CN102624335A - 新型的晶体振荡器电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电路设计领域，公开了一种新型的晶体振荡器电路。本发明中，对主振MOS管电路进行镜像，通过控制镜像管的直流偏置来间接控制主振管的偏置，使得晶体振荡器输出正弦信号的直流电平偏置在预先设定的值，实现了对输出信号直流电平的控制，而且对负反馈控制环路可以使用米勒补偿来补偿稳定性，在不占用很大芯片面积的前提下保证了***的稳定。第二运算放大器通过将峰值检测电路输出信号和第二固定电平的大小进行比较，动态调整偏置电流的值，可以保证输出信号维持在预先设定的幅值。

Description

新型的晶体振荡器电路

技术领域

本发明涉及电路设计领域，特别涉及晶体振荡器电路。

背景技术

晶体振荡器电路作为一个基本的电路模块，在芯片中用来产生一个精准的时钟信号。这个时钟信号不仅可以经过频率变换后与信号混频，实现调制和解调；还可以作为数字模块的参考时钟。因此，晶体振荡器几乎存在于每一个芯片中，具有极其广泛的应用。

和其他的模拟模块不同，晶体振荡器的启动需要一个比较长的时间(低频晶体振荡器通常需要几百毫秒甚至几秒)。通常来说，增大电流即增加功耗会缩短起振时间，但是同时会增大起振后信号的幅度。对于晶体振荡器电路来说，输出信号幅度过大，不仅会造成波形失真，而且还会产生过多的谐波，影响输出信号的性能，而且过大的振荡幅度还会严重影响晶体寿命，甚至损坏晶振。另外，为了满足晶体参数的波动以及满足不同频率的晶振，如果采用固定的电流来驱动电路，就会导致有些晶体振荡器不起振，而有些晶体振荡器幅度过大。

为了解决上述问题，现有的文献中提出了多种解决方案。这些方案虽然实现形式有所不同，但是其思路基本一致。为了保证晶体振荡器电路能够起振，而且有一个比较快的起振时间，在电路刚刚上电时，通常对其提供一个比较大的电流。在这个大电流的作用下，电路能够快速起振。由于这个电流远远大于晶体振荡器维持振荡所需要的电流，在电路起振后，通过一个负反馈机制动态地调整工作电流，使得电路以一个可控的振幅维持振荡。

在专利号为6278338的美国专利中，采用了一个简易的峰值检测电路来动态控制工作电流。在晶体振荡器尚未起振时，采用最大电流对电路供电，当电路起振后，通过金属氧化物半导体(Metal-Oxide-Semiconductor，简称“MOS”)管的开关过程对电容充放电来改变偏置电压，从而减小工作电流，实现幅度控制。这种方案虽然结构简单，但是电路在正常工作的时候，电容的充放电和开关时钟的馈通都会影响偏置电流的性能，增大输出信号的噪声。

在专利号为6798301和7688154的美国专利中，都用到了类似的技术来实现对幅度的控制，只是在峰值检测电路的实现上略有不同。而且上述三种结构对主工作MOS管的偏置方面，都采用了自偏置的技术，即通过一个大电阻连接主工作MOS管的栅极和漏极来为栅极提供偏置。这种结构实现起来虽然简单，但是在电路起振后，MOS管的栅极和漏极的直流电平始终相同，导致晶体振荡器输出信号的直流电平不可控，电路缺乏灵活性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种新型的晶体振荡器电路，使得晶体振荡器在震荡的过程中始终保证输出正弦信号的直流电平偏置在预先设定的值，实现了对输出信号直流电平的控制，且电路的稳定性得到了保障。

为解决上述技术问题，本发明的实施方式公开了一种新型的晶体振荡器电路，包括：第一电流源、第二电流源、晶体振荡器、第一电容、第一金属氧化物半导体MOS管、低通滤波器、第二MOS管和第一运算放大器；其中，第一电流源和第二电流源为镜像电流源，第一MOS管和第二MOS管为镜像MOS管；

第一MOS管源漏极中的一极与第一电流源的输出端连接，另一极接地；

第二MOS管源漏极中的一极与第二电流源的输出端连接，另一极接地；

第一MOS管的栅极通过低通滤波器与第二MOS管的栅极连接；

第一运算放大器的反相输入端与第一固定电平连接，同相输入端与第二电流源的输出端连接，输出端与第二MOS管的栅极连接；

第一电流源的输出端通过晶体振荡器和第一电容与第一MOS管的栅极连接。

本发明实施方式与现有技术相比，主要区别及其效果在于：

对维持震荡的主振MOS管电路进行镜像，并通过控制镜像管的直流偏置状况来间接控制主振管的偏置状况，使得晶体振荡器在震荡过程中输出正弦信号的直流电平偏置在预先设定的值，实现了对输出信号直流电平的控制，且电路的稳定性得到了保障。

进一步地，第二运算放大器通过将峰值检测电路输出信号和第二固定电平的大小进行比较，动态调整偏置电流的值，可以保证输出信号维持在预先设定的幅值。

进一步地，负反馈环路在给定第四MOS管偏置电流的情况下，调节第二MOS管栅极的偏置电压，从而实现对主振第一MOS管栅极电压的偏置。在这个偏置下，第二MOS管的漏极通过负反馈的作用偏置在了预先设定的第一电平值上，从而实现了对晶体振荡器电路输出波形的直流偏置的控制。

进一步地，通过低通滤波器的作用，第二MOS管中只含有主振MOS管的直流信息，没有交流信号的存在。

进一步地，第二MOS管中只有直流信息，没有交流信号，因此对负反馈环路可以采用米勒补偿，米勒补偿的方法简单实用，在不占用很大芯片面积的前提下保证了***的稳定。

附图说明

图1是本发明第一实施方式中一种新型的晶体振荡器电路的结构示意图；

图2是本发明第二实施方式中一种新型的晶体振荡器电路的结构示意图；

图3是本发明第二实施方式中一种新型的晶体振荡器电路的负反馈环路112的工作流程图；

图4是本发明第二实施方式中一种新型的晶体振荡器电路的负反馈环路113的工作流程图。

具体实施方式

在以下的叙述中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，本领域的普通技术人员可以理解，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的实施方式作进一步地详细描述。

本发明第一实施方式涉及一种新型的晶体振荡器电路。图1是该新型的晶体振荡器电路的结构示意图。

具体地说，如图1所示，该新型的晶体振荡器电路包括：第一电流源Is1、第二电流源Is2、晶体振荡器(OSC)105、第一电容108、第一金属氧化物半导体MOS管101、低通滤波器109、第二MOS管102和第一运算放大器110。其中，第一电流源Is1和第二电流源Is2为镜像电流源，第一MOS管101和第二MOS管102为镜像MOS管。

第一MOS管101源漏极中的一极与第一电流源Is1的输出端连接，另一极接地。

第二MOS管102源漏极中的一极与第二电流源Is2的输出端连接，另一极接地。

第一MOS管101的栅极通过低通滤波器109与第二MOS管102的栅极连接；

第一运算放大器110的反相输入端与第一固定电平Vcom连接，同相输入端与第二电流源Is2的输出端连接，输出端与第二MOS管102的栅极连接。

第一运算放大器110的反相输入端与第一固定电平Vcom连接，这个固定电平决定了第二MOS管102的直流电平，由于第一MOS管101与第二MOS管102是镜像MOS管，它们的直流偏置相同，因此这个Vcom电平就决定了晶体振荡器输出端OSCo输出振荡信号的直流电平值。

第一电流源Is1的输出端通过晶体振荡器105和第一电容108与第一MOS管101的栅极连接。

101是主振MOS管，用于提供能量来维持石英晶体振荡器105的振荡。第一电流源Is1为主振MOS管101提供电流偏置。和传统结构不同，石英晶体振荡器105的OSCi端没有直接接在主振MOS管101的栅极，而是通过一个隔直电容108进行了隔离，由运算放大器110通过一个大电阻进行偏置，以达到对偏置点的灵活控制。

在晶体振荡器电路振荡时，主振MOS管101的栅极与石英晶体的OSCi端和OSCo端都是正弦信号。

第二电流源Is2作为镜像MOS管102的电流偏置，与它的源极或漏极相连。镜像MOS管102的源极或漏极输出与运算放大器110的同相输入端相连。运算放大器110的反向输入端连接固定电平Vcom，这个电平决定了镜像MOS管102源极或漏极的直流电平。由于镜像MOS管102与主振MOS管的直流偏置相同，那么这个Vcom电平就决定了OSCo端振荡信号的直流电平值。运算放大器110的输出与镜像MOS管102的栅极相连，对它进行电压的偏置。

对维持震荡的主振MOS管电路进行镜像，并通过控制镜像管的直流偏置状况来间接控制主振管的偏置状况，使得晶体振荡器在震荡过程中输出正弦信号的直流电平偏置在预先设定的值，实现了对输出信号直流电平的控制，且电路的稳定性得到了保障。

本发明第二实施方式涉及一种新型的晶体振荡器电路。图2是该新型的晶体振荡器电路的结构示意图。

第二实施方式在第一实施方式的基础上进行了改进，主要改进之处在于：

具体地说，如图2所示，

还包括：第二运算放大器107和峰值检测电路106。

第二运算放大器107的反相输入端与第二固定电平Vaimp连接，同相输入端通过峰值检测电路106和第一电容108与第一MOS管101的栅极连接，输出端与第一电流源Is1和第二电流源Is2的控制端连接。

峰值检测电路106的输入端与晶体振荡器105的信号输出端OSCi连接，用来检测震荡信号的幅度值。

第二运算放大器107的同相输入端与峰值检测电路106的输出端连接，峰值检测电路106输出信号的大小反映了晶体振荡器电路输出信号的幅度。第二运算放大器107的反相输入端接固定电平Vamp，这个固定电平的大小决定了晶体振荡器电路输出信号的幅度大小。

第二运算放大器通过将峰值检测电路输出信号和第二固定电平的大小进行比较，动态调整偏置电流的值，可以保证输出信号维持在预先设定的幅值。

进一步地，第一电流源Is1中包括第三MOS管103，第二电流源Is2中包括第四MOS管104。

第三MOS管103和第四MOS管104为镜像MOS管。

第三MOS管103源漏极中的一极与电源连接，另一极与第一MOS管101源漏极中非接地的一极连接，第三MOS管103的栅极与第二运算放大器107的输出端连接。

第四MOS管104源漏极中的一极与电源连接，另一极与第二MOS管102源漏极中非接地的一极连接，第四MOS管104的栅极与第三MOS管103的栅极连接。

这里，第三MOS管和第四MOS管尺寸匹配而且栅极电压相同，所以它们作为镜像电流源，为电路提供相同的偏置电流。

负反馈环路113在给定第四MOS管偏置电流的情况下，调节第二MOS管栅极的偏置电压，从而实现对主振第一MOS管栅极电压的偏置。在这个偏置下，第二MOS管的漏极通过负反馈的作用偏置在了预先设定的第一电平值上，从而实现了对晶体振荡器电路输出波形的直流偏置的控制。

在本发明的其它某些实施方式中，第一电流源Is1和第二电流源Is2也可以是其它形式的电流源，而不仅仅是局限于这一种形式。

在本实施方式中，优选地，第一MOS管和第二MOS管为N型金属氧化物半导体NMOS管，第三MOS管和第四MOS管为P型金属氧化物半导体PMOS管。

这样的话，则如图2所示，第三MOS管103的源极与电源连接，漏极与第一MOS管101的漏极连接，第三MOS管103的栅极与第二运算放大器107的输出端连接。

第四MOS管104的源极与电源连接，漏极与第二MOS管102的漏极连接，第四MOS管104的栅极与第三MOS管103的栅极连接。

当然，在本发明的其它某些实施方式中，这些MOS管的类型也可以互换。

进一步地，低通滤波器109中包括：第一电阻和第二电容。

第一电阻的一端与第一MOS管101的栅极连接，另一端与第二MOS管102的栅极连接。

第二电容的一端与第二MOS管的栅极连接，另一端接地。

此外，可以理解，在本发明的其它某些实施方式中，低通滤波器也可以是其它的实现形式。

进一步地，还包括：第二电阻和第三电容。

第一运算放大器110的输出端通过第二电阻和第三电容与第一运算放大器110的同相输入端连接。

如图2中111所示，第二电阻和第三电容作为米勒补偿电路。

米勒补偿是指一种利用电容放大技术实现稳定性补偿的方法，可以有效节约补偿电容的面积。

通过低通滤波器的作用，第二MOS管中只含有主振第一MOS管的直流信息，没有交流信号的存在。第二MOS管中只有直流信息，没有交流信号，因此对负反馈环路113可以采用米勒补偿，米勒补偿的方法简单实用，在不占用很大芯片面积的前提下保证了***的稳定。

晶体振荡器105两端中的任何一端为该晶体振荡器电路的信号输出端，也就是说，OSCo端可以作为该晶体振荡器电路的信号输出端，OSCi端也可以作为该晶体振荡器电路的信号输出端。

在图2所示的电路中，101是主振MOS管，用于提供能量来维持石英晶体振荡器105的振荡。103作为电流源，来为主振MOS管101提供电流偏置。而电流源103的偏置由运算放大器107的输出端提供的。运算放大器107的反相输入端接固定电平Vamp，这个固定电平的大小决定了晶体振荡器电路输出信号的幅度大小。运算放大器的同相输入端接峰值检测电路(peakdetector)106的输出端，这个信号的大小反映了晶体振荡器电路输出信号的幅度。峰值检测电路(peak detector)106的输入端接石英晶体振荡器105的OSCi端，用来检测振荡信号的幅度值。和传统结构不同，石英晶体105的OSCi端没有直接接在主振MOS管101的栅极，而是通过一个隔直电容108来进行了隔离，由运算放大器110通过一个大电阻进行偏置，以达到对偏置点的灵活控制。

在晶体振荡器电路振荡时，主振MOS管101的栅极与石英晶体振荡器的OSCi端和OSCo端都是正弦信号。通过低通滤波器109的作用，镜像MOS管102中只含有主振MOS管101的直流信息，没有交流信号的存在。那么负反馈环路113的补偿就变得十分容易。可以通过在镜像MOS管102的输入和输出端采用米勒补偿(一种利用电容放大技术实现稳定性补偿的方法，可以有效节约补偿电容面积)来保证环路的稳定性。这种方法不但简单实用，而且还节约了所需要的补偿电容面积，有助于减小芯片面积。另外，偏置电流源104作为镜像MOS管102的电流偏置，与它的漏极相连。镜像MOS管102的漏极输出与运算放大器110的同相输入端相连。运算放大器110的反相输入端连接固定电平Vcom，这个电平决定了镜像MOS管102漏极的直流电平。由于镜像MOS管102与主振MOS管101的直流偏置相同，那么这个Vcom电平就决定了OSCo端振荡信号的直流电平值。运算放大器110的输出与镜像MOS管102的栅极相连，对它进行电压的偏置。

本发明的基本思路如下：

在偏置电流的控制方面，当晶体振荡器电路尚未起振时，用很大的偏置电流对电路进行偏置，这样不但能够实现快速起振，还能使得电路兼容不同类型的晶体，使得电路有一个很宽的频率动态范围。

在电路的直流偏置方面，通过对提供增益的主振MOS管电路进行复制，使得复制后的电路与主振MOS管电路保持相同直流偏置。这样，复制的电路只存在直流信号，可以通过简单的米勒补偿技术(一种利用电容放大技术实现稳定性补偿的方法，可以有效节约补偿电容面积)保证***的稳定性。这样可以在不占用很大的芯片面积的前提下保证***的稳定。

图2所示的电路中含有两个负反馈环路112和113。下面结合流程图，分别对这两个负反馈环路的工作原理予以说明。

负反馈环路112的工作流程图如图3所示：

在步骤301中，

当OSC尚未起振时，用电流源所能提供的最大偏置电流对增益模块供电，使得OSC能够快速启动。

此后进入步骤302，在起振过程中，OSC输出信号幅度逐渐增大，图2中的峰值检测电路106对OSC输出信号的幅度进行检测。

此后进入步骤303，把这个检测的结果和预先设定的期望值Vamp进行比较，看它是不是比期望值小。

若是，则进入步骤304；若否，则进入步骤306。

在步骤304中增大偏置电流的值。但是由于在刚刚上电时，已经用最大电流对***进行偏置了，所以这时的电流仍然是最大电流。

此后进入步骤305，信号幅度会随着时间逐渐增大。

此后再次回到步骤302，峰值检测电路检测到的OSC信号幅度也逐渐增大。

在步骤306中，判断OSC信号幅度是否大于预先设定的期望值Vamp。

若是，则进入步骤307；若否，则进入步骤309。

在步骤307中，减小OSC的偏置电流。

此后进入步骤308，OSC信号幅度减小。

此后再次回到步骤302，步骤302始终在执行，对OSC输出信号幅度进行检测。

在步骤309中，维持偏置偏置电流。

如果步骤306中判断结果为“否”，即OSC输出信号幅度等于期望值Vamp，那么进入步骤309，维持偏置MOS管的工作电流，使得偏置电流保持不变。

此后进入步骤310，OSC输出信号的幅度保持不变。

步骤310中输出信号的振荡幅度正是我们设置的幅度的期望值Vamp。

此后再次回到步骤302。

在电路工作时，步骤302始终有效，实时地检测OSC信号幅度，并且根据这个检测结果，对偏置状况做相应的调整，使得电路最终稳定在步骤310，OSC输出信号维持在我们期望的幅值。

当OSC起振后，随着振荡幅度的增大逐渐减小偏置电流，使得电路在一个比较小的偏置电流下以我们预先设置好的幅度进行稳定振荡。这种技术具有节约功耗、防止晶体被大幅度电压损坏、延长晶体寿命、使得电路能够适用于不同频率的晶体等诸多优点。

负反馈环路112只能控制输出信号的幅度，并不能控制输出信号的直流偏置电平。

图2中MOS管102是MOS管101的镜像，它们的直流偏置状况相同。而MOS管104和MOS管103尺寸匹配而且栅极电压相同，所以它们作为电流源，为电路提供相同的偏置电流。负反馈环路113就是在给定的MOS管104(即MOS管103)偏置电流的情况下，调节MOS管102(即MOS管101)栅极的偏置电压Vgate，从而实现对主振MOS管101的栅极电压偏置。在这个偏置下，MOS管102的漏极通过负反馈的作用偏置在了我们期望的Vcom值上，那么和它直流偏置状况相同的MOS管101漏极的直流电平也同样偏置在了Vcom上，从而实现了我们对OSC输出波形的直流偏置的控制。

负反馈环路113的工作流程图如图4所示：

在步骤401中，MOS管104的镜像电流为MOS管102提供电流偏置。

负反馈环路112决定了MOS管103提供的偏置电流，MOS管104作为103的镜像，对MOS管102提供相同的电流，这个电流为MOS管102提供电流偏置。

此后进入步骤402，用第一运算放大器110检测MOS管102的漏极偏置电压Vbias，并用它和我们期望的偏置电压Vcom进行比较。

此后进入步骤403，判断Vbias是否小于Vcom。

若是，则进入步骤404；若否，则进入步骤405。

在步骤404中，通过减小MOS管102的栅极偏置电压Vgate来抬升Vbias。

在步骤405中，判断Vbias是否大于Vcom。

若是，则进入步骤406；若否，则进入步骤407。

在步骤406中，通过增大MOS管102的栅极偏置电压Vgate来减小Vbias。

此后再次回到步骤402。

如果步骤405的判断结果为“否”，则说明Vbias等于Vcom，则负反馈的调节目的已经达到，则进入步骤407。

在步骤407中，保持MOS管102的栅极偏置电压Vgate。

由于这个偏置电压Vgate同样是MOS管101的栅极偏置，这样就间接决定了MOS管101的栅极电压偏置。

此后再次回到步骤402。

在电路工作时，步骤402始终有效，实时地检测MOS管102的漏极偏置电压Vbias，并用它和我们期望的偏置电压Vcom进行比较。

在OSC振荡的过程中始终保证输出正弦信号的直流偏置电压是我们预先设定的值，这样可以让我们把输出正弦信号的过零点设置在输出缓冲存储器的阈值电平，减小输出信号的抖动。另外用户也可以根据实际应用的需要把这个直流偏置设置在所需的电平。

下面对整个电路工作做一个总结：在OSC尚未起振时，负反馈环路112中的运放107通过输出一个较低的电压偏置，使得主振MOS管101能从电流偏置MOS管103中得到一个大电流，使得电路能够快速起振。当电路振幅逐渐增大时，通过负反馈环路112的作用使得MOS管103提供的偏置电流逐渐减小，最终使得OSC振荡信号的幅值稳定在我们预先设定的Vamp上。与此同时，负反馈环路113也在不断调节主振MOS管101的栅极偏置，使得其漏极的直流状态始终偏置在我们预先设定的值Vcom。这样在电路稳定工作时的输出信号就是一个以Vcom为均值，Vamp为幅度的正弦信号，这正是我们设计的目标。

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (7)

1.一种新型的晶体振荡器电路，其特征在于，包括：第一电流源、第二电流源、晶体振荡器、第一电容、第一金属氧化物半导体MOS管、低通滤波器、第二MOS管和第一运算放大器；其中，第一电流源和第二电流源为镜像电流源，第一MOS管和第二MOS管为镜像MOS管；

第一MOS管源漏极中的一极与第一电流源的输出端连接，另一极接地；

第二MOS管源漏极中的一极与第二电流源的输出端连接，另一极接地；

第一MOS管的栅极通过低通滤波器与第二MOS管的栅极连接；

第一运算放大器的反相输入端与第一固定电平连接，同相输入端与第二电流源的输出端连接，输出端与第二MOS管的栅极连接；

第一电流源的输出端通过晶体振荡器和第一电容与第一MOS管的栅极连接。

2.根据权利要求1所述的新型的晶体振荡器电路，其特征在于，还包括：第二运算放大器和峰值检测电路；

第二运算放大器的反相输入端与第二固定电平连接，同相输入端通过峰值检测电路和第一电容与第一MOS管的栅极连接，输出端与第一电流源和第二电流源的控制端连接。

3.根据权利要求2所述的新型的晶体振荡器电路，其特征在于，所述第一电流源中包括第三MOS管，第二电流源中包括第四MOS管；

第三MOS管和第四MOS管为镜像MOS管；

第三MOS管源漏极中的一极与电源连接，另一极与第一MOS管源漏极中非接地的一极连接，第三MOS管的栅极与第二运算放大器的输出端连接；

第四MOS管源漏极中的一极与电源连接，另一极与第二MOS管源漏极中非接地的一极连接，第四MOS管的栅极与第三MOS管的栅极连接。

4.根据权利要求3所述的新型的晶体振荡器电路，其特征在于，所述低通滤波器中包括：第一电阻和第二电容；

第一电阻的一端与第一MOS管的栅极连接，另一端与第二MOS管的栅极连接；

第二电容的一端与第二MOS管的栅极连接，另一端接地。

5.根据权利要求4所述的新型的晶体振荡器电路，其特征在于，还包括：第二电阻和第三电容；

第一运算放大器的输出端通过第二电阻和第三电容与第一运算放大器的同相输入端连接。

6.根据权利要求5所述的新型的晶体振荡器电路，其特征在于，所述晶体振荡器两端中的任何一端为该晶体振荡器电路的信号输出端。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的新型的晶体振荡器电路，其特征在于，所述第一MOS管和第二MOS管为N型金属氧化物半导体NMOS管，所述第三MOS管和第四MOS管为P型金属氧化物半导体PMOS管。

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