CN102714541A - 光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器 - Google Patents

Abstract

在光OFDM通信***中，减小PAPR。通过作为发送信号处理部（100）的输出的基带OFDM信号，对设在发送器内部的RF振荡器输出的正弦波进行相位调制，利用该相位调制后的正弦波对光波进行调制。如果将该光作为信号光来实现光通信，则在光纤内部的光功率大的位置，能够实现PAPR为6dB以下的低值，能够解决上述课题。使该信号光在作为传送路径的光纤中传播，由接收器变换为电信号。通过以与设置在发送器内部的上述RF振荡器相同频率振荡的RF振荡器的输出正弦波，对该电信号进行同步检波。对该同步检波输出进行通常的接收用OFDM信号处理，来恢复数据。

Description

光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器

技术领域

本发明涉及光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器，尤其涉及光OFDM通信***以及使用多载波的光通信***，更具体而言，涉及在光OFDM（Orthogola Frequency Division Multiplexing：正交频分复用）通信***中减小PAPR（Peak-to-Average Power Ratio：峰值功率与平均功率之比）的光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器。

背景技术

至今逐步实用化的光通信***利用使用光的强度的2值的调制解调技术。具体而言，在发送侧将数字信息的“0”和“1”变换为光的强度的ON（通）－OFF（断）并发送至光纤，在光纤中传播的光在接收侧被光电变换，来恢复原本的信息。近年来，随着互联网的爆发性的普及，光通信***所要求的通信容量飞跃性增长。针对通信容量的大容量化的要求，迄今为止，通过使光ON（通）－OFF（断）的速度、即调制速度上升来进行应对。但是，作为使该调制速度上升来实现大容量化的方法，一般存在下述课题。

存在以下课题，即：如果使调制速度上升，则由光纤的波长分散限制可传送距离变短。一般而言，由波长分散限制的传送距离按照比特率的平方变短。也就是说，如果比特率变为2倍，则由波长分散限制的传送距离变为1/4。同样，存在以下课题，即：如果使调制速度上升，则由光纤的偏振波分散限制的可传送距离变短。一般而言，如果比特率变为2倍，则由偏振波分散限制的传送距离变为1/2。下面具体示出波长分散的影响，如果比特率为10Gbps且使用通常分散光纤，则由波长分散限制的传送距离为60km，但如果变成比特率为40Gbps的***，则其距离变短为大约4km。进而，在次时代的100Gbps***的情况下，由波长分散限制的传送距离成为0.6km，在这种状态下，无法实现传送距离为500km左右的干线光通信***。为了架构超高速的干线光通信***，现在，为了抵消传送路径的波长分散，而将具有负的波长分散的所谓分散补偿光纤这种特殊的光纤设置在中继器和收发机中。

该特殊光纤价格很高，另外将该分散补偿光纤在各站点设置多少（分散补偿光纤的长度）需要高度的设计，这两方面提高了光通信***的价格。

因此，最近，作为增加通信容量的光调制解调方式，使用OFDM技术的光通信***的研究受到注目。OFDM技术是以下技术：在1符号时间内正交的、即具有1符号时间的倒数的整数倍的频率的多个正弦波（将其称为副载波）各自的振幅和相位设定为规定的值从而承载信息（进行调制），通过汇集这些副载波而成的信号来调整载波并进行发送。该OFDM技术用于在电话局与家庭之间通信的VDSL（Very high bit rate Digital SubscriberLine）***、家庭内的电力线通信***以及地面波数字电视***，并得到实用化。进而，还预定用于次时代的便携式电话***。

光OFDM通信***是将光作为载波来适用OFDM技术的通信***。在OFDM技术中，如上所述使用多个副载波，进而各个副载波的调制方式例如可以适用4－QAM、8－PSK或16－QAM等多值调制方式，因此1符号时间与比特率的倒数相比非常长。作为其结果，由上述波长分散或偏振波分散限制的传送距离与光通信***中设想的传送距离（例如，在国内的干线***中为500km）相比充分长，能够不需要上述分散补偿光纤或削减其数量。结果，有能够实现低成本光通信***的可能性。

在图2中表示使用直接检波方式的以往的光OFDM通信***的结构图。

光发送器1－1与光接收器2－1由光纤3连接。如果本来要通信的数据从输入端子4输入至光发送器1－1，则由光发送器1－1的内部的发送信号处理部100变换为基带OFDM信号，该信号由驱动放大器13放大，由光调制器12对作为载波的光进行电场调制或强度调制，从而生成光OFDM信号。该光OFDM信号通过作为传送路径的光纤3，到达光接收器2－1。光OFDM信号由光电二极管21直接检波接收，并被变换为电信号。该电信号在理想上是上述基带OFDM信号，该信号由前置放大器22放大，并由接收信号处理部200解调为本来要通信的数据，并从输出端子5输出。

在图3中表示发送信号处理部100的功能结构图。另外，在图4中表示接收信号处理部200的功能结构图。

要通信的数据首先由串行－并行变换部110变换为2N个并行数据。在此，N是承载数据的副载波的个数。在副载波的调制为4－QAM的情况下是2N个并行数据，而这在例如16－QAM的情况下为4N个。即，串行数据被变换为“1符号的比特数×副载波的个数”个并行数据。副载波调制部120利用该并行数据对N个副载波施加调制。该调制后的副载波由逆FFT部130变换为时间轴的数据，并由并行－串行变换部140变换为串行数据。该串行数据由循环前缀***部150***循环前缀，通过D/A变换部160作为模拟信号向驱动放大器送出信号。

在接收信号处理部200中，将由前置放大器放大的接收电信号通过A/D变换部210变换为数字信号，由循环前缀删除部220删除循环前缀，由串行－并行变换部230变换为N个并行数据。这些并行数据在FFT部240中被分离为N个副载波信号，由副载波解调部250对各副载波上承载的数据进行解调，由并行－串行变换部260变换为串行数据。

在光通信***中和无线通信***中都存在以下课题，即：OFDM信号的PAPR（峰值功率与平均功率之比）大。在无线通信的情况下，在驱动发送天线的功率放大器的线性恶化的情况下，在峰值功率时信号失真，引起接收灵敏度恶化，或由于信号谱的加宽而对相邻无线信道引起干扰。

在光通信***中，存在无线通信***所不存在的光纤通信固有的由PAPR大而引起的课题。这是下述称为非线形相位旋转的现象，即：在峰值功率大的时刻，光的相位与其他时刻的相位相比多余地旋转。这是由作为传送路径的光纤表现出弱的非线性而引起的现象。光纤所具有的非线形光学效果、所谓Kerr效果可以由下式记载。

[数1]

$\mathrm{\φ}\left(t\right)={\mathrm{\φ}}_0+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{NL}}\left(t\right)={\mathrm{\φ}}_0+\frac{\mathrm{\γ}}{\mathrm{\α}}\·P\left(t\right)={\mathrm{\φ}}_0+\frac{\mathrm{\γ}}{\mathrm{\α}}\·P_{\mathrm{ave}}\·\mathrm{PAPR}\left(t\right)$

在此，

表示线形相位，

（t）表示非线形相位，γ表示光纤的非线形常数，α表示光纤的损失系数，P（t）表示光功率，P_ave表示平均光功率，PAPR（t）表示各时刻的峰值与平均功率之比（PAPR）。其中，在数式中用斜体字表示的记号为了方便，在本说明书中用通常的字体表示。由该式可知，光的非线形相位与PAPR成比例地旋转。在使用单一波长的光的光通信***中，由信号自身的峰值功率引起相位旋转（自相位调制效果），这由波长分散引起波形形变，使错误率增加。另外，在波长复用光通信***中，由相邻波长的信号的峰值功率诱发相位旋转（互相位调制效果），与自相位调制效果同样使错误率增加。这些相位旋转引起OFDM信号的副载波的相位旋转。更正确而言，围绕由平均功率决定的固定的相位旋转，诱发与PAPR相应的随机的相位旋转。该随机的相位旋转如果超过符号判定的阈值，则该符号被判定为错误。例如将副载波的调制设为QPSK，如果从理想符号点发生±π/4相位旋转，则符号判定错误。因此，使用尽可能将PAPR抑制得小的信号来进行光传送，在减小错误率的观点上是重要的。

提出了多种在无线传送***中减小PAPR的技术，主要有以下技术等：例如，（1）一边由硬限幅器强制性地将PAPR保持为某固定值以下，一边由滤波器抑制对相邻无线信道的谱的干扰；（2）多次尝试向副载波的数据的映射（即调制），并选择PAPR少的调制；（3）利用预编码（格状编码等）来具有冗余性，由此生成PAPR小的信号。在非专利文献1中汇总记载了这些方式的原理、优点和缺点。另外，如非专利文献2所记载，最近还在对使用相位调制将无线信号的包络线保持为一定（PAPR＝0dB）的方式进行研究。

将这些PAPR减轻方案适用于光OFDM通信***的研究也已经发表（非专利文献3、4）。进而，在特开2009－188510号公报（专利文献1）中，也提出了使用上述相位调制将包络线保持为一定的光OFDM通信***。

在先技术文献

专利文献

专利文献1:特开2009－188510号公报

非专利文献

非专利文献1:S．H．Han，and J．H．Lee，“An Overview of Peak－to－Average Power Ratio Reduction Techniques for MulticarrierTransmission”，IEEE Wireless Communications、April 2005，pp．56－65

非专利文献2:S．C．Thompson、A．U．Ahmed、and J．G．Proakis、et al，“Constant Envelop OFDM”，IEEE Transactionson Communications、Vol．56、No．8、August 2008、pp．1300－1312

非专利文献3:B．Goebel、S．Hellerbrand、N．Haufe、et al，“PAPRReduction Techniques for Coherent Optical OFDM Transmission”，ICTON2009、Mo．B2．4、2009

非专利文献4:B．Goebel、S．Hellerbrand、N．Haufe、et al，“NonlinearLimits for High Bit－Rate O－OFDM Systems”，IEEE Summer TopicalMeeting2009、MC4．2、2009

发明的公开

发明所要解决的课题

在使用非专利文献3、4所记述的对策的情况下，PAPR为6dB以上，与以往的使用OOK的光通信***相比PAPR较大，效果有限。另外，在特开2009－188510号公报的技术中，接收方式限定于相干接收方式，与直接检波接收方式相比，接收器结构为4倍，而且接收信号处理部也变得复杂，因此成为与直接检波接收方式相比高成本的通信***。

发明内容

本发明鉴于以上方面而做成，其目的在于，提供一种光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器，在光OFDM通信***中，在传送路径内部的光功率大的位置，其PAPR比以往的光通信***的PAPR（为6dB）小，而且还能够适用于直接检波接收方式。本发明的目的之一在于，提供一种PAPR比6dB小的光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器。

用于解决课题的手段

在本发明中，通过基带OFDM信号对RF正弦波的相位进行调制，利用该正弦波对光波进行调制，在光纤上传送之后，进行光－电变换，通过所述RF正弦波对得到的电信号进行同步检波，由此再现基带OFDM信号。

根据本发明的第1解决手段，提供一种光通信***，具备：

光发送器，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并经由光纤发送光信号；以及

光接收器，对在该光纤中传播后的光信号进行光电变换，对各副载波信号进行解调并再现原来的数字数据；

所述光发送器具有：

发送信号处理部，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波来进行调制，对调制后的该副载波信号进行逆FFT运算，来生成基带OFDM信号；

第1振荡器，输出预定频率的正弦波；

相位调制部，将该基带OFDM信号相位调制至作为所述第1振荡器的输出的正弦波；以及

电－光变换部，将从所述相位调制部输出的正弦波变换为光信号；

所述光接收器具有：

光－电变换部，将经由所述光纤从所述光发送器接收的光信号变换为电信号；

第2振荡器，生成频率与所述第1振荡器大致一致的正弦波；

同步检波部，通过作为所述第2振荡器的输出的正弦波，对所述光－电变换部的输出进行同步检波；以及

接收信号处理部，根据对所述同步检波部的输出进行FFT变换而得到的副载波信号，再现原来的数字数据。

根据本发明的第2解决手段，提供一种光发送器，是光通信***中的光发送器，该光通信***具备：所述光发送器，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并经由光纤发送光信号；以及光接收器，对在该光纤中传播后的光信号进行光电变换，对各副载波信号进行解调来再现原来的数字数据；该光发送器具备：

发送信号处理部，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，对调制后的该副载波信号进行逆FFT运算来生成基带OFDM信号；

振荡器，输出预定频率的正弦波；

相位调制部，将该基带OFDM信号相位调制至作为所述振荡器的输出的正弦波；以及

电－光变换部，将从所述相位调制部输出的正弦波变换为光信号。

根据本发明的第3解决手段，提供一种光接收器，是光通信***中的光接收器，该光通信***具备：光发送器，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并经由光纤发送光信号；所述光接收器，对在该光纤中传播后的光信号进行光电变换，对各副载波信号进行解调来再现原来的数字数据；所述光接收器具备：

光－电变换部，经由所述光纤，接收将基带OFDM信号相位调制至预定频率的正弦波而得到的光信号，并变换为电信号；

振荡器，预先设定与所述频率大致一致的频率，生成该频率的正弦波；

同步检波部，通过作为所述振荡器的输出的正弦波，对所述光－电变换部的输出进行同步检波；以及

接收信号处理部，根据对所述同步检波部的输出进行FFT变换而得到的副载波信号，再现原来的数字数据。

根据本发明的第4解决手段，提供一种光转发器，具备发送部和接收部；

该发送部具有：

发送信号处理部，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，对调制后的该副载波信号进行逆FFT运算来生成基带OFDM信号；

第1振荡器，输出预定频率的正弦波；

相位调制部，将该基带OFDM信号相位调制至作为所述第1振荡器的输出的正弦波；以及

电－光变换部，将从所述相位调制部输出的正弦波变换为光信号；

所述接收部具有：

光－电变换部，将经由所述光纤接收的光信号变换为电信号；

第2振荡器，生成频率与所述第1振荡器大致一致的正弦波；

同步检波部，通过作为所述第2振荡器的输出的正弦波，对所述光－电变换部的输出进行同步检波；以及

接收信号处理部，根据对所述同步检波部的输出进行FFT变换而得到的副载波信号，再现原来的数字数据。

发明效果

根据本发明，能够提供一种光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器，在光OFDM通信***中，能够减小传送路径内部光功率高的位置的PAPR，能够减轻接收灵敏度的恶化。另外，由于能够减小PAPR，能够提供一种可长距离传送的光通信***、光发送器、光接收器以及光转发器。

例如，在本发明的PAPR为3dB的光通信***中，通过由PAPR诱发的非线形相位噪声决定的传送距离与以往的光OFDM通信***的该传送距离相比大约为3倍。

附图说明

图1是本发明的光通信***的功能模块图。

图2是以往的光OFDM通信***的功能模块图。

图3是OFDM通信***的发送信号处理部的功能模块图。

图4是OFDM通信***的接收信号处理部的功能模块图。

图5是表示第一实施方式的光通信***的功能模块图。

图6是使用直接调制的光通信***的功能模块图。

图7是使用MZ调制器的光通信***的功能模块图。

图8是第二实施方式中使用窄带光滤波器的光通信***的功能模块图。

图9是光OFDM信号和通过直接检波接收来产生的电信号的谱的示意图。

图10是第二实施方式中使用光IQ调制器的光通信***的功能模块图。

图11是第二实施方式中小信号相位调制的情况下的使用光IQ调制器的光通信***的功能模块图。

图12是第二实施方式中第二小信号相位调制的情况下的使用光IQ调制器的光通信***的功能模块图。

图13是表示第三实施方式的光通信***的功能模块图。

图14是OFDM通信***的第二接收信号处理部的功能模块图。

图15是同步检波部的结构图。

图16是小信号相位调制部的结构图。

图17是表示第四实施方式的光转发器的功能模块图。

图18是表示第四实施方式的第二光转发器的功能模块图。

具体实施方式

1．原理以及概要

利用图1说明本实施方式的原理。本实施方式的光通信***中，光发送器1与光接收器2通过光纤3连接。在光发送器1内部的发送信号处理部100中，将从输入端4输入的要通信的数据变换为基带OFDM信号。对来自光发送器内部的RF振荡器（第1振荡器）6的频率f_m的正弦波的相位，通过上述基带OFDM信号由相位调制部8进行相位调制。该相位调制后的正弦波通过电－光变换部10变换为光信号。在该电－光变换部10中，上述正弦波被变换为光的功率或电场。该光信号在作为传送路径的光纤3中传播，并入射至光接收器2。在光接收器2中，由光－电变换部20变换为电信号。该电信号被与来自光接收器2内部的RF振荡器（第2振荡器）7的正弦波进行同步检波，其输出信号由接收信号处理部200再现为通信数据，从输出端5输出。

以下利用数式说明本实施方式所涉及的信号。作为图1的发送信号处理部100的输出信号的基带OFDM信号为了适于相位调制，需要是实数。为了设为实数，需要使用复OFDM信号的实部或虚部，或者针对向副载波的映射，设法使负的频率成分成为正的频率成分的厄米特共轭。例如，举出使用复OFDM信号的实部的情况为例，基带OFDM信号由下式表示。

[数2]

$\mathrm{\φ}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\begin{array}{c}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_k\·\exp (j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·t)\end{array}\right\}$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{C_k\right\}\·\cos (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·t)-\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left\{C_k\right\}\·\sin (2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k\·t)$

，for 0≤t≤Ts  (1)

在此，C_k表示数据（信号空间座标。例如副载波调制为4－QPSK的情况下则为±1±i这4点）。另外N为副载波数，Δf为副载波频率间隔，t为时间，Ts为1符号时间。

如果将该信号作为调制信号，对作为RF振荡器6的输出的频率f_m的正弦波进行相位调制，则相位调制部8的输出信号由下式（2）表示。

I(t)＝cos(2π·f_m·t+h·φ(t))                (2)

[数3]

在此，h为相位调制的调制度。

对施加了该相位调制后的正弦波，由电－光变换部10变换为光信号。例如在使用直接调制用的半导体激光器作为电－光变换元件的情况下，如果使施加给半导体激光器的电流与式（2）成比例，与适当的偏置电流重叠，则该半导体激光器的输出光功率由式（3）表示。

[数4]

P(t)＝P₀·(1+cos(2π·f_m·t+h·φ(t)))            (3)

在此，P₀为平均光功率。

由式（3）可知，该情况下PAPR为3dB，与以往的光OFDM通信的情况下的PAPR相比，能够大为减小。

式（3）的光信号在作为传送路径的光纤3中传播，并到达光接收器2。在光接收器2中，由光－电变换部20变换为与光信号的功率（3）成比例的电流，进而该电流被变换为电压而放大。该光－电变换部20的输出信号由同步检波部9与作为RF振荡器7的输出的正弦波进行同步检波。该正弦波的频率是与位于发送器1内部的RF振荡器6相同（或大致相同）的频率f_m。另外，作为同步检波部9的结构例，如图15所示，由混合器90与低通滤波器91的组合构成，构成为频率2×f_m的成分由于低通滤波器而不被输出。在该情况下，同步检波部9的动作由式（4）表示。

[数5]

$\cos (2\mathrm{\π}\·f_m\·t+h\·\mathrm{\φ}\left(t\right))\·\sin (2\mathrm{\π}\·f_m\·t)\stackrel{\mathrm{LPF}}{\→}-\frac{1}{2}\·\sin (h\·\mathrm{\φ}\left(t\right))\stackrel{\mathrm{small}}{\→}-\frac{1}{2}\·h\·\mathrm{\φ}\left(t\right)$

                                (4)

式（4）的左边第一项表示同步检波部9的输入的AC成分，第二项表示RF振荡器7的输出，左边整体表示混合器90的动作。该信号通过同步检波部9的低通滤波器91输出，而该输出信号由式（4）的中部表示。在此，在相位调制为小信号的情况（h＜1）下，进而表示为式（4）的右边，而其与式(1）的基带OFDM信号成比例。通过光接收器2内部的接收信号处理部200对该信号进行解调，由此从输出端子5输出通信数据。这是本实施方式的基本原理。

其中，在相位调制中小信号近似不成立的情况下，同步检波部9的输出为式（4）的中部，通过将接收信号处理部200改为图14所示的200－1，能够得到通信数据。接收信号处理部200－1构成为：在A/D变换之后，将执行逆正弦函数（或者，在不将RF振荡器7的输出设定为上述sin（2π·f_m·t）而设定为cos（2π·f_m·t）的情况下为逆余弦函数）的信号处理部270***接收信号处理部200中。

以上的解决手段记载了在电－光变换部10中利用如图6的半导体激光器的直接调制的情况，但即使利用使用MZ调制器的电场调制，也能够实现相同的动作。利用图7详细记载该情况。

图7的MZ调制器12－1输出与输入的电信号成比例的光的电场。将其称为电场调制。MZ调制器12－1的输入电信号是由驱动放大器13－2将通过实基带OFDM信号相位调制后的频率f_m的正弦波放大而得到的信号。即，式（2）是向MZ调制器输入的电信号。来自图7的激光器11－2的频率f_c的连续光由MZ调制器12－1进行电场调制，该光能够由下式表示。

[数6]

cos(2π·f_m·t+φ(t))·cos(2π·f_c·t)+K₁·cos(2π·f_c·t)    (5)

式（5）的第一项表示电场调制的光的电场，第二项表示未受到调制的连续光的电场。

在组合电场调制与直接检波接收而成的光通信***中，如果将电场调制的光与连续光同时进行光纤传送，并直接检波接收，则发生电场调制的光与连续光的差拍，这成为电信号。其中，在该情况下，需要设置带通滤波器或低通滤波器，将接收器内部的光－电变换部的输出中以2×f_m为中心频率的式（2）的2倍的谐波遮断。

为了高效地取出上述直接检波接收中产生的、由电场调制的光与连续光的差拍产生的电信号，优选K1设定为大约1＋√2/2＝约1．7。在该情况下，式（5）的光在光纤3内部的光功率大的位置，PAPR为6dB以下，可知本方式是解决课题的手段。

其中，作为如式（5）设定连续光的电场强度的方法，有调整MZ调制器12－1的直流偏置的方法。

其他解决手段有在电－光变换部10中利用光SSB（Single Side Band：单边带）调制来实现的方法。使用光SSB调制的情况下的发送器输出光的电场可以由下式表示。

[数7]

cos(2π·(f_m+f_c)·t+φ(t))+K₂·cos(2π·f_c·t)        (6)

式（6）的第一项表示上边带波，第二项表示连续光的电场。在此的讨论通过上边带波来进行，但在利用下边带波的情况下也相同。

如果直接检波接收式（6）的光，则发生连续光与上边带波的差拍，并将其作为信号取出。为了高效地取出该信号，优选将式（6）的第二项的振幅K₂设定为大约1．0。

在该情况下，式（6）的PAPR求为3dB。在光纤内部光功率大的位置，PAPR成为3dB，可知利用光SSB调制的上述手段是解决课题的一种手段。

作为实现光SSB调制的手段，如图8所示，在对上述半导体激光直接调制的情况下以及利用MZ调制器的情况下，通过使其输出光通过窄带光滤波器14，都能够遮断无用的边带来实现。其中，在该情况和在光－电变换部20中利用直接检波接收的情况下，都使适当量的连续光同时通过窄带光滤波器并发送。

实现光SSB调制的其他手段如图10所示有以下方法，即：作为电－光变换部10－4使用光IQ调制器12－2，作为Q成分的调制信号使用I成分的调制信号的希尔伯特变换后的信号。在该情况下，不需要上述窄带光滤波器。其中，在该情况和在光－电变换部20中利用直接检波接收的情况下，都使适当量的连续光同时从光IQ调制器输出。

上述解决手段使用直接检波接收。这些解决手段之中的使用MZ调制器或光SSB调制和直接检波接收的解决手段中，以上说明了在直接检波中连续光与调制光产生差拍并变换为电信号的情况，但还发生OFDM信号的副载波间的差拍并产生电信号。这在频率轴上发生于从直流到2×B的范围。在此，B是基带OFDM信号的带宽，如果利用式（1）的记号，则表示为B＝（N＋1）×Δf。该副载波间的差拍信号对本来的连续光与调制光的差拍信号造成干扰，引起接收错误率的恶化。

因此，在连续光的频率f_c与调制光的频率之间设置保护带。在图9中示出该情形。图9（a）表示光信号的谱配置，将该光信号直接检波接收时得到的电信号的谱如图9（b）所示。由该图可知，副载波间的差拍信号如果通过电气谱来观察，则越靠高频侧则越小，因此为了避免该干扰，需要满足至少f_m＞2B，为了完全避免该干扰，则需要满足f_m＞3B。

上述解决手段以直接检波接收为主记叙，但本实施方式的接收器的光－电变换部不限于此，也能够适用于利用图13所示的相干接收的情况。

2．第1实施方式

参照图1等说明第1实施方式。在此为了说明，副载波的调制假设为4－QAM，但本实施方式不限定于此，针对任意的副载波调制方式都能够适用。另外副载波的个数设为N个（N为整数）。

图1表示光OFDM通信***的结构图。

光OFDM通信***例如具备发送器（光发送器）1、光纤3和接收器（光接收器）2。发送器1例如具有发送信号处理部100、RF振荡器6和电－光变换部10。发送器1也可以具备输入端子4。接收器2具有光－电变换部20和接收信号处理部200。接收器2也可以具备输出端子8。发送器1和接收器2经由光纤3连接。其中，发送器1的电－光变换部10例如既可以通过如图6所示的驱动放大器13－1以及直接调制用半导体激光器11－1来实现，或者也可以具备如图7所示的驱动放大器13－2和激光器11－2以及MZ调制器12－1。

图3表示第1实施方式中的发送信号处理部100的结构图。

发送信号处理部100例如具备串行－并行变换部（S/P）110、副载波调制部120、逆FFT部（逆傅里叶变换部）130、并行－串行变换部（P/S）140、循环前缀***部（CPI）150和数字－模拟变换部（D/A变换部）160。

本来要通信的数据由串行－并行变换部110变换为2N个并行数据。副载波调制部120利用该并行数据对N个副载波施加调制。该调制后的副载波（c_k、k＝1、2，···N）被输入至逆FFT部130。输入的信号由逆FFT部130变换为时间轴的数据，由并行ー串行变换部140变换为串行数据。该串行数据由循环前缀***部150***循环前缀，通过D/A变换部160作为模拟信号输出。该信号称为基带OFDM信号。

作为图1的RF振荡器6的输出的正弦波在相位调制部8中，利用上述基带OFDM信号进行相位调制之后，由电－光变换部10变为光信号，并出射至光纤3。相位调制部例如能够由VCO（Voltage－Controlled Oscillator）等实现。

另外，考虑相位调制能够进行小信号近似的情况。一般而言，相位调制信号能够记作：

[数8]

cos(ω_c·t+φ(t))＝cos(ω_c·t)·cos(φ(t))-sin(ω_c·t)·sin(φ(t))      (7)

在此，ω_c表示RF振荡器的振荡角频率，表示基带OFDM信号。

在此，如果进行相位调制的小信号近似，则式（A）能够表示为：

[数9]

cos(ω_c·t)+φ(t)·sin(ω_c·t)                        (8)

如果将其通过电路实现，则为图16。即，小信号近似下的相位调制电路8为图16。

电－光变换部10的结构例如如上所述，能够利用直接调制（图6）或MZ调制（图7）。

该光信号通过作为传送路径的光纤3入射至接收器2。在此，通过光－电变换部20变换为电信号。该电信号通过作为RF振荡器7的输出的正弦波，由同步检波部9进行同步检波。该输出信号由接收信号处理部200解调，作为串行数据从输出端子10取出。接收信号处理部200的结构例如与图4所示的结构相同，能够利用通常的OFDM信号处理结构。

同步检波部9的结构例如图15所示。也就是说，在混合器90中，针对前置放大器输出的电信号、以及输出振荡频率与发送器的RF振荡器6的振荡频率f_m大致一致的RF信号的振荡器7的输出，进行乘法计算，并通过提取该输出之中的低频成分（振荡频率f_m以下）的低通滤波器91，由此实现同步检波。

其中，作为接收信号处理，也可以利用图14的接收信号处理部200－1。该接收信号处理部200－1与接收信号处理部200不同之处在于，在A/D变换部210的后级设置了执行逆正弦函数或逆余弦函数的信号处理部270。通过导入该信号处理部270，具有以下特征，即：在大相位调制度的情况下，能够进行正确的解调。

在图5中，表示本实施方式中在光－电变换部20－1中利用直接检波接收方式的结构图。光－电变换部20－1例如具备光电二极管21和前置放大器22。

3．第2实施方式

参照图8等说明第2实施方式。图8表示第2实施方式的***结构图。与第1实施方式的差异在于，针对发送器1－4的内部的电－光变换部10的光输出设置窄带光滤波器14。通过该窄带光滤波器，遮断电－光变换部10的输出光信号的边带波，生成光SSB（Single Side Band）信号。光SSB信号已知不产生由光纤的波长分散特性引起的波形恶化，是适于长距离通信***的信号。

第2实施方式中的电－光变换部10是图6的10－2或图7的10－3。另外，光－电变换部20是图5的20－1。

作为产生光SSB信号的其他手段，图10是在电－光变换部10－4的内部具备激光器11－2、光IQ调制器、希尔伯特变换部15和驱动放大器13－2的结构图。在本实施方式中，由于未使用上述窄带光滤波器14，因此具有以下特征，即：能够任意选择半导体激光器的波长。

另外，在相位调制能够进行小信号近似的情况下，能够如下考虑图10的希尔伯特变换部15。图10的相位调制器8的输出、即向希尔伯特变换部15的输入信号能够表示为：

[数10]

cos(ω_m·t+φ(t))＝cos(ω_m·t)·cos(φ(t))-sin(ω_m·t)·sin(φ(t))    (9)

在此，如果设相位调制能够进行小信号近似，则式（9）能够表示为式（10）。

[数11]

cos(ω_m·t)-φ(t)·sin(ω_m·t)                (10)

如果对该式（10）进行希尔伯特变换，若考虑基带OFDM信号

（t）为实（进行相位调制的情况下为实数）的情况，则能够近似为：

[数12]

sin(ω_m·t)+φ(t)·cos(ω_m·t)≌sin(ω_m·t+φ(t))            (11)

对式（11）的右边适用图10的希尔伯特变换部15的图为图11。即，将振荡器6的输出cos（w_m·t）的相位偏移－π/2量而生成sin（w_m·t），对该正弦波由相位调制器8施加基于基带信号

（t）的相位调制，由此能够实现希尔伯特变换，能够产生与图10相同的光SSB信号。

进而，如果与图11的希尔伯特变换部对应的相位调制部由式（11）的左边构成，在I侧的相位调制部利用图16（式（8）），则在小信号近似下，图10成为图12。即，通过图12，能够产生与图10相同的光SSB信号。

4．第3实施方式

参照图13说明第3实施方式。图13是第3实施方式的通信***整体的结构图。

第3实施方式的接收器2－3例如具有光－电变换部20－2、RF振荡器7－1、同步检波部9、接收信号处理部200、局部半导体激光器50和光合波部60。从发送器1传播到光纤3的光信号入射至接收器2－3。该光信号与设置在接收器2－3内部的局部半导体激光50的输出光由光合波部60合波，由光－电变换部20－2进行所谓相干接收，并变换为电信号。该信号通过作为接收器2－3内部的RF振荡器7－1的输出的正弦波，由同步检波部9进行检波，该输出由接收信号处理200解调，并作为数据从端子5输出。

本实施方式的光合波部60也可以是光耦合器或光90度混合器、或对应于偏振波分集的偏振波分离元件（PBS）和两台光90度混合器。另外，光电二极管21如所周知，与光合成部60的结构对应，是平衡光电二极管或光电二极管对。

5．转发器

作为其他实施方式有图17所示的光转发器300。该光转发器300在一个箱体中或板材上搭载发送器1和接收器2而成。因此，光转发器300具有两个光纤3－1和3－2。光纤3－1用于发送光信号，光纤3－2用于接收光信号。光转发器300的发送器1、接收器2能够使用上述各实施方式的适当的结构。

其中，在本实施方式的情况下，可以兼用搭载于发送器1和接收器2中的RF振荡器，例如可以如图18所示，将搭载于发送器1的RF振荡器的输出的一部分用在接收器2中。图18是使用发送器1内部的RF振荡器的图，但RF振荡器只要在光转发器300－1的内部，无论搭载于何处皆可。

工业实用性

本实施方式例如能够用于光通信***。

附图标记说明

1、1－1、1－2、1－3、1－4、1－5、1－6、1－7 发送器（光发送器）

2、2－1、2－2、2－3 接收器（光接收器）

3、3－1、3－2 光纤

4 输入端子

5 输出端子

6、7 RF振荡器

8 相位调制部

9 同步检波部

10、10－1、10－2、10－3、10－4、10－5 电－光变换部

11、11－2 激光器

11－1 直接调制用半导体激光器

12 光调制器

12－1 MZ调制器

12－2 光IQ调制器

13、13－1、13－2 驱动放大器

14 窄带光滤波器

15 希尔伯特变换部

16 －π/2移相电路

16－1 ＋π/2移相电路

20、20－1、20－2 光－电变换部

21 光电二极管

22 前置放大器

30 光滤波器

50 局部激光器

60 光合波部

90 混合器

91 低通滤波器

92 加法器

100 发送信号处理部

110、230 串行－并行变换部

120 副载波调制部

130 逆FFT部

140、260 并行－串行变换部

150 循环前缀***部

160 数字－模拟变换部

200、200－1 接收信号处理部

210 模拟－数字变换部

220 循环前缀删除部

240 FFT部

250 副载波解调部

270 逆正弦函数（或逆余弦函数）部

300、301 光转发器

Claims (15)

1.一种光通信***，具备：

光发送器，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并经由光纤发送光信号；以及

光接收器，对从该光纤中传播来的光信号进行光电变换，对各副载波信号进行解调来再现原来的数字数据；

所述光发送器具有：

发送信号处理部，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，对调制后的该副载波信号进行逆FFT运算来生成基带OFDM信号；

第1振荡器，输出预定频率的正弦波；

相位调制部，将该基带OFDM信号相位调制至作为所述第1振荡器的输出的正弦波；以及

电－光变换部，将从所述相位调制部输出的正弦波变换为光信号；

所述光接收器具有：

光－电变换部，将经由所述光纤从所述光发送器接收的光信号变换为电信号；

第2振荡器，生成频率与所述第1振荡器大致一致的正弦波；

同步检波部，通过作为所述第2振荡器的输出的正弦波，对所述光－电变换部的输出进行同步检波；以及

接收信号处理部，根据对所述同步检波部的输出进行FFT变换而得到的副载波信号，再现原来的数字数据。

2.如权利要求1记载的光通信***，其特征在于，

所述光－电变换部利用光电二极管进行直接检波接收。

3.如权利要求1或2记载的光通信***，其特征在于，

从所述第1以及第2振荡器输出的正弦波的频率f_m与所述基带OFDM信号的带域B满足f_m＞2B的关系。

4.如权利要求1至3中某一项记载的光通信***，其特征在于，

所述电－光变换部产生光单边带信号。

5.如权利要求4记载的光通信***，其特征在于，

所述电－光变换部具有光IQ调制器作为产生所述光单边带信号的机构，该光IQ调制器将所述相位调制部的输出作为I成分的调制信号，将对该I成分的调制信号进行希尔伯特变换而得到的信号作为Q成分的调制信号。

6.如权利要求1、3、4及5中某一项记载的光通信***，其特征在于，

所述光－电变换部具备局部激光器、合波用光耦合器部和光电二极管，进行相干检波接收。

7.一种光发送器，是光通信***中的光发送器，该光通信***具备：所述光发送器，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并经由光纤发送光信号；以及光接收器，对在该光纤中传播后的光信号进行光电变换，对各副载波信号进行解调来再现原来的数字数据；该光发送器具备：

发送信号处理部，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，对调制后的该副载波信号进行逆FFT运算来生成基带OFDM信号；

振荡器，输出预定频率的正弦波；

相位调制部，将该基带OFDM信号相位调制至作为所述振荡器的输出的正弦波；以及

电－光变换部，将从所述相位调制部输出的正弦波变换为光信号。

8.如权利要求7记载的光发送器，其特征在于，

从所述振荡器输出的正弦波的频率f_m与所述基带OFDM信号的带域B满足f_m＞2B的关系。

9.如权利要求7或8记载的光发送器，其特征在于，

所述电－光变换部产生光单边带信号。

10.如权利要求9记载的光发送器，其特征在于，

所述电－光变换部具有光IQ调制器作为产生所述光单边带信号的机构，该光IQ调制器将所述相位调制部的输出作为I成分的调制信号，将对该I成分的调制信号进行希尔伯特变换而得到的信号作为Q成分的调制信号。

11.一种光接收器，是光通信***中的光接收器，该光通信***具备：光发送器，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并经由光纤发送光信号；以及所述光接收器，对在该光纤中传播后的光信号进行光电变换，对各副载波信号进行解调来再现原来的数字数据；所述光接收器具有：

光－电变换部，经由所述光纤，接收将基带OFDM信号相位调制至预定频率的正弦波而得到的光信号，并变换为电信号；

振荡器，预先设定与所述频率大致一致的频率，生成该频率的正弦波；

同步检波部，通过作为所述振荡器的输出的正弦波，对所述光－电变换部的输出进行同步检波；以及

接收信号处理部，根据对所述同步检波部的输出进行FFT变换而得到的副载波信号，再现原来的数字数据。

12.如权利要求11记载的光接收器，其特征在于，

所述光－电变换部利用光电二极管进行直接检波接收。

13.如权利要求11记载的光接收器，其特征在于，

所述光－电变换部具备局部激光器、光合波部和光电二极管，进行相干检波接收。

14.一种光转发器，具备发送部和接收部，

该发送部具有：

发送信号处理部，将数字数据映射到于整个符号时间相互正交的多个副载波上来进行调制，并对调制后的该副载波信号进行逆FFT运算来生成基带OFDM信号；

第1振荡器，输出预定频率的正弦波；

相位调制部，将该基带OFDM信号相位调制至作为所述第1振荡器的输出的正弦波；以及

电－光变换部，将从所述相位调制部输出的正弦波变换为光信号；

所述接收部具有：

光－电变换部，将经由所述光纤接收的光信号变换为电信号；

第2振荡器，生成频率与所述第1振荡器大致一致的正弦波；

同步检波部，通过作为所述第2振荡器的输出的正弦波，对所述光－电变换部的输出进行同步检波；以及

接收信号处理部，根据对所述同步检波部的输出进行FFT变换而得到的副载波信号，再现原来的数字数据。

15.如权利要求14记载的光转发器，其特征在于，

以一台振荡器兼用所述发送部的第1振荡器和所述接收部的第2振荡器。

Images