CN102740555A - 用于固态光源的点亮装置和包括该点亮装置的照明设备 - Google Patents

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Abstract

一种用于固态光源的点亮装置和包括该点亮装置的照明设备，其中用于固态光源的点亮装置包括：DC电源电路部分，利用串联连接到切换元件的电感器的充电/放电电流或充电和放电电流的任一个使电流在固态光源中流动，以及电流控制部分，具有根据所述调光电平改变所述切换元件的接通宽度的第一切换控制单元以及用于控制所述切换元件的接通时刻的第二切换控制单元。所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，所述时间变得更长。

Description

用于固态光源的点亮装置和包括该点亮装置的照明设备
技术领域
本发明涉及一种用于打开诸如发光二极管(LED)的固态光源的点亮装置和包括该点亮装置的照明设备。
背景技术
日本专利申请公开No.2010-40878(图1和2，第35和40段)公开了一种LED点亮装置，通过在所谓边界模式中工作的降压斩波电路控制流经发光二极管(LED)的电流。在这里，边界模式是这样一种控制模式，其中，如图10中所示，在切换元件的截止周期TOFF期间释放在切换元件的接通周期TON期间电感元件中累积的能量，在完全释放能量的时刻(timing)再次接通切换元件。边界模式与其他控制模式相比具有高的功率转换效率。此外，由于切换电流峰值的一半是负载电流的有效值，所以可以容易地实现恒流控制。
例如，现在将描述图8A中所示的降压斩波电路1a的切换元件Q1工作在边界模式的情况。输入端子A和B之间供应的是直流(DC)电压，该直流电压是通过经升压斩波电路从例如商用交流电(AC)电源提升电压获得的。输出端子C和D之间连接的是LED串联电路或包括多个并联连接的LED串联电路的负载电路。在切换元件Q1被接通时，图10中所示的电流IQ1流经切换元件Q1→电感器L1→电容器C2，以在电感器L1中累积能量。在切换元件Q1被截止时，由电感器L1中累积的能量产生反电动势，反激电流ID1流经包括电感器L1→电容器C2→二极管D1的路径。在反激电流ID1返回到零时，在切换元件Q1被再次接通时，与其他控制模式相比功率转换效率更高，因为切换损耗小且不会发生电流的暂停周期。
在日本专利申请公开No.2010-40878的第35和40段中，提出了一种基于外部调光信号对降压斩波电路1a中切换元件Q1的接通时间TON进行PWM控制的技术。不过，从图10所示的工作波形可以看出，在缩窄切换元件Q1的接通周期TON的情况下，与此结合，切换元件Q1的截止周期也缩窄。因此，切换元件Q1的工作频率增大，于是，切换次数增大，从而导致切换损耗增大。此外，在扩展工作频率范围的情况下，这使得难以设计滤波器电路来清除切换噪声。
发明内容
考虑到以上情况，本发明提供了用于固态光源的点亮装置，即使在宽范围中进行调光操作时也能够限制切换工作频率的范围。
根据本发明的实施例，提供了一种用于固态光源的点亮装置，包括：DC电源电路部分，利用串联连接到切换元件的电感器执行DC输入电源的功率的功率转换，并利用所述电感器的充电/放电电流或充电和放电电流的任一个使电流在固态光源中流动；以及电流控制部分，控制所述切换元件以控制流经所述固态光源的电流，用于控制所述固态光源的调光电平。所述电流控制部分包括根据所述调光电平改变所述切换元件的接通宽度的第一切换控制单元；以及用于控制所述切换元件的接通时刻的第二切换控制单元。此外，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，所述时间变得更长。
此外，优选地，在所述第一切换控制单元改变所述切换元件的接通宽度以随着所述调光电平减小而减小时，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，通过使所述切换元件的接通/截止频率变得基本与预定电平处的频率相同，使所述时间变得更长。
此外，优选地，所述第一切换控制单元在所述调光电平等于或大于所述预定电平时，改变所述切换元件的接通宽度以随着所述调光电平减小而减小，并在所述调光电平低于所述预定电平，控制所述切换元件的接通宽度以基本与所述预定电平处的接通宽度相同，同时，所述第二切换控制单元在所述调光电平等于或大于预定电平时，改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，通过使所述切换元件的接通/截止频率从预定电平处的频率开始减小，使得所述时间变得更长。
此外，优选地，在所述第一切换控制单元改变所述切换元件的接通宽度以随着所述调光电平减小而减小时，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，通过使所述切换元件的接通/截止频率变得基本与预定电平处的频率相同，使得所述时间变得更长，并且如果所述调光电平变得低于光通量比所述预定电平的光通量低的另一预定电平，在所述第一切换控制单元控制所述切换元件的接通宽度以基本与所述另一预定电平处的接通宽度相同时，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，从而通过使所述切换元件的接通/截止频率从所述第二预定电平处的频率开始减小，使得所述时间变得更长。
此外，优选地，在所述调光电平等于或大于所述预定电平时，所述第二切换控制单元控制从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使其几乎为零。
根据本发明的另一实施例，提供了一种照明设备，包括上述用于固态光源的点亮装置。
根据本发明，使用切换电源的用于固态光源的点亮装置包括改变切换元件接通宽度的第一切换控制单元，以及控制切换元件接通时刻的第二切换控制单元。所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，使得所述时间变得更长。于是，获得了即使在宽范围中执行调光操作时也能够限制切换工作频率范围的效果。
附图说明
从结合附图给出的以下实施例描述，本发明的目的和特征将变得显而易见，附图中：
图1是示出了根据本发明第一实施例的用于固态光源的点亮装置的示意配置的电路图；
图2A到2C示出了用于固态光源的点亮装置的工作波形；
图3是根据本发明第二实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图；
图4是根据本发明第二实施例的用于固态光源的点亮装置的主要部分的电路图；
图5是根据本发明第三实施例的用于固态光源的点亮装置的主要部分的电路图；
图6是根据本发明第四实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图；
图7是根据本发明第五实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图；
图8A到8D是示出了用于本发明中的DC电源电路部分的配置范例的电路图；
图9A和9B是根据本发明第八实施例的用于固态光源的点亮装置的主要部分的电路图；以及
图10示出了根据常规情况的用于固态光源的点亮装置的工作波形。
图11示出了根据本发明的实施例的照明设备的配置。
具体实施方式
(第一实施例)
图1是根据本发明第一实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图。本实施例中的点亮装置100包括DC输入电源Vdc；具有反激二极管D1、电感器L1、切换元件Q1和电流检测单元4的DC电源电路部分1；具有第一和第二切换控制单元2a和2b的电流控制部分2；以及调光器5。DC电源电路部分1连接到DC输入电源Vdc。DC电源电路部分1充当切换电源电路，其利用切换元件进行DC输入电源Vdc功率的功率转换，并向诸如发光二极管(LED)或有机发光二极管(OLED)的固态光源3供应DC电流。在这种情况下，采用降压斩波电路(反激转换器)作为DC电源电路部分1。
配置降压斩波电路，使得固态光源3、电感器L1、切换元件Q1和电流检测单元4的串联电路连接于DC输入电源Vdc的正电极和负电极之间，反激二极管D1并联连接到固态光源3和电感器L1的串联电路，以形成闭合电路。
操作降压斩波电路，使得在接通切换元件Q1时，逐渐增大的电流流经包括DC输入电源Vdc的正电极→固态光源3→电感器L1→切换元件Q1→电流检测单元4→DC输入电源Vdc的负电极的路径，以在电感器L1中累积能量。在切换元件Q1被截止时，电感器L1中感生的电压导致逐渐减小的电流流经包括电感器L1→反激二极管D1→固态光源3→电感器L1的路径，以释放电感器L1中的能量。
在电感器L1的能量被完全释放之前接通切换元件Q1的操作被称为连续模式。在电感器L1的能量被完全释放的时刻接通切换元件Q1的操作被称为边界模式。在电感器L1的能量已被完全释放之后的暂停周期之后接通切换元件Q1的操作被称为间断模式。在这些模式中，边界模式的功率转换效率最高。
由电流控制部分2以高频接通和截止切换元件Q1。在切换元件Q1处于接通状态时，电流检测单元4检测到流经切换元件Q1的逐渐增大的电流。将电流检测单元4检测的电流检测值与电流控制部分2设置的预定阈值比较。在电流检测值到达预定阈值时，截止切换元件Q1。因此，将流经切换元件Q1的电流的峰值设置为预定阈值。
图2A到2C示出了通过切换元件Q1的接通/截止操作流经电感器L1的电流的波形。在流经电感器L1的电流逐渐增大时，流经电感器L1的电流与流经切换元件Q1的电流相同，在流经电感器L1的电流逐渐减小时，流经电感器L1的电流与流经反激二极管D1的电流相同(参见图10)。
图2A示出了电流控制部分2设置的预定阈值Ip1高时流经电感器L1的电流的波形，图2B示出了预定阈值Ip2低时的波形。预定阈值Ip1和Ip2由电流控制部分2基于从调光器5供应给电流控制部分2的调光信号而设置。图2A和2B示出了流经电感器L1的电流处于边界模式，但流经电感器L1的电流可以处于连续模式的情况下的波形。
图2C示出了电流控制部分2设置的预定阈值Ip3更低时的波形。对于图2C中所示的波形的情况而言，流经电感器L1的电流处于间断模式。
电流控制部分2读取从调光器5供应的调光信号，如图2A和2B所示控制第一切换控制单元2a以设置流经切换元件Q1的电流的峰值，并改变切换元件Q1的接通时间宽度。此外，电流控制部分2控制第二切换控制单元2b，以控制切换元件Q1的接通定时，使得如果调光电平低于预定值，流经电感器L1的电流处于图2C所示的间断模式，如果调光电平等于或大于预定值，流经电感器L1的电流处于图2A和2B所示的连续模式或边界模式。于是，控制了切换元件Q1的高频接通/截止操作。因此，即使在宽范围中执行调光操作时，也能够抑制切换元件Q1工作频率范围的扩展。
(第二实施例)
图3是根据本发明第二实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图。在本实施例中，为了进行切换元件Q1的接通/截止控制，提供了控制集成电路6，其具有利用峰值电流检测的截止控制功能，以及利用过零检测的接通控制功能。作为这种控制集成电路6，可以使用升压斩波电路(例如，STMicroelectronics，Inc.制造的L6562或其兼容产品)的功率因子校正控制集成电路(IC)。
栅极驱动端子GD输出高/低电平的栅极驱动信号，用于控制切换元件Q1的接通/截止。电流感测端子CS检测串联连接到切换元件Q1的电流检测电阻器R1两端间的电压，并利用内部比较器将检测的电压与预定阈值进行比较。可以通过从外部输入到峰值电流设置端子Ip的调光电压Vdim设置预定阈值。过零检测端子ZCD是这样的端子，在其检测到切换元件Q1被截止之后电感器L1的次级绕组n2电压消失时，控制切换元件Q1以接通。省略了控制电源端子Vcc和接地端子6ND的图示。
此外，如上所述，在使用升压斩波电路的功率因数补偿控制IC作为控制集成电路6的情况下，优选地，可以分配用于检测纹波电压的瞬时振幅的端子(对于L6562而言是第三管脚)作为峰值电流设置端子Ip。
在本实施例中，定时电路7和二极管D3连接在栅极驱动端子GD和过零检测端子ZCD之间。此外，二极管D2连接在电感器L1的次级绕组n2和过零检测端子ZCD之间，二极管D2和D3的每个的阴极连接到过零检测端子ZCD。二极管D3和D2形成二极管或(OR)电路，使得过零检测端子ZCD的电压在定时电路7的输出消失的时刻和次级绕组n2的电压消失的时刻中稍晚的一个时刻处下降。
在次级绕组n2的电压消失的时刻是稍晚一个时，引起如图2A和2B中所示的边界模式操作。在定时电路7的输出消失的时刻是稍晚一个时，引起图2C中所示的间断模式操作。
首先，现在将描述图2A和2B中所示的边界模式操作。在以下对这种操作的解释中，在切换元件Q1被截止之后，定时电路7的输出首先消失，然后次级绕组n2的电压消失。
在供电之后，在开始控制集成电路6的操作时，栅极驱动端子GD通过内置的启动器变为高电平，切换元件Q1被接通。然后，逐渐增大的电流流经包括电容器C1的正电极→电容器C2→电感器L1→切换元件Q1→电流检测电阻器R1→电容器C1的负电极的路径。在利用电流检测电阻器R1检测的电流检测值达到预定阈值时，IC的内部触发器被翻转，栅极驱动端子GD变为低电平。因此，切换元件Q1被截止。
在切换元件Q1被截止时，通过电感器L1中累积的能量，反激电流流经包括电感器L1→反激二极管D1→电容器C2→电感器L1的路径。在反激电流流动的同时，在电感器L1的次级绕组n2中，沿二极管D2的正向产生电压。在这样产生的电压消失时，它检测到过零检测端子ZCD的电压下降，从而使IC的内部触发器反转，栅极驱动端子GD变为高电平。因此，切换元件Q1被接通。
然后，重复同样的操作，流经电感器L1的电流处于图2A和2B所示的边界模式中。此外，流经电感器L1的电流的峰值Ip1和Ip2是由外部向峰值电流设置端子Ip输入的调光电压Vdim设置的值。
接下来，现在将描述图2C中所示的间断模式下的操作。在外部输入到峰值电流设置端子Ip中的调光电压Vdim下降且流经电感器L1的电流峰值下降时，次级绕组n2的电压消失的时刻变得更早，因为电感器L1中累积的能量变得更小。另一方面，定时电路7的计数时间是恒定的，因此，在从切换元件Q1的栅极电压升高或下降开始的预定时间之后，定时电路7的输出消失。
因此，在流经电感器L1的电流峰值类似于图2C中所示的值Ip3下降时，次级绕组n2的反激电压首先消失，然后定时电路7的输出消失。在这种情况下，即使电感器L1的反激电流消失，也会检测到定时电路7通过二极管D3的输出，作为准反激电压。因此，控制集成电路6不检测过零，因此切换元件Q1保持在截止状态。然后，过零检测端子ZCD的电压从定时电路7通过二极管D3的输出消失的时刻开始下降。因此，控制集成电路6判定反激电压消失，切换元件Q1被接通。于是，流经电感器L1的电流处于间断模式，具有图2C所示的暂停周期。
假设在流经电感器L1的电流峰值是图2B所示的峰值Ip2时，调光电平等于预定调光值，导致在边界模式和间断模式之间切换。如图2A和2B所示，如果流经电感器L1的电流峰值介于值Ip1和值Ip2之间，在次级绕组n2通过二极管D2的信号消失的时刻接通切换元件Q1，由此在边界模式中执行操作。如图2B和2C所示，如果流经电感器L1的电流峰值介于值Ip2和值Ip3之间以及值Ip3和零之间，在定时电路7通过二极管D3的信号消失的时刻接通切换元件Q1，由此在间断模式下执行操作。
定时电路7的具体构造不限于本实施例。例如，如果如图4所示配置定时电路，则操作其使得定时电路7a的输出在切换元件Q1的栅极电压上升沿变为高电平，并且定时电路7a的输出在从上升沿开始预定时间之后变为低电平。在这种情况下，由定时电路7a界定切换元件Q1的最短接通/截止周期(即，工作频率的上限)。
在下文中，现在将描述定时电路7a的工作。在栅极驱动端子GD从低电平变为高电平时，或非(NOR)门G1的输出变为低电平，于是或非门G2的输入也经由电容器C4变为低电平，或非门G2的输出变为高电平。因此，或非门G1的另一输入也变为高电平，因此即使栅极驱动端子GD后来变为低电平，或非门G1的输出也保持在低电平。在这种状态下，从控制电源电压Vcc经由电阻器R4为电容器C4充电。在电容器C4的电压达到或非门G2的阈值电压(典型为Vcc/2)时，或非门G2的输出变为低电平。
此时，如果栅极驱动端子GD已经具有低电平，或非门G1的输出变为高电平，因此可以经由二极管D4为电容器C4充电荷，以为下次计数操作做准备。
此外，即使切换元件Q1的接通时间长且在或非门G2的输出返回低电平时栅极驱动端子GD尚未返回到低电平，也不会再次发生触发，因为那时尚未重置电容器C4。
然后，在栅极驱动端子GD返回低电平时，或非门G1的输出变为高电平，经由二极管D4重置电容器C4。由于或非门G2的输出即使在重置时也不改变，所以在栅极驱动端子GD从低电平变为高电平之后，定时电路7a的输出脉冲仅产生一次。
如上所述，或非门G2的输出变为高电平，直到在栅极驱动端子GD从低电平变为高电平之后过去由电阻器R4和电容器C4的时间常数和或非门G2的阈值电压确定的延迟时间为止。因此，定义了切换元件Q1的最短接通/截止周期(即，工作频率的上限)。
根据本实施例，由于将切换元件Q1的工作频率的上限固定到由定时电路7a定义的最大切换频率，所以能够容易地设计用于清除切换噪声的滤波器电路。
此外，在调光输出大(亮)时，如图2A所示，切换元件Q1的切换次数小，在边界模式中执行操作，由此将切换损耗抑制到极低。
此外，在调光输出小(暗)时，如图2C所示，通过在电感器L1的电流中提供暂停周期，能够防止切换元件Q1的切换次数无止境地增加，由此抑制切换损耗的增大。此外，由于随着峰值Ip3下降电感器L1的电流暂停周期变长，所以有如下优点：即使在峰值Ip3的下限的可控范围有限的情况下，也相对地降低了调光的下限。
(第三实施例)
图5是根据本发明第三实施例的用于固态光源的点亮装置的主要部分的电路图。在本实施例中，图5中所示的定时电路7b被用作图3中所示的定时电路7。操作图5中所示的定时电路7b，使得从在切换元件Q1栅极电压的下降沿(截止时间点)而非栅极电压的上升沿(接通时间点)开始预定时间之后，其输出减小到过零检测端子ZCD的过零检测电平。因此，在本实施例中，由定时电路7b定义了切换元件Q1的最短截止时间。
定时电路7b包括电容器C5和C6的串联电路、分别并联连接到电容器C5和C6的电阻器R5和R6，以及二极管D5，通过二极管D5，充电电流在电容器C5和C6的串联电路中流动。通过二极管D3的阳极和阴极向控制集成电路6的过零检测端子ZCD输入电容器C6的电压。
在切换元件Q1的接通周期期间，由于控制集成电路6的栅极驱动端子GD变为高电平，经由二极管D5为电容器C5和C6的串联电路充电。充电电压由电容器C5和C6之间的分压比瞬态确定并由电阻器R5和R6之间的分压比定期确定。不过，在这种情况下，电容器C5和C6之间的分压比等于电阻器R5和R6之间的分压比。然后，在接通切换元件Q1的时刻，电容器C6的充电电压变为通过以预定分压比k(0＜k＜1)分割栅极驱动端子GD的栅极驱动电压Vg获得的初始设置电压k×Vg，并保持该初始设置电压，直到截止切换元件Q1为止。
在切换元件Q1被截止时，将二极管D5反向偏置到截止状态，从而经由电阻器R5释放电容器C5的电荷，并经由电阻器R6释放电容器C6的电荷。利用初始设置电压k×Vg作为起点，电容器C6的电压变为以电阻器R6和电容器C6的时间常数呈指数衰减的电压。
在切换元件Q1被截止之后，如果在过去预定截止时间时次级绕组n2通过二极管D2的电压已经消失，则电容器C6通过二极管D3的电压消失，过零检测端子ZCD检测到过零作为准过零，从而再次接通切换元件Q1。
因此，在将定时电路7b用作图3所示定时电路7的情况下，切换元件Q1的最短截止时间是由电阻器R5和R6以及电容器C5和C6的时间常数确定的固定时间。
即使在其切换到图2C所示的间断模式之后，接通时间也随着峰值Ip3下降而减少，切换元件Q1的接通/截止工作频率继续增大。不过，根据本实施例，由于切换元件Q1的截止时间被定时电路7b固定，所以工作频率的增加可能是缓慢的。最后，即使切换元件Q1的接通时间几乎变为零，切换周期也不短于切换元件Q1的截止时间，因此工作频率将不会无休止地增大。因此，由于切换频率的范围有限，可以容易地设计消除切换噪声的滤波器电路。此外，也可以抑制切换损耗的增大。
其间，在第二和第三实施例中将用于检测控制集成电路6的峰值电流的阈值Ip设置为变量，但它也可以是固定值。在那种情况下，可以配置它，从而将与调光电压Vdim对应的偏压叠加在串联到切换元件Q1的电流检测电阻器R1的检测电压上，或者将电流检测电阻器R1的电阻值设置为根据调光电压Vdim可变，使得操作相当于将阈值Ip设置为可变的情况。此外，作为电流检测电阻器R1的替代，可以如以下第四和第五实施例中所述的那样使用替代方案。
(第四实施例)
图6是根据本发明第四实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图。在本实施例中，省略了图3中所示的电流检测电阻器R1，作为替代，在电感器L1中提供了三级绕组n3以执行正向侧输出电压的时间积分，由此等价地检测流经切换元件Q1的电流作为电容器C7的电压。
现在将描述其原理。在切换元件Q1处于接通状态时，确定了e1＝L1·(di/dt)，其中e1是施加到电感器L1的电压，i是流经切换元件Q1的电流。此时，三级绕组n3中产生的电压为e3＝(n3’/n1’)·e1，其中n1’是电感器L1初级绕组的匝数，n3’是三级绕组n3的匝数。在按时间t积分时，确定了∫(e3)·dt＝(n3’/n1’)L1·i+C。这里，C是积分常数，但对于图2A和2B中所示的边界模式或图2C中所示的间断模式而言，积分常数变为零(C＝0)，因为流经切换元件Q1的电流i的初始值为零。因此，可以通过对三级绕组n3中产生的正向电压进行时间积分来读取流经切换元件Q1的电流i。
尽管可以利用密勒积分器准确地实现时间积分，但在这种情况下，为了简化起见通过包括电阻器R7和电容器C7的CR积分电路执行时间积分。提供二极管D6以仅对三级绕组n3中产生的正向电压进行积分，并提供二极管D7以对电容器C7进行初始化。
现在将在下文描述电路工作。在切换元件Q1被接通时，逐渐增大的电流流经包括电容器C1的正电极→电容器C2→电感器L1→切换元件Q1→电容器C1的负电极的路径。此时，在三级绕组n3中产生与施加到电感器L1的电压成比例的电压e3。由这个电压e3，经由电阻器R7为电容器C7充电。此时，由于栅极驱动端子GD具有高电平，所以二极管D7处于截止状态。
由电流感测端子CS监测电容器C7的电压升高。如果检测电压超过峰值电流设置端子Ip设置的预定阈值，栅极驱动端子GD变为低电平，切换元件Q1被截止。此时，经由二极管D7为电容器C7放电，重置电容器C7的时间积分值。
在本实施例中，与图3所示的电路相比，由于省去了电流检测电阻器R1，所以有着减小了由电流检测电阻器R1导致的功率损耗的优点。此外，即使存在负载变化或功率变化，通过在切换元件Q1的接通状态期间改变施加到电感器L1的电压，改变三级绕组n3的电压e3并可以检测其，作为电容器C7电压的升高速率的变化，这基本可以替代电流检测电阻器R1的功能。
(第五实施例)
图7是根据本发明第五实施例的用于固态光源的点亮装置的电路图。在本实施例中，省略了图1中所示的电流检测电阻器R1，作为替代，通过对从栅极驱动端子GD输出的栅极驱动电压进行时间积分，检测流经切换元件Q1的电流作为电容器C7的准电压。
由于在切换元件Q1处于接通状态时栅极驱动端子GD具有高电平，所以二极管D7变为截止，经由电阻器R7为电容器C7充电。
由电流感测端子CS监测电容器C7的电压升高。如果检测电压超过峰值电流设置端子Ip设置的预定阈值，则栅极驱动端子GD变为低电平，切换元件Q1被截止。此时，由于栅极驱动端子GD变为低阻抗的低电平，所以经由二极管D7对电容器C7进行放电，重置电容器C7的时间积分值。
在本实施例中，即使有负载变化或功率变化，这些变化也不会反映在电容器C7电压的升高速率中，但是根据调光电压Vdim可以准确地控制切换元件Q1的接通时间宽度。此外，与图6中所示的电路相比，由于其不需要电感器L1的三级绕组n3，所以能够制造简单的配置。此外，与图3所示的电路相比，由于省去了电流检测电阻器R1，所以有着减小了由电流检测电阻器R1导致的功率损耗的优点。
此外，作为本实施例的一个修改范例，在图7中，可以经过配置，从而将峰值电流设置端子Ip的输入电压设置为固定值，并且作为替代，经由预定的限流电阻器将外部输入的调光电压Vdim叠加在电容器C7的电压上。在这种情况下，即使阈值Ip为固定值，电容器C7的电压升高速率也随着调光电压Vdim升高而增加，因此可以控制切换元件Q1的接通时间使其减少。参考图3所示的电路可以看出，与栅极驱动电压相比，电流感测端子CS的检测电压较低。与栅极驱动端子GD的高电平输出相比，超过阈值电压的切换元件Q1的电压最多为低电压。因此，在切换元件Q1处于接通状态时，二极管D7维持在截止状态。此外，在切换元件Q1处于截止状态时，低阻抗的栅极驱动端子GD处在低电平。因此，如上所述，即使已经经由电阻器在电容器C7的电压上叠加了调光电压Vdim，由于二极管D7维持在导通状态，所以在栅极驱动端子GD变为高电平的时候开始对电容器C7充电。
在图3、6和7所示的电路中，可以省去并联连接到固态光源3的平滑电容器C2，但如果连接了电容器，可以防止照明设备的光以高频闪烁。例如，在避免干扰可见光通信或红外遥控频率之后，这是有效的。此外，像在具有独立安装的电源的LED点亮装置中那样，在电源单元经由引线连接到LED单元的情况下，存在如下优点：如果负载电流得到平滑化，则减小了从引线产生的高频辐射噪声。
其间，利用DC电压为充当DC输入电源Vdc的平滑电容器C1充电，DC电压是通过用全波整流器(未示出)对来自例如商用AC电源的AC电压进行全波整流获得的。此外，一般在全波整流器的AC输入侧提供用于清除高频分量的滤波器电路。此外，可以在全波整流器的DC输出侧和平滑电容器C1之间提供使用升压斩波电路等的电源因数校正电路。
在这种配置中，像在本实施例中这样，如果切换元件Q1的工作频率上限受到限制，可以容易地设计连接到全波整流器的AC输入侧的用于清除高频分量的滤波器电路。
(第六实施例)
尽管在以上实施例中已经描述了在低电势侧布置降压斩波电路的切换元件Q1充当DC电源电路部分1的电路范例，但也可以将本发明应用于图8A所示的在高电势侧布置降压斩波电路1a的切换元件Q1的情况。
此外，可以将图8A到8D中所示的各种切换功率电源电路用作本发明的DC电源电路部分1。图8B示出了升压斩波电路1b，图8C示出了反激转换器电路1c，图8D示出了升压/降压斩波电路1d。
即使在使用任一种切换电源电路的情况下，也提供了控制电路，如果在切换元件Q1的接通状态期间流经电感元件(电感器L1或变压器T1)的电流到达预定值或接通时间达到预定时间，则控制电路控制切换元件Q1使其截止，如果在切换元件Q1的截止状态期间流经电感元件的电流返回到零，或计时电路统计过去了预定时间，则控制电路控制切换元件Q1使其接通。因此，切换元件Q1的截止时间或接通/截止周期的下限被定时电路固定，由此抑制了切换频率的扩展。
(第七实施例)
尽管在每个实施例中定时电路7的统计时间都是恒定的，但定时电路7的统计时间可以是根据调光电平而可变的。
例如，可以将确定定时电路7的时间常数的全部或一些电阻器配置为可变电阻器，例如光耦合器的光接收元件。在调光电平低于预定电平时，控制光耦合器的发光元件的电流，使得电阻值随着亮度减小(亦即，随着调光电平的减小)而增大。
在那种情况下，可以改变从电感器的放电电流过零到接通切换元件Q1的时间，使得在调光电平低于预定电平时，切换元件Q1的接通/截止频率随着亮度减小而减小。通过以这种方式进行控制，能够通过降低切换元件Q1的接通/截止频率来进行调光控制。于是，即使在调光电平低于预定电平时，也可以固定切换元件Q1的接通宽度。
或者，可以通过组合方式进行调光控制，使得即使在调光电平低于预定电平时，也暂时控制切换元件Q1的接通宽度使其较窄，如果调光电平变得低于第二预定电平，则固定切换元件Q1的接通宽度并降低切换元件Q1的接通/截止频率，其中所述第二预定电平的光通量低于所述预定电平的光通量。
(第八实施例)
图9A是根据本发明第八实施例的用于固态光源的点亮装置的主要部分的电路图。切换电源的配置可以是图7到8D中的任一个。在本实施例中，设置定时电路TM的接通脉冲宽度使其基于控制电压(第五管脚的基准电压)可变，在可变触发定时(第二管脚的下降沿时刻)执行定时电路TM的单触发(one-shot)操作，由此实现用于改变切换元件Q1的接通宽度的第一切换控制和用于控制切换元件Q1的接通定时的第二切换控制。
调光控制电路8可以用例如微型计算机来实现，可以包括接收外部输入的调光信号的模拟输入端口、控制定时电路TM的第五管脚的基准电压的模拟输出端口、向定时电路TM的第二管脚输出可变定时的下降触发脉冲的二进制输出端口，以及检测电感器L1的次级绕组n2的感生电压的下降沿的中断输入端口(ZCD)。如果中断输入端口(ZCD)检测到下降沿，调光控制电路8执行中断处理，在统计预定时间(≥0)之后，调光控制电路8向定时电路TM的第二管脚输出下降触发脉冲。通常，通过执行第一指令以将二进制输出端口从高电平改变为低电平并在执行第一指令之后立即执行第二指令以令二进制输出端口返回到高电平，可以容易地产生下降触发脉冲。可以在第一指令和第二指令之间***适当数量的NOP指令。因此，向定时电路TM的第二管脚输出可以触发的下降脉冲。
定时电路TM构成单触发多谐振荡器，定时电路TM的输出脉冲宽度由第五管脚的基准电压以及电容器Ct和电阻器Rt的时间常数定义。
可以将定时电路TM配置为内部配置如图9B中所示的公知计时器IC(所谓的555)，但它不限于此，只要具有相同功能即可。第一管脚是接地端子，第八管脚是电源端子。
第二管脚是触发端子，如果这个端子比第五管脚的电压的一半低，由第一比较器CP1的输出设置内部触发器FF，使得第三管脚(输出端子)变为高电平，第七管脚(放电端子)处于开路状态。
第四管脚是复位端子，如果这个端子变为低电平，操作处于停机状态，第三管脚(输出端子)被固定到低电平。在本实施例中，通过将第四管脚连接到电源端子(第八管脚)，定时电路TM能够始终工作，但可以将第四管脚置于调光控制电路8的控制下。
第五管脚是控制端子，一般通过内置泄漏电阻器(三个电阻器R的串联电路)向第五管脚施加电源电压Vcc的2/3。在本实施例中，可以由调光控制电路8控制第五管脚的基准电压。
第六管脚是阈值端子，如果这个端子比第五管脚的电压高，由第二比较器CP2的输出重置内部触发器FF，使得第三管脚(输出端子)变为低电平，第七管脚(放电端子)处于短路状态。
定时电路TM通过从外部向定时电路TM附接电阻器Rt和电容器Ct以设置时间常数，从而作为单稳态多谐振荡器而工作。如果向定时电路TM的第二管脚(触发端子)输入短脉冲宽度的低电平脉冲，则在其下降沿，定时电路TM的第三管脚(输出端子)变为高电平，第七管脚(放电端子)处于开路状态。因此，经由电阻器Rt对电容器Ct充电，用于设置时间常数。如果充电电压高于与第六管脚(阈值端子)的第二比较器CP2比较的基准电压(第五管脚的电压)，第三管脚(输出端子)变为低电平，第七管脚(放电端子)短接到第一管脚。因此，在瞬间对电容器Ct放电。
因此，由将电容器Ct从地电势充电到基准电压(第五管脚的电压)所需的时间确定从定时电路TM的第三管脚输出的高电平脉冲信号的脉冲宽度。
从定时电路TM的第三管脚输出的高电平脉冲信号变为切换元件Q1的接通驱动信号。可以由定时电路TM的第五管脚的电压控制其接通时间宽度，使得其与第五管脚电压的减小成比例地减小。
调光控制电路8通过读取外部输入的调光信号(例如，电压电平随着亮度减小而增加的模拟电压)并根据读取值参照内部存储器中存储的数据表来改变第五管脚的基准电压，由此根据调光电平设置切换元件Q1的接通脉冲宽度。此外，它将延迟时间(≥0)设置成直到在检测到电感器L1的放电电流过零之后，向定时电路TM的第二管脚施加下降触发脉冲时。
(优选控制范例1)
例如，在调光电平等于或大于预定电平时，改变切换元件Q1的接通宽度以使其随着亮度减小(亦即，随着调光电平的降低)而减小。如果调光电平低于预定电平，控制切换元件Q1的接通宽度，使其基本与预定电平的接通宽度相同。此外，控制检测到电感器L1放电电流过零之后向定时电路TM的第二管脚施加下降触发脉冲的延迟时间，以使其基本与调光电平等于或大于预定电平时的时间相同(例如零)，从而在边界模式或接近边界模式的间断模式中执行操作。此外，在调光电平低于预定电平时，控制从放电电流过零到接通切换元件Q1的时间，使其逐渐增加，从而使得切换元件Q1的接通/截止频率从预定电平的频率下降。通过以这种方式进行控制，即使对控制切换元件Q1的接通宽度下限有限制，也可以进行调光以进一步降低亮度。
(优选控制范例2)
此外，作为更优选的控制范例，在调光电平等于或大于预定电平时，如在控制范例1中那样进行控制，在调光电平低于预定电平时，控制切换元件Q1的接通宽度以使其随着亮度减小(亦即，随着调光电平减小)而减小，同时改变从电感器L1的放电电流过零直到切换元件Q1接通的时间，使得切换元件Q1的接通/截止频率基本与预定电平的频率相同。此外，如果调光电平变得低于光通量比所述预定电平的光通量低的第二预定电平，则控制切换元件Q1的接通宽度以使其基本与第二预定电平的接通宽度相同，同时控制检测到电感器L1的放电电流过零之后直到向定时电路TM的第二管脚施加下降触发脉冲的延迟时间，使得切换元件Q1的接通/截止频率从第二预定电平的频率减小。通过以这种方式进行控制，即使对控制切换元件Q1的接通宽度下限有限制，也可以进行调光以进一步降低亮度。而且，即使在低亮度下执行调光时，也能够进行控制，使得切换元件Q1的接通/截止频率尽可能不变。
在本实施例中，将调光控制电路8配置为微型计算机，但如果可能实现同样功能，可以利用模拟电路配置它。
在上述实施例的每个中，示出了MOSFET作为切换元件Q1，但其不限于此，例如，可以使用绝缘栅双极性晶体管(IGBT)。
例如，可以在图11中所示的直管型LED照明设备140中使用第一到第八实施例的每个的点亮装置。图11中所示的直管型LED照明设备140是具有一个灯的照明设备。
如图11中所示，LED照明设备140包括其中安装点亮装置的设备主体141、一对插座142和143以及反射板146，插座具有灯插针接触孔145和弹簧144，通过接触孔将直管型LED附接于设备主体141的两端。
在将第一到第八实施例的每个的点亮装置应用于图11中所示的照明设备140时，可以获得与以上实施例相同的效果。
此外，可以将第一到第八实施例的每个的点亮装置应用于具有两个或更多灯的设备。
此外，可以使用各种形状的LED替代商店或设施中使用的直管型LED。
可以将本发明的点亮装置用作各种光源，例如液晶显示器的背光或投影仪的光源，而不限于照明设备。
在以上实施例的描述中，已经例示了发光二极管作为固态光源3，但其不限于此。例如，可以使用有机电致发光(EL)元件、半导体激光元件等。
尽管已经参考实施例展示和描述了本发明，但本领域的技术人员将要理解，可以进行各种变化和修改而不脱离如下权利要求中界定的本发明的范围。

Claims (6)

1.一种用于固态光源的点亮装置，包括：
DC电源电路部分，该DC电源电路部分利用串联连接到切换元件的电感器执行DC输入电源的功率的功率转换，并利用所述电感器的充电/放电电流或充电和放电电流中的任一个使电流在固态光源中流动；以及
电流控制部分，该电流控制部分控制所述切换元件以控制流经所述固态光源的电流，从而控制所述固态光源的调光电平，
其中所述电流控制部分包括根据所述调光电平改变所述切换元件的接通宽度的第一切换控制单元；以及用于控制所述切换元件的接通时刻的第二切换控制单元，并且
其中所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，所述时间变得更长。
2.根据权利要求1所述的点亮装置，其中在所述第一切换控制单元改变所述切换元件的接通宽度以使其随着所述调光电平的减小而减小时，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于所述预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，通过使所述切换元件的接通/截止频率变得基本与所述预定电平处的频率相同，所述时间变得更长。
3.根据权利要求1所述的点亮装置，其中所述第一切换控制单元在所述调光电平等于或大于所述预定电平时，改变所述切换元件的所述接通宽度以使其随着所述调光电平的减小而减小，并在所述调光电平低于所述预定电平时，控制所述切换元件的接通宽度以使其基本与所述预定电平处的接通宽度相同，同时所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，通过使所述切换元件的接通/截止频率从所述预定电平处的频率开始减小，所述时间变得更长。
4.根据权利要求1或2所述的点亮装置，其中在所述第一切换控制单元改变所述切换元件的接通宽度以使其随着所述调光电平的减小而减小时，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使得在所述调光电平等于或大于预定电平时，所述时间变得基本相同，在所述调光电平小于所述预定电平时，通过使所述切换元件的接通/截止频率变得基本与预定电平处的频率相同，所述时间变得更长，
其中，如果所述调光电平变得低于光通量比所述预定电平的光通量低的另一预定电平，在所述第一切换控制单元控制所述切换元件的所述接通宽度以使其基本与所述另一预定电平处的接通宽度相同时，所述第二切换控制单元改变从所述电感器的放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，从而通过使所述切换元件的接通/截止频率从所述第二预定电平处的频率开始减小，使得所述时间变得更长。
5.根据权利要求1到3中的任一项所述的点亮装置，其中在所述调光电平等于或大于所述预定电平时，所述第二切换控制单元控制从所述电感器的所述放电电流过零直到接通所述切换元件的时间，使其几乎为零。
6.一种照明设备，包括根据权利要求1到3中的任一项所述的用于固态光源的点亮装置。
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