所需要的算法。
举例来说，如图4所示，数字信号处理模块410可包含多个数字预失真组件。该多个数字预失真组件用以于所接收的该复合数字输入信号420的该取样频率逐渐增加的同时，连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号420执行该预失真操作，更具体地说(将详述于图5)，数字信号处理模块410可包含一第一数字预失真处理组件(是以全局二维数字预失真处理及映射组件(Global 2D-DPD and Mapper)表示)430。第一数字预失真处理组件430用以接收复合数字输入信号425及数字功率放大模块230的一二维预失真设定信息530，以及输出与所接收的该复合数字输入信号相关的数字功率放大组件230的预失真设定信息530的一子群组的至少一指示。
更具体地说，数字信号处理模块410用以接收包含同相的一第一信号成分422及正交的一第二信号成分424的一复合数字输入信号420，以及输出同相的一第一数字控制字符412及正交的一第二数字控制字符414控制数字功率放大模块230产生代表所接收的该复合数字输入信号420的一复合射频信号。图4所示的数字信号处理模块410包含一第一向上取样组件450，其中第一向上取样组件450用以对所接收的复合输入信号成份422及424执行一向上取样操作以增加数字输入信号425的取样频率，举例来说，自基频数据传输率(例如，20MHz的)增加至中频数据传输率(例如，100MHz)。第一数字预失真处理组件430用来接收经向上取样的数字输入信号成份425(其包含中频数据传输率)及预失真设定信息530(请参阅图5)、于预失真设定信息530之中辨识最接近所接收的该复合数字输入信号425的一预定向量，以及将所辨识的该预定向量映射至一数字控制字符集合(亦即，多个全局码字(gobal codeword))432及434来提供预失真设定信息530的一减小的子群组的一指示。于一些实施例中，预失真设定信息530可至少部分基于功率放大模块230的输入/输出关系，更具体地说，预失真设定信息530可至少部分基于功率放大模块230的该多个切换式功率放大单元数组的输入/输出关系，如此一来，可应用预失真操作至经向上取样的输入信号成分425，其中经向上取样的输入信号成分425是以一第一粒度(粗糙的)来补偿功率放大模块的特性(更具体地说，切换式功率放大单元数组的非线性特性)。
数字信号处理模块410另包含至少一下一级预失真处理组件(one furtherpre-distortion component)。该下一级预失真处理组件用以接收具有大于一前一级预失真处理组件(preceding pre-distortion component)的取样频率的该复合数字输入信号，以及由该前一级预失真处理组件所输出的该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一子群组(sub-set)的至少一指示；以及输出与所接收的该复合数字输入信号相关的该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一减小的子群组(reduced sub-set)的至少一指示。对下一级预失真处理组件来说，上一级预失真处理组件的输出是下一级预失真处理组件的全局码字，也就是说，下一级预失真处理组件是在上一级预失真处理组件所找到的预失真设定信息的子群组的范围内确定一个相对减小的子群组。
更具体地说，图4所示的数字信号处理模块410另包含一进一步向上取样组件455，其中向上取样组件455用以对所接收的数字输入信号425(例如，第5图所示的信号I_b及Q_b)执行一向上取样操作，以将其取样频率自中频数据传输率(例如，100MHz)再增加至功率放大模块230的数据输入传输率(例如，800MHz)。数字信号处理模块410另可包含一末级预失真处理组件(finalpre-distortion component)(以区域二维数字预失真处理及映射组件(local2D-DPD and Mapper)表示)440。末级预失真处理组件440用以接收进一步的经向上取样的数字输入信号(例如，第5图所示的信号I_u及Q_u)427以及指示出由第一预失真处理组件430所输出的预失真设定信息530的一减小的子群组的数字控制字符集432及434。末级预失真处理组件440另以数字控制字符412及414的格式来输出用于数字功率放大模块230的预失真设定信息的一减小的子群组的一指示，以控制数字功率放大模块230产生代表所接收的该复合数字输入信号420的一射频信号。
如此一来，藉由执行于每一向上取样级(up-sampled stage)的渐增预失真操作，数字输入信号420被渐增地向上取样，因此，于此实施例中，数字信号处理模块410以100MHz的中频数据传输率来对输入信号执行一第一级粗糙粒度预失真操作，以及以800MHz的功率放大器模块数据输入传输率来对输入信号执行一第二级较细粒度预失真操作。于一实作范例中，数字信号处理模块410另可包含一内插处理组件(interpolation component)(以L个码字的保持(或内插)操作(Hold(or Interp.)for L Codewords)表示)460。内插处理组件460耦接于多个彼此接续的预失真处理组件(亦即，430与440)之间，以一第一数据传输率来接收由一前一级预失真处理组件所输出的该预失真设定信息的一子群组的多个指示、执行由一前一级预失真处理组件所输出的该预失真设定信息的一子群组的该多个指示的一内插处理，以及以一渐增数据传输率来将该预失真设定信息的一子群组的多个内插处理指令输出至一接续的预失真处理组件。更具体地说，内插处理组件460以经向上取样的信号425的中频数据传输率(亦即，100MHz)来接收指示出由第一预失真处理组件430所输出的预失真设定信息530的一减小的子群组的数字控制字符集432及434，以及以功率放大模块230的已增加的数据传输率(亦即，800MHz)来输出用以提供该预失真设定信息的一子群组的多个内插指示的数字控制字符集(亦即，图5所示的字符c_I及c_Q)465。如此一来，该预失真设定信息的一子群组的多个内插指示会以与接收输入信号427相同的数据传输率(向上取样)来提供给第二(末级)预失真处理组件440。在一种实施方式中，预失真处理组件接收到经过内插处理的数字控制字符集之后，在经过内插处理的数字控制字符集所指示的子群组中，辨识最接近所接收的复合数字输入信号的一预定向量，以及将所辨识的该预定向量映射至同相及正交的多个数字控制字符，来提供该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一减小的子群组的至少一指示。
在图4所示的实施例中，为了易于了解，数字信号处理模块410包含一第一(全局)预失真处理组件430及一第二(区域)预失真处理组件440，用以于两级电路中执行向上取样操作及连续地对输入信号420执行预失真操作，然而，本领域技术人员应了解数字信号处理模块410可包含任何合适数量的迭接(cascaded)预失真处理组件。
举例来说，如图6所示，数字信号处理模块600为数字信号处理模块410的一设计变化，其可包含具有一第一向上取样级(包含一第一向上取样组件610)与一第一预失真处理级(包含一第一数字预失真处理组件615)的N级渐增架构(N-stage progressive architecture)。第一向上取样组件610用以对所接收的复合输入信号420执行一向上取样操作以将其取样频率自基频数据传输率(例如，20MHz)增加至信号612所具有的中频数据传输率(例如，100MHz)。第一数字预失真处理组件615以信号612的第一中频数据传输率来接收由第一向上取样组件610所输出的数字输入信号，以及接收数字功率放大模块230的预失真设定信息530，并输出与所接收的该复合数字输入信号相关的用来指示出数字功率放大模块230的预失真设定信息530的一子群组的数字控制字符集。
包含图6所示的N级渐增架构的数字信号处理模块600另可包含N-1下一级向上取样级与下一级预失真处理级，更具体地说，数字信号处理模块600包含具有三级向上取样与预失真处理的四级渐增架构。
一第二向上取样级与一第二预失真处理级包含一第二向上取样组件620及一第二预失真处理组件625。第二向上取样组件620用以对所接收的经向上取样的复合输入信号执行一再向上取样操作以将其取样频率自第一中频数据传输率(例如，100MHz)增加至信号622所具有的第二中频数据传输率(例如，200MHz)。第二数字预失真处理组件625以信号622的第二中频数据传输率来接收由第二向上取样组件620所输出的数字输入信号，以及接收数字功率放大模块230的预失真设定信息530，并输出与所接收的该复合数字输入信号相关的用来指示出数字功率放大模块230的预失真设定信息530的一减小的子群组的数字控制字符集。
一第三向上取样级与一第三预失真处理级包含一第三向上取样组件630及一第三预失真处理组件635。第三向上取样组件630用以对所接收的经向上取样的复合输入信号执行一再向上取样操作以将其取样频率自第二中频数据传输率(例如，200MHz)增加至信号632所具有的第三中频数据传输率(例如，400MHz)。第三数字预失真处理组件635以信号632的第三中频数据传输率来接收由第三向上取样组件630所输出的数字输入信号，以及接收数字功率放大模块230的预失真设定信息530，并输出与所接收的该复合数字输入信号相关的用来指示出数字功率放大模块230的预失真设定信息530的一再减小的子群组的数字控制字符集。
一第四向上取样级(于此实施例中，为末级向上取样)与一第四预失真处理级(于此实施例中，为末级预失真处理)包含一第四向上取样组件640及一第四数字预失真处理组件645。第四向上取样组件640用以对所接收的经向上取样的复合输入信号执行一再向上取样操作以将其取样频率自第三中频数据传输率(例如，400MHz)增加至一功率放大模块230的输入数据传输率的信号642所具有的第四中频数据传输率(例如，800MHz)。第四数字预失真处理组件645以信号642的第四中频数据传输率来接收由第四向上取样组件640所输出的数字输入信号，以及接收数字功率放大模块230的预失真设定信息530，并以数字控制字符412及414的格式来输出用以指示出数字功率放大模块230的预失真设定信息530的一又减小的子群组的数字控制字符集，以控制数字功率放大模块230产生表示所接收的该复合数字输入信号420的一射频信号。
包含图6所示的N级渐增架构的数字信号处理模块600另可包含多个内插处理组件617、627及637，其中多个内插处理组件617、627及637耦接于彼此接续的数字预失真处理组件615、625、635及645之间。
一第一内插处理组件617耦接于第一数字预失真处理组件615与第二数字预失真处理组件625之间，第一内插处理组件617以由第一向上取样组件610所输出的数字输入信号612的第一中频数据传输率(亦即，100MHz)来接收由第一预失真处理组件615所输出的用来指示出预失真设定信息530的一子群组的数字控制字符集，以及以由第二向上取样组件620所输出的数字输入信号622的第二中频数据传输率(亦即，200MHz)来输出用以指示出预失真设定信息530的一子群组的经内插处理的数字控制字符集。
一第二内插处理组件627耦接于第二数字预失真处理组件625与第三数字预失真处理组件635之间，第二内插处理组件627以由第二向上取样组件620所输出的数字输入信号622的第二中频数据传输率(亦即，200MHz)来接收由第二预失真处理组件625所输出的用来指示出预失真设定信息530的一减小的子群组的数字控制字符集，以及以由第三向上取样组件630所输出的数字输入信号632的第三中频数据传输率(亦即，400MHz)来输出用以指示出预失真设定信息530的一减小的子群组的经内插处理的数字控制字符集。
一第三内插处理组件637耦接于第三数字预失真处理组件635与第四数字预失真处理组件645之间，第三内插处理组件637以由第三向上取样组件630所输出的数字输入信号632的第三中频数据传输率(亦即，400MHz)来接收由第三预失真处理组件635所输出的用来指示出预失真设定信息530的一减小的子群组的数字控制字符集，以及以由第四向上取样组件640所输出的数字输入信号642的第四中频数据传输率(亦即，800MHz)来输出用以指示出预失真设定信息530的一再减小的子群组的经内插处理的数字控制字符集。
因此，串接的准确性渐增的预失真处理级可实施于渐增的处理速度。
请参阅图7，图7为本发明包含一数字信号处理模块710的一射频传输装置的一实施例的示意图，其中图7所示的数字信号处理模块710另包含一噪声整形组件720。噪声整形组件720用以自至少一数字预失真处理组件接收该复合数字输入信号及至少一反馈信号，至少部份基于该至少一反馈信号来对该复合数字输入信号执行一噪声整形操作，以及输出至少一经噪声整形的复合数字输入信号。更具体地说，噪声整形组件720用以接收复合数字输入信号420(其数据传输率经向上取样操作而增加至功率放大模块230的数据输入传输率)及自一末级数位预失真处理组件730接收一复合反馈信号，以及将经噪声整形的复合数字输入信号输出至末级数位预失真处理组件730。末级数位预失真处理组件730用以接收经噪声整形的复合数字输入信号，对经噪声整形的复合数字输入信号执行非均匀映射操作，以及输出数字控制字符集412及414以控制数字功率放大模块230产生表示所接收的该复合数字输入信号420的一射频信号。
如此一来，复合数字输入信号420的噪声整形操作可执行于数字域内，以及可执行于在进行非均匀映射操作以映射至数字控制字符集412及414之前的向前馈入路径内，因而使噪声整形操作维持在远离载波(carrier)的范围，故可改善想要的远离频带的频谱。更具体地说，假定上述噪声整形操作可透过可设定及/或可编程(configurable/programmable)噪声转移函数(noise transferfunction)来执行，因此，射频传输装置可被设定及/或编程以执行所需的噪声整形操作来满足多种不同无线标准共存的迫切需求。
如图7所示，噪声整形组件720及末级数位预失真处理组件730可用来形成一三角积分调变器(delta-sigma modulator，Δ∑modulator)750，如此一来，由数字信号处理模块710内附数个数字预失真处理组件所引起的量化噪声(quantization noise)可被补偿。如图8所示，经向上取样的复合输入信号包含一二维向量x(n)810，此外，向量x(n)810的同相值与正交值可分别位于一数值范围(例如，-4095～+4095)之间，因此，需要有13位的二元字符来代表向量x(n)810以涵盖向量x(n)810全部的范围。在现有的三角积分调变器中，向量x(n)810可直接被输入位于三角积分调变器中的噪声整形组件的加法器(adder)，也就是说，将需要至少有13位的加法器。因为加法器亦位于反馈路径中，且13位的加法器执行加法运算会耗费一些时间，所以会对现有的三角积分调变器整体的处理速度产生不好的影响，换言之，现有的三角积分调变器所采用的操作频率不能够太高。再者，由于现有的三角积分调变器的加法器具有许多位，故功率损耗会比较多。
然而，在图7及图8所揭示的实施例中，复合输入信号已被映射至一预定数字功率放大器向量点u(n)，通常以数字功率放大器(例如，前一级数位预失真处理组件之中，举例来说，图8所示的区域数字预失真处理组件(local digitalpre-distortion component)820)的二维设定信息内的向量点830来表示。于此实施例中，对于经向上取样的复合输入信号来说，不同于在现有的三角积分调变器之中使用向量x(n)810来作为三角积分调变器750中噪声整形组件720的加法器的输入，而是使用向量x(n)810与向量点u(n)830之间的一差值(亦即，向量v(n)840)，其中该差值可透过区域三角积分调变器750之外的加法器825来得到。向量v(n)840接着会被用来作为三角积分调变器750中噪声整形组件720的加法器的输入。向量v(n)840的同相值与正交值通常位于一数值范围(例如，-7～+7)之间，因此，三角积分调变器750之中的噪声整形组件720仅需要4位的加法器。由于反馈路径内仅需要4位加法器，故可大幅提升具有嵌入式(embeded)二维数字预失真操作的整体区域三角积分调变器750的处理速度。另外，由于噪声整形组件720需比较少位计数的加法器，故具有嵌入式二维数字预失真操作的该区域三角积分调变器750的功率损耗也会大幅减少。
在对区域三角积分调变器750与现有的三角积分调变器两者所分别执行之噪声整形操作的进行比较的情形下，假设区域三角积分调变器750及习知三角积分调变器两者的反馈初始值均为向量e(n)(亦即，图8所示的向量850)。对于现有的三角积分调变器来说，由三角积分调变器的噪声整形组件所输出的二维向量f(n)可表示为f(n)＝x(n)+h(n)*e(n)，其中「*」代表分量卷积(component-wise convo1ution)，这是因为向量x(n)810直接输入至现有的三角积分调变器中噪声整形组件的加法器。相反地，对于区域三角积分调变器750来说，噪声整形组件720所输出的二维向量f(n)(亦即，向量880)可表示为f(n)＝v(n)+h(n)*e(n)＝(x(n)-u(n))+h(n)*e(n)，这是因为向量v(n)840直接输入至区域三角积分调变器750中噪声整形组件720的加法器。
区域三角积分调变器750与现有的三角积分调变器之中彼此相对的嵌入式预失真处理组件会将同一输入向量x(n)810映射至数字功率放大器的二维设定信息中的同一向量点，这是因为经由映射后的向量y(n)最接近向量f(n)，其中向量f(n)为向量x(n)经移频整形后的向量。举例来说，对于下一频率周期来说，现有的三角积分调变器的新误差向量e(n)＝y(n)-(现有的f(n))，其中向量y(n)包含输出向量，其以860示出。区域三角积分调变器750的新误差向量e(n)＝w(n)-(区域f(n))，其中向量w(n)以870示出。上述两反馈值e(n)分别对应于三角积分调变器的噪声整形组件所输出的向量f(n)与数字功率放大器设定的二维设定信息之中的一数字功率放大器向量点之间的差值，其中数字功率放大器设定分别为现有的三角积分调变器的向量y(n)或数字功率模块230(亦即，图8所示的数字功率放大器数组及合并组件(DPA array and combining))所输出的区域三角积分调变器750的向量w(n)所代表。因此，区域三角积分调变器750及现有的三角积分调变器所分别对应的反馈值e(n)会包含同一向量，其中此同一向量可被用作区域三角积分调变器750及现有的三角积分调变器的反馈向量e(n)，因此，区域三角积分调变器750及现有的三角积分调变器可作出相同的噪声整形操作。
值得注意的是，将方程式：
现有的f(n)＝x(n)+h(n)*e(n)代入方程式：
e(n)＝y(n)-(现有的f(n))，可得
y(n)＝x(n)+(δ(n)+h(n))*e(n)，
其中y(n)为功率放大组件的(量化)数字输出860、x(n)为输入信号，以及e(n)为量化误差，此外，δ(n)+h(n)实现量化误差e(n)的整形操作。
利用改变h(n)，可实现想要的噪声整形操作。因为具有嵌入式二维数字预失真操作的区域三角积分调变器750采用向量v(n)840(其具有较少位数)作为输入，具有嵌入式二维数字预失真操作的三角积分调变器750会耗费较少功率且可操作于较高的频率。
因此，在此实施例中，噪声整形组件720及末级数位预失真处理组件730可用来形成一区域三角积分调变器750(其包含末级数位预失真处理组件730嵌入其中)，其中只需要对预失真设定信息的一区域性子群组执行三角积分调变操作。这种包含末级数位预失真处理组件730嵌入其中的一区域三角积分调变器750不仅可达成与具有嵌入式预失真处理组件的现有的三角积分调变器相同的噪声整形操作及数字预失真操作，亦可透过噪声整形组件720的位数的缩减来大幅降低功率损耗。再者，如上所述，藉由以渐增精细粒度来对所接收的数字输入信号执行预失真操作以及作出包含末级数位预失真处理组件730嵌入其中的区域三角积分调变器750，可增加三角积分调变器750能够操作的频率。
请参阅图9，图9为本发明产生一射频信号以于一射频接口上进行传输的方法的一实施例的简化流程图。图9所示的方法于步骤910开始执行，接着执行步骤920以接收包含要在射频接口上传输的信息的数字同相/正交输入信号。接下来，于步骤930中，以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作，在大致相同的时间，于步骤940中，逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率。于步骤950中，对经向上取样的信号执行一噪声整形操作，举例来说，可基于来自一末级数位预失真处理级的反馈来执行。于步骤960中，基于一功率放大模块的一非均匀预失真设定，对经噪声整形处理及向上取样的输入信号执行数字预失真处理以产生同相及正交数字控制字符。于步骤970，输出用来控制数字功率放大器处理组件的数字控制字符，最后，该方法于步骤980结束执行。
本发明的实施例大部分可以使用本领域技术人员所周知的电子组件以及电路加以实作。相应地，为了更好的理解本发明的基础概念以及为了不对本发明进行模糊或误导的教示，在此不再对本发明做非必要的更详细的描述。
虽然本发明已以具体实施例揭露如上，然而明显地，任何本领域技术人员，在不脱离本发明之精神和范围内，当可作些许之更动与润饰。
耦接一词在此包含节点、单元或设备之间的任何电气連接手段。相应地，除非在别处进行了说明，本文中的耦接包括任何直接及间接的连接。且在本文中，耦接包含一单独的连接、复数连接、单向的连接以及双向的连接，只是在不同的实施例中，耦接的实作方式可能得到改变。举例来说，不同的单向连接可以代替实现双向连接，反之亦然。同时，一复数连接也可以用一能够在同一时间连续地传送多个信号的单独的连接的方式与以实现。同样地，承载多个信号的单独连接方式也可以被分离为多个不同的连接，其中每个连接承载上述多个信号的一个子集。
本说明书中所描述的每个信号均应被设计为正逻辑或者负逻辑。若是一负逻辑信号，该信号为相对于逻辑零位准为真状态的低位准。若是一正逻辑信号，该信号则为相对于逻辑零位准为真状态的高位准。需要注意的是，本说明书中所描述的任何信号均被设计为不是负逻辑信号便为正逻辑信号。因此，在一实施例中被描述为正逻辑的信号可能在另一实施例中为负逻辑信号，反之亦然。
此外，在本说明书中所用的「生效」、「设置」以及「无效」词语实质上是指代一信号或者状态位的逻辑真状态或逻辑假状态。若该逻辑真状态代表逻辑位准1，则逻辑假状态代表逻辑位准0。以及若逻辑真状态代表逻辑位准0，则逻辑假状态代表逻辑位准1。
在说明书及权利要求书中使用了某些词汇来指称特定的组件。本领域技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。
此外，本领域技术人员应该了解，上述所描述的操作仅是示例性的说明。在发明中多个操作可以被合并为一个单独的操作，同时一个单独的操作也可以被分解为多个操作。本发明的一些实施例中可能透过多个实例对一些特定操作进行了描述，但是各个操作之间的顺序在本发明的其他实施例中可以被改变。
此外，在本发明中，其他的修订、改变以及替换也是可以被允许的。本说明书所举之所有实施例以及附图均可以看作是对本发明的示例性的说明而并非是对本发明的限制。
在本发明中，置于括号中的任何信息并非解释为限制本发明的申请范围。「包含」一词应解释成「包含但不限定于」，其并不排除没有列入的其他组件或者步骤。此外，此处所用的词语「一」是对一个或多于一个的限定。除非在别处有特定的限定，例如「第一」、「第二」或类似的用词仅用以对不同的元素以及事项进行区分，并非用于对不同元素之间的优先级进行任何限定。

Claims (17)

1.一种射频传输装置，包含：
至少一数字信号处理模块，用以：
接收一复合数字输入信号；
连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作；
同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率；以及
输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符，来控制至少一数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号。
2.如权利要求1所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块用以连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一二维预失真操作。
3.如权利要求1所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块包含：
串接的多个数字预失真处理组件，用以于所接收的该复合数字输入信号的该取样频率逐渐增加的同时，连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行该预失真操作。
4.如权利要求3所述的射频传输装置，其中该多个数字预失真处理组件包含：
一第一数字预失真处理组件，用来接收包含一第一取样频率的该复合数字输入信号以及该数字功率放大组件的一预失真设定信息。
5.如权利要求4所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块输出该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一子群组的至少一指示。
6.如权利要求3所述的射频传输装置，其中该多个数字预失真处理组件包含：
至少一前一级预失真处理组件以及一下一级预失真处理组件，
其中该下一级预失真处理组件用于接收取样频率大于该前一级预失真处理组件所接收的复合数字输入信号的取样频率的复合数字输入信号，以及接收该前一级预失真处理组件所输出的该数字功率放大组件的一预失真设定信息的一子群组的至少一指示；以及输出该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一减小的子群组的至少一指示。
7.如权利要求3所述的射频传输装置，其中该多个数字预失真处理组件包含：
至少一前一级预失真处理组件以及一末级预失真处理组件，
其中该末级预失真处理组件，用以接收取样频率大于该前一级预失真处理组件所接收的复合数字输入信号的取样频率的复合数字输入信号，以及接收由该前一级预失真处理组件所输出的该数字功率放大组件的一预失真设定信息的一子群组的至少一指示；以及输出该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一减小的子群组的至少一指示，其中所输出的该指示包含用来控制至少一数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号的同相及正交的多个数字控制字符。
8.如权利要求3所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块另包含：
至少一噪声整形组件，用以接收该复合数字输入信号及自该多个数字预失真处理组件中至少一数字预失真处理组件接收至少一反馈信号，且基于该至少一反馈信号来对该复合数字输入信号执行一噪声整形操作，以及输出至少一经噪声整形的复合数字输入信号。
9.如权利要求3所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块另包含：
至少一噪声整形组件，且多个数字预失真处理组件包含一前一级预失真处理组件以及一下一级预失真处理组件，
其中该噪声整形组件用以接收该复合数字输入信号与一预定向量的差值，该预定向量为前一级预失真处理组件于一预失真设定信息之中辨识出的最接近其所接收的复合数字输入信号的向量，并从下一级数位预失真处理组件接收至少一反馈信号，基于该至少一反馈信号来对该差值执行一噪声整形操作，以及输出至少一经噪声整形的复合数字输入信号。
10.如权利要求8所述的射频传输装置，其中该至少一数字预失真处理组件用以接收该至少一经噪声整形的复合数字输入信号，执行将该至少一经噪声整形的复合数字输入信号映射至同相及正交的多个数字控制字符的一二维非均匀映射操作，以及输出同相及正交的多个数字控制字符来控制该数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的该射频信号。
11.如权利要求10所述的射频传输装置，其中该至少一噪声整形组件以及该至少一数字预失真处理组件形成一三角积分调变器的一部份。
12.如权利要求10所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块包含：
一区域三角积分调变器，其包含嵌入该区域三角积分调变器中的一末级预失真处理组件，该末级预失真处理组件用以执行一数字预失真操作。
13.如权利要求3所述的射频传输装置，其中每一数字预失真处理组件用以：
接收该复合数字输入信号；
于该数字功率放大组件的一预失真设定信息之中辨识最接近所接收的该复合数字输入信号的一预定向量；以及
将所辨识的该预定向量映射至同相及正交的多个数字控制字符，来提供该数字功率放大组件的该预失真设定信息的一减小的子群组的至少一指示。
14.如权利要求4所述的射频传输装置，其中该预失真设定信息基于该功率放大组件的一输入/输出关系。
15.如权利要求3所述的射频传输装置，其中该至少一数字信号处理模块另包含：
至少一内插处理组件，耦接于彼此接续的多个预失真处理组件之间，用以：
接收由一前一级预失真处理组件所输出的该预失真设定信息的一子群组的一第一数据传输率的多个指示；
执行由一前一级预失真处理组件所输出的该预失真设定信息的一子群组的该多个指示的一内插操作；以及
以一渐增数据传输率来将该预失真设定信息的一子群组的一经内插处理的指示输出至一接续的预失真处理组件。
16.一种无线通信装置，包含：
至少一数字信号处理模块，用以：
接收一复合数字输入信号；
连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作；
同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率；以及
输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符；以及至少一数字功率放大组件，用以接收同相的该第一数字控制字符及正交的该
第二数字控制字符，其中同相的该第一数字控制字符及正交的该第二数字控制字符用以控制代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号的产生。
17.一种产生一射频信号的方法，包含：
接收一复合数字输入信号；
连续地以渐增精细粒度来对所接收的该复合数字输入信号执行一预失真操作；
同时逐渐增加所接收的该复合数字输入信号的一取样频率；以及
输出同相的一第一数字控制字符及正交的一第二数字控制字符，来控制至少一数字功率放大组件产生代表所接收的该复合数字输入信号的一射频信号。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102970740A (zh) * 2012-11-02 2013-03-13 长沙景嘉微电子股份有限公司 射频通信接收机中的数据流控制设备和相关方法
CN105634414A (zh) * 2014-11-24 2016-06-01 亚德诺半导体集团 双回路功率放大器数字预失真***的装置和方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103888155B (zh) * 2012-12-21 2016-04-06 联发科技（新加坡）私人有限公司 射频发射机、集成电路器件、无线通信单元及相关方法
US9813086B2 (en) * 2012-12-21 2017-11-07 Mediatek Singapore Pte. Ltd RF transmitter, integrated circuit device, wireless communication unit and method therefor
US9813223B2 (en) * 2013-04-17 2017-11-07 Intel Corporation Non-linear modeling of a physical system using direct optimization of look-up table values
CN103414671B (zh) * 2013-07-16 2016-12-28 清华大学 基于单位基函数的2d-dpd迭代削减算法及应用
TWI562874B (en) * 2014-12-19 2016-12-21 Merry Electronics Co Ltd Wireless transmission device and robot arm using the same
EP3066810B1 (en) 2015-01-16 2018-05-16 MediaTek Singapore Pte. Ltd. Signal transmitting apparatus and signal transmitting method
KR102040546B1 (ko) * 2018-02-22 2019-11-06 엘지전자 주식회사 무선 주파수 증폭기 회로 및 이를 구비하는 이동 단말기
US10338646B1 (en) * 2018-02-22 2019-07-02 Lg Electronics Inc. Radio frequency amplifier circuit and mobile terminal having the same
WO2022183177A1 (en) * 2021-02-25 2022-09-01 Analog Devices, Inc. Local oscillator clock shaping for pre-distortion

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000069065A2 (en) * 1999-05-11 2000-11-16 Wiseband Communications Ltd. Amplifier with wideband digital predistortion
CN1784879A (zh) * 2003-05-07 2006-06-07 西门子公司 用于使复基带输入信号数字预失真的装置和方法
CN1819471A (zh) * 2005-02-10 2006-08-16 因芬尼昂技术股份公司 具有可变预失真的极化调制器的发射/接收装置
US20110080216A1 (en) * 2009-10-01 2011-04-07 Texas Instruments Incorporated Systems and Methods of Power Amplifier Digital Pre-Distortion

Family Cites Families (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2652965A1 (fr) 1989-10-06 1991-04-12 Philips Electronique Lab Dispositif de predistorsion pour systeme de transmission numerique.
US6054895A (en) * 1997-08-27 2000-04-25 Harris Corporation Apparatus and method for pre-distortion correction of a power amplifier stage
GB9823190D0 (en) 1998-10-23 1998-12-16 Nds Ltd Method and apparatus for reducing distorsion of digital data
US6697436B1 (en) 1999-07-13 2004-02-24 Pmc-Sierra, Inc. Transmission antenna array system with predistortion
US6356146B1 (en) * 1999-07-13 2002-03-12 Pmc-Sierra, Inc. Amplifier measurement and modeling processes for use in generating predistortion parameters
DE69933243T2 (de) 1999-07-28 2007-04-12 Fujitsu Ltd., Kawasaki Funkgerät mit verzerrungskompensation
DE10012538C1 (de) 2000-03-15 2001-09-20 Fraunhofer Ges Forschung Digitaler I/Q-Modulator mit Vorverzerrung
US7203247B2 (en) 2001-07-23 2007-04-10 Agere Systems Inc. Digital predistortion technique for WCDMA wireless communication system and method of operation thereof
US20030179830A1 (en) 2002-03-25 2003-09-25 Eidson Donald B. Efficient, high fidelity transmission of modulation schemes through power-constrained remote relay stations by local transmit predistortion and local receiver feedback
US6816008B2 (en) 2002-12-31 2004-11-09 Alion Science And Technology Corporation Quasi-linear multi-state digital modulation through non-linear amplifier arrays
US7133644B2 (en) 2003-06-06 2006-11-07 Interdigital Technology Corporation Digital baseband system and process for compensating for analog radio transmitter impairments
US7382835B2 (en) 2003-12-30 2008-06-03 Kiomars Anvari Power booster using peak suppression and pre-distortion for terminal radios
US6937175B1 (en) 2004-04-21 2005-08-30 Hrl Laboratories, Llc Amplifier linearization using delta-sigma predistortion
US7460612B2 (en) 2004-08-12 2008-12-02 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for a fully digital quadrature modulator
US7787563B2 (en) 2004-12-08 2010-08-31 Texas Instruments Incorporated Transmitter for wireless applications incorporation spectral emission shaping sigma delta modulator
US7936229B2 (en) 2005-08-11 2011-05-03 Texas Instruments Incorporated Local oscillator incorporating phase command exception handling utilizing a quadrature switch
JP2007049621A (ja) 2005-08-12 2007-02-22 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストーション増幅装置
WO2007046370A1 (ja) 2005-10-17 2007-04-26 Hitachi Kokusai Electric Inc. 非線形歪検出方法及び歪補償増幅装置
US8195103B2 (en) 2006-02-15 2012-06-05 Texas Instruments Incorporated Linearization of a transmit amplifier
US7826553B2 (en) 2006-07-21 2010-11-02 Mediatek Inc. Multilevel LINC transmitter
US7724839B2 (en) 2006-07-21 2010-05-25 Mediatek Inc. Multilevel LINC transmitter
US7729445B2 (en) 2006-09-27 2010-06-01 Intel Corporation Digital outphasing transmitter architecture
US20090004981A1 (en) 2007-06-27 2009-01-01 Texas Instruments Incorporated High efficiency digital transmitter incorporating switching power supply and linear power amplifier
US8150335B2 (en) 2007-08-21 2012-04-03 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for adaptive cartesian transmitter linearization and wireless transmitter employing the same
US8054912B2 (en) 2007-08-21 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated Large-dynamic-range lookup table for a transmitter predistorter and system and method employing the same
US7889811B2 (en) 2007-09-06 2011-02-15 Samsung Electro-Mechanics Digital linear amplification with nonlinear components (LINC) transmitter
US8213542B2 (en) 2008-03-07 2012-07-03 Intel Mobile Communications GmbH Highly optimized digital IQ transmitter chain
US20100074367A1 (en) 2008-09-19 2010-03-25 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Adaptive combiner error calibration algorithms in all-digital outphasing transmitter
US20100073084A1 (en) 2008-09-19 2010-03-25 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems and methods for a level-shifting high-efficiency linc amplifier using dynamic power supply
US8378732B2 (en) 2008-09-22 2013-02-19 California Institute Of Technology Octave-range, watt-level, fully-integrated CMOS switching power mixer array for linearization and back-off-efficiency improvement
US8170507B2 (en) * 2008-10-29 2012-05-01 Texas Instruments Incorporated Predistortion methods and apparatus for transmitter linearization in a communication transceiver
US7952433B2 (en) 2008-11-25 2011-05-31 Samsung Electro-Mechanics Company Power amplifiers with discrete power control
CN101478514B (zh) 2009-01-08 2011-08-24 福建邮科通信技术有限公司 一种实现数字功率预失真的方法
US8340209B2 (en) * 2009-09-04 2012-12-25 Panasonic Corporation Method and apparatus for providing high efficiency cartesian modulation
US8681894B2 (en) 2009-11-03 2014-03-25 Telefonaktiebolaget L M (Publ) Digital affine transformation modulated power amplifier for wireless communications
EP2333950B1 (en) 2009-11-30 2016-06-29 Technische Universiteit Delft Digital power amplifier with I/Q combination
US8385469B2 (en) 2010-01-20 2013-02-26 Panasonic Corporation High-efficiency all-digital transmitter
US8188788B2 (en) 2010-04-23 2012-05-29 Samsung Electro-Mechanics Systems and methods for a discrete resizing of power devices with concurrent power combining structure for radio frequency power amplifier

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000069065A2 (en) * 1999-05-11 2000-11-16 Wiseband Communications Ltd. Amplifier with wideband digital predistortion
CN1784879A (zh) * 2003-05-07 2006-06-07 西门子公司 用于使复基带输入信号数字预失真的装置和方法
CN1819471A (zh) * 2005-02-10 2006-08-16 因芬尼昂技术股份公司 具有可变预失真的极化调制器的发射/接收装置
US20110080216A1 (en) * 2009-10-01 2011-04-07 Texas Instruments Incorporated Systems and Methods of Power Amplifier Digital Pre-Distortion

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102970740A (zh) * 2012-11-02 2013-03-13 长沙景嘉微电子股份有限公司 射频通信接收机中的数据流控制设备和相关方法
CN105634414A (zh) * 2014-11-24 2016-06-01 亚德诺半导体集团 双回路功率放大器数字预失真***的装置和方法
CN105634414B (zh) * 2014-11-24 2019-01-22 亚德诺半导体集团 双回路功率放大器数字预失真***的装置和方法

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