CN102624302A - 用于控制无刷电机的方法以及控制*** - Google Patents

用于控制无刷电机的方法以及控制*** Download PDF

Info

Publication number
CN102624302A
CN102624302A CN2012100199618A CN201210019961A CN102624302A CN 102624302 A CN102624302 A CN 102624302A CN 2012100199618 A CN2012100199618 A CN 2012100199618A CN 201210019961 A CN201210019961 A CN 201210019961A CN 102624302 A CN102624302 A CN 102624302A
Authority
CN
China
Prior art keywords
zkac
intermediate circuit
voltage
limiting value
share
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2012100199618A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102624302B (zh
Inventor
丹尼尔·柯尼希
拉尔夫·维什塔帕
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ebm Papst Mulfingen GmbH and Co KG
Original Assignee
Ebm Papst Mulfingen GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=43799515&utm_source=***_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=CN102624302(A) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Ebm Papst Mulfingen GmbH and Co KG filed Critical Ebm Papst Mulfingen GmbH and Co KG
Publication of CN102624302A publication Critical patent/CN102624302A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102624302B publication Critical patent/CN102624302B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14Electronic commutators
    • H02P6/16Circuit arrangements for detecting position
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明涉及控制电子换向式无刷电机的方法,其中将三相交流电源电压整流成中间电路直流电压并将直流电压通过精简型中间电路提供给逆变器。逆变器由改变PWM脉冲的电机控制器凭借可变调节系数进行控制以实现电机换向及调节电机转速。精简型中间电路构造为不含滤波电容器或至少不含电解电容器,因此中间电路直流电压带有周期性干扰量。为实现干扰量补偿,用补偿系数影响调节系数,以使中间电路的中间电路直流电压与中间电路电流的乘积保持恒定。对中间电路直流电压或从交流电源电压分出的独立测量直流电压的交流份额大小监测,若交流份额达到或者超过预先设定的第一极限值,则改变补偿系数以减小干扰量补偿直到实时交流份额重新下降到极限值或其下。

Description

用于控制无刷电机的方法以及控制***
技术领域
本发明首先涉及一种如权利要求1的前序部分所述的用于控制电子换向式无刷电机的方法,在该方法中,三相交流电源电压被整流成中间电路直流电压(Zwischenkreis-Gleichspannung),并且将这个直流电压通过一精简型中间电路(schlanken Zwischenkreis)提供给一逆变器,该逆变器能够通过电机控制器凭借可变的调节系数而得以控制,以便使电机换向并调节电机转速,这样,通过一定的、在调节系数上可进行变化的电压脉冲就可形成近似于正弦波形的电机电流,其中,不带滤波电容器或者至少不带电解电容器的精简型中间电路被构造为具有至少一个薄膜电容器,因此具有相应较小的中间电路阻抗,特别是具有较小的中间电路电容,这样,所述中间电路直流电压会附带周期性的干扰量,此时,为补偿干扰量,利用一补偿系数来影响调节系数,从而在中间电路中,使中间电路直流电压与由此产生的中间电路电流在整个时间变化过程中的乘积保持恒定。
此外本发明还涉及一种相应的、如权利要求6的前序部分所述的按照本发明所述方法工作的控制***。
背景技术
众所周知,在电子换向式无刷电机,也就是EC电机中,通过用PWM方式控制的逆变器(PWM=脉冲宽度调制(pulse width modulation)=Plusbreitenmodulation)可以用中间电路直流电压产生用于电机绕组相带的相电压,而且通过改变PWM控制器的占空比,即所谓的调节系数,还能调节电机转速。中间电路直流电压一般是由单相或者尤其是三相交流电源电压通过整流产生,在这种情况下,首先利用通过无控桥式整流器首先产生强烈波动形的脉冲直流电压。在三相电源电压频率为通常的50Hz时,整流得到的电压以300Hz的脉冲频率脉动。因此实际上需要通过至少一个滤波电容器(必要时尚需附加滤波轭流圈)进行滤波。由于滤波电容器为此实际需要相当大的电容值,一般采用电解电容器(Elkos),但是,电解电容器在实际的使用中是有缺点的,特别是其结构体积大,而使用寿命短。
因此,目前具有这样的趋势,即完全不用滤波电容器或者至少不用电解电容器,其中在第二种情况下,采用的是电容较小但使用寿命长的薄膜电容器。为此称之为“精简型中间电路”。然而在这种情况下会出现残余波动作为干扰量传递到电机转矩之上的缺点。脉动的转矩或者说转矩的波动会导致形成较强的噪声,这种噪声尤其在电机被用来驱动风扇时是极其扰人的。
因此设计进行干扰量补偿已是公知技术,在干扰量补偿技术中,求出干扰量倒数,并用一补偿系数影响调节系数,从而使得在中间电路中,中间电路直流电压与通过逆变器所产生的中间电路电流的乘积在整个时间变化过程中保持恒定。因此,这种对波动的中间电路直流电压的补偿将使电机的功耗保持恒定。所述中间电路直流电压的逆函数(inverse Function)与电机的调节系数是相叠加的。因此,每当中间电路直流电压变小/变大时,电机调节系数就相应地增大/减小,从而使中间电路电流与中间电路直流电压的乘积保持恒定。这也意味着,每当中间电路直流电压变小时,中间电路电流必须变大。
在EP 2 164 164 A1中示出的用于控制无刷电机的相应控制***中设计采用了一特殊种类的干扰量补偿技术,也就是动态优化型干扰量补偿技术。在这种技术中,在运行期间通过监测实际转矩的大小,测出相应干扰量补偿对实际转矩的影响效果,并且通过改变补偿值或者说补偿系数对该影响效果进行周期性地优化,从而使转矩波动最小化,并因此也使形成的噪声降低到最小程度。
在实际的应用中,干扰量补偿技术与精简型中间电路相结合可能带来如下缺点,即在中间电路中出现不允许出现的过压现象。因为逆变器通常装备有过压断路器,以在出现高出允许值的电压时保护电子零件,但是这种断路器可能会意外地切断电机运行。这种情况在驱动关乎安全关系的装置,例如驱动风扇时,可能会因为使待冷却装置过热而造成其他间接损害。
发明内容
本发明的基本目的在于,提供一种开头所述类型的方法并且创造一种相应的控制***,以便扩大电机的工作范围,使得电机在本来易出故障的工作范围中也能维持正常运转。
依据本发明,上述目的是通过具有如权利要求1或权利要求2所述特征的方法以及通过如权利要求6或权利要求7所述的控制***实现的。其它的有利设计方案包含在各从属权利要求中。
本发明基于下述知识。通过上文阐述的干扰量补偿技术,每当中间电路直流电压变小时,中间电路电流必须相应地增大。因此会产生脉动的电流,在高阻抗,特别是在高电感电源(Netz)中运行时,这种脉动电流尤其会影响电源电压(Netzspanung)的激励,并因此影响中间电路中的经整流得到的中间电路直流电压。在电压较小时,流过电流较大,在电源电感
Figure BDA0000132937080000031
上由此所引起的电压降减小,因此加载到负载上的电压也减小。如果电源电压变大,则电源电流将变小。电源电感此时基本上起附加电压源的作用,因为储存在电源上的能量利用此时较小的电源电流流到中间电路中。与此同时,电源电感上的电压与电源电压相叠加,导致电压增高。由此将导致中间电路直流电压中的交流电压份额增大,其中电压幅度随着电源阻抗与电机负荷的增加而升高。这样的结果是可能会出现很高的电压峰值,从而电机的运行被过电压保护装置切断。
为了至少在整个扩展工作范围上避免出现这种现象,依据本发明,在第一实施方式(权利要求1和6)中是这样设计的,即,对中间电路直流电压中的交流份额(Wechselanteil)大小进行监测,如果所述交流份额达到或超过预先设定的第一极限值时,就改变补偿系数以减小干扰量补偿,直至实时的交流份额重新下降到极限值或极限值之下。在这种情况下,补偿的量可一直减小,直至不进行补偿。
在本发明可选的第二实施方式(权利要求2和7)中,不对中间电路直流电压本身,而是对一额外从电源电压分出且单独经过整流的测量直流电压以类似于第一实施方式的方式进行监测和处理。该测量直流电压与中间电路直流电压是相等的,或者至少是成比例的。在此情况下,干扰量补偿,包括依据本发明的改变都是利用独立的测量直流电压实现的,因此实际上就形成了独立的、与中间电路无关的测量及调整电路。上述第二实施变例具有这样的优点,即,因电机换向而对中间电路本身形成的反馈不会对独立的测量电路产生影响,因此能够实现更加精确、更加稳定的控制作用。
依据本发明,补偿在上述两种情况下都是减小的,因此脉动的中间电路电流同样也会减小,由此将避免对高阻抗电源形成激励,或者至少可以减小对高阻抗电源的激励,这样就阻止了中间电路中出现电压过高的现象,从而能够在整个扩展工作范围中避免出现由过压保护所致的意外断路。然而,在这种依据本发明的运行状态中,中间电路中的功率将不再保持恒定,而这种功率的脉动将对电机转矩产生负面影响以及形成噪声。不过为了扩大电机工作范围,这种缺陷是可以接受的。
若由于上述依据本发明的方法可能尚不足以将交流份额下降到第一极限值或第一极限值之下,因此设计有实际上作为依据本发明的第二运行级别,即,如果中间电路直流电压或测量直流电压中的实时交流份额达到或超出预先设定的较高的第二极限值,就改变电机调节系数以减小电机功率。这样,虽然功率降低且工作噪声相应地增强,但电机却能够继续保持运行。
本发明特别地适合应用于关乎安全的驱动装置,特别是例如风扇驱动装置等,这种装置发生故障时,尤其有可能因为过热而导致其它间接损害;本发明还适合在高电感电源处运行此种驱动装置。此处需要补充说明的是,术语“高电感”是指电源电感达到或高于0.5mH。通过本发明,电机工作范围可被扩展至电源电感至少为4mH的范围上。
附图说明
下面借助优选实施例,对本发明更加详细地进行阐述。在附图中:
图1是依据本发明的控制***的第一实施方式的简化的示意框图;
图2是与图1一样的框图,图中示出了第二优选实施方式;以及
图3是一图表,用于形象地说明控制***根据电机负载(也就是有效功率)和电源阻抗而扩展的运行类型。
具体实施方式
对于下述说明,需要强调的是,本发明并不仅限于所述实施例,也不限于所描述的特征组合中的所有或多个特征,确切地说,所述/每个实施例中的每一单独的子特征在与所有其他与之关联的子特征相分离的情况下以及与其他实施例的任意特征相组合仍然具有创新意义。
如图1和图2所示,依据本发明的控制***用于控制(激发(Ansteuern))仅以示意方式绘出的电机M,该电机M优选是永磁励磁的三相同步电机(PMSM),实际上也就是三相交流电机,但它是由受控的逆变器2用直流电压驱动的。因此,此类电机M经常被称作无集电极的电子换向式直流电流电机,或者简称为EC电机。
为给电机M供电,首先通过未受控的电源整流器4将三相交流电源电压UN整流成中间电路直流电压UZK。在交流电源电压UN的输入电路中,在三条相线中绘出了等效电阻R和等效电感L。电源整流器4通过中间电路6与逆变器2连接,所述中间电路6被构造成所谓的“精简型中间电路”。这意味着,该中间电路不包含或者只包含极小的中间电路阻抗,因为它完全弃用滤波电容器或者像示出的实施例一样,不用电解电容器,而仅包含更简单且电容值极小的薄膜电容器作为中间电路电容8。精简型中间电路6中的电容值最大仅为采用所谓“丰满型中间电路”为对经整流得到的脉动式中间电路直流电压UZK进行滤波而实际所需电容值的10%。这个电容值的大小原则上至少依赖于负载功率。根据不同的设计方案,在丰满型中间电路中电容值例如可以是330μF;在这种情况下,如设计采用精简型中间电路,则中间电路电容8的数量级可能只有5至20μF。
由于精简型中间电路6中的中间电路电容8很小,因此中间电路直流电压UZK带有周期性的干扰量;该干扰量在中间值左右脉动,也就是说,在与中间值相对应的直流电压上会叠加交流份额。
逆变器2作为全桥输出级是由六个受控功率半导体开关元件构成的,电机控制器10根据用适合的装置测出的转子旋转位置φ对这些半导体开关元件实施控制,以便使电机M换向并调节转速。这一过程是以充分公开的方式通过脉冲宽度调制(PWM)实现的,因此调制出的电机相电压与相电流近似正弦波形。为此,作为电机控制器10的决定性的参数,PWM调节系数(经常也称作“占空比”)在逆变器2处被给出。这种电机控制方式已充分公开,无需赘述。
由于中间电路6是精简形式的,因此带有干扰量的脉动式中间电路直流电压UZK通过逆变器2带来相应的脉动的电机转矩,这样就可能会随之产生干扰性的运行噪声。为避免这种情况,在依据本发明的控制***中包含同样已知的干扰量补偿。
在如图1所示的实施方案中,带有干扰量的,脉动的中间电路直流电压UZK在一倒转单元(Inversionsglied)12中被倒转,并且中间电路直流电压UZK的这一逆函数将作为补偿系数k而与电机调节系数A叠加。在整个时间进程中,每当中间电路直流电压UZK减小时,调节系数A就增大,从而使得作为中间电路直流电压UZK与相应地产生的中间电路电流IZK乘积的中间电路功率PZK尽可能保持恒定,即:
PZK(t)=UZK(t)·IZK(t)=恒定值
由此可得:每当中间电路直流电压UZK变小时,中间电路电流IZK必须相应地变大。这样的结果是中间电路电流IZK也相应地脉动,这种脉动的电流在高阻抗电源中会由于电源的逆作用而导致在中间电路6中形成高的电压峰值,随之产生的结果是,由于对逆变器2需进行过压保护,因此电机运行可能会被切断。
为了避免上述情况的发生并扩展电机M的工作范围,使其在高阻抗电源中也能运行,本发明采取了下述解决措施。
如图1所示,利用电压测量器14对中间电路6上的中间电路直流电压UZK进行测量,得到实际电压UZK.Akt,mess。由此,在一平均值计算器16中求出平均值UZK.Mitt,mess。此外,根据本发明,还要确定出在一AC部分18中测得的实际中间电路直流电压UZK的交流份额UZKac,以作为最大值与最小值之间的值,并且在一从属于第一调节器20的比较器21中与一预先设定的极限值UZKac.max1作比较。如果达到或者超过这个极限值,则减少上述干扰量补偿,以降低中间电路6中的中间电路电流IZK的波动,从而避免强烈地激励电源。
构造成PI调节器的调节器20优选将输出信号提供给乘法器22,在该乘法器22中,实时测得的中间电路电压UZK.Akt,mess被转变成为干扰量补偿而调制的电压UZK.Akt,neu。在串接在转换部分12之后(nachgeschaltet)的乘法器24中,由平均值UZK.Mitt,mess与转变得到的实时中间电路电压UZK.Akt,neu计算出合适的实时补偿系数k,并将此实时补偿系数与调节系数A在乘法器26中叠加,这样,通过改变调节系数A,将使AC份额重新下降并至少下降至预先设定的极限值UZKac.max1
对中间电路电压中的交流电压份额的校准是通过下述等式实现:
UZK.Akt,neu=(UZK.Akt,mess-UZK.Mitt,mess)·SK+UZK.Mitt,mess
其中:
UZK.Akt,neu=经校准的中间电路直流电压
UZK.Akt,mess=实际测得的中间电路直流电压
UZK.Mitt,mess=UZK.Akt,mess的平均值(=DC份额)
(UZK.Akt,mess-UZK.Mitt,mess)=UZK.Akt,mess的交流份额(AC份额)
SK=AC份额的比例因子,其中SK=0至1
用于对波动的中间电路直流电压的干扰量补偿进行调制的补偿系数k是通过下式算出的:
k = U ZK . Mitt . mess U ZK . akt . neu
如果在一定的运转条件下,上述解决措施尚不足以,通过降低直到完全停止干扰量补偿的手段将交流份额UZKac保持在第一极限值UZKac.max1或该第一极限值UZKac.max1之下,那么优选设置第二调节器28和串接在该调节器之前(vorgeschaltet)AC部分30以及第二极限值比较器31。当中间电路电压中实时确定出的交流份额UZKac达到或超过预先设定的、比上述第一极限值更大的第二极限值UZKac.max2时,PI调节器28发出输出信号a,设计该输出信号的目的是为了在乘法器32中与调节系数A相叠加,从而促使电机功率减小。
图2中示出的本发明的实施变例与图1所示之实施例在很大程度上是一致的,因此相同或者功能相当的构件及参数皆配以相同的附图标记或附图说明。相比较图1,图2中的实施方式的本质区别在于,中间电路直流电压UZK并不是直接测量、监测并用于后续处理的。取而代之的是,从三相交流电源电压UN分出一部分,并通过一未受控的额外电源整流器4a将此部分整流成同样也相应地脉动并带有干扰量的测量直流电压,该测量直流电压与中间电路直流电压UZK是相当的或至少是成比例的。因此同样利用电压测量器14测得的测量直流电压用U′ZK来表示,为了简单起见,该测量直流电压的实际测量值如图1中一样用UZK.Akt,mess来表示。因此其余的求值和处理过程与图1中的实施方式完全相同,请参阅前文说明。图2所示的这一具有独立测量直流电压U′ZK的实施方式特别有利,因为测量电路、控制电路和调节电路并不依赖于实际的中间电路直流电压UZK和出现在中间电路6中的电机反馈,因此能够更加精确、稳定地工作。
在图3中形象地示出了扩展的工作范围。在该图表中,在X轴上示例性地以步长0.3mH绘出了0.3mH至6mH的电源电感,而在Y轴上则示例性地以步长200W绘出了200W至6000W的有效功率。第一工作范围I是具有完整干扰量补偿的正常运行范围。而在第二工作范围II中,可以以干扰量补偿减少并直至完全停止的方式继续运行。在第二工作范围II与毗邻的范围III之间的过渡区域中,则能够以有效功率减小且不进行干扰量补偿的方式运行。
若依据本发明的两种措施仍不满足要求时,则通过逆变器2的通用的过压断路装置中断运行。
利用本发明,电机M除了能够在正常工作范围I运行之外,还能够有利地在范围II与II之间的过渡区域中运行,虽然运行噪声会增大,并有可能出现的功率降低的现象。
在一优选的设计方案中,可以应用特殊的、动态优化的干扰量补偿技术,就像在上文提及的文献EP 2 164 164 A1中所描述的那样,本申请完全包括了该文献的内容。
本发明并不仅限于附图以及描述中的实施例,其也包括所有与本发明的本质上具有相同效果的实施方案。需要强调的是,所述实施例不仅限于所有特征组合,每个独立特征也都可作为本发明的意义而与其他特征分离。另外,本发明迄今为止也不限制于各独立权利要求定义的特征组合,其也可被定义为由已全部公开的单个特征中的一定特征组合而成的任何其他组合。这意味着,原则上并实践中,每个独立权利要求的每一个单个特征都可以删去,或者说,独立权利要求中所述的每一个单个特征都可以被在本申请中的其他地方公开的单个特征所取代。权利要求只可被理解为对于一个发明的一种最初的表述尝试。

Claims (10)

1.用于控制电子换向式无刷电机(M)的方法,其中,三相交流电源电压(UN)被整流成中间电路直流电压(UZK),并且将此直流电压(UZK)通过精简型中间电路(6)提供给逆变器(2),该逆变器能够通过用于改变PWM脉冲的电机控制器(10)凭借可变的调节系数(A)而得以控制,从而实现使电机(M)换向并调节电机转速的目的,其中,所述精简型中间电路被构造为不包含滤波电容器或至少不包含电解电容器,因此所述中间电路直流电压(UZK)附带有周期性的干扰量,其中,为进行干扰量补偿,利用补偿系数(k)影响调节系数(A),使得在中间电路(6)中,所述中间电路直流电压(UZK)与产生的中间电路电流(IZK)的乘积保持恒定,
其特征在于,对所述中间电路直流电压(UZK)中的交流份额(UZKac)的大小进行监测,若所述交流份额(UZKac)达到或者超过预先设定的第一极限值(UZKac.max1),则改变所述补偿系数(k)以便减小干扰量补偿,直到实时交流份额(UZKac)重新下降到所述极限值(UZKac.max1)或所述极限值(UZKac.max1)之下。
2.如权利要求1的前序部分所述的方法,其特征在于,将所述交流电源电压(UN)整流成与所述中间电路直流电压(UZK)相当或者成比例的附加测量直流电压(U′ZK),其中,对所述测量直流电压(U′ZK)中的交流份额(UZKac)的大小进行监测,其中,在所述交流份额(UZKac)达到或者超过预先设定的第一极限值(UZKac.max1)时,改变所述补偿系数k以减小干扰量补偿,直到实时交流份额(UZKac)重新下降到所述极限值(UZKac.max1)或所述极限值(UZKac.max1)之下。
3.如权利要求1或2所述的方法,其特征在于,如果所述实时交流份额(UZKac)没有下降到所述极限值(UZKac.max1)或所述极限值(UZKac.max1)之下,而是达到或者超过预先设定的、所述中间电路直流电压(UZK)或者测量直流电压(U′ZK)的交流份额(UZKac)的较高的、第二极限值(UZKac.max2)时,则改变所述调节系数(A)以便减小电机功率。
4.如权利要求1至3之一所述的方法,其特征在于,在所述中间电路直流电压(UZK)或者测量直流电压(U′ZK)出现高于限定允许值的电压峰值时,电机(M)的运转将被关停。
5.如权利要求1至4之一所述的方法,其特征在于,利用调节器对所述干扰量补偿实施动态优化,以便使所述电机(M)的转矩波动最小化。
6.用于电子换向式无刷电机(M)且应用了如前述权利要求之一所述方法的控制***,包括:电源整流器(4),其用于将三相交流电源电压(UN)整流成中间电路直流电压(UZK);逆变器(2),其串接在构造成不带滤波电容器或至少不带电解电容器的中间电路(6)之后,所述逆变器能够通过用于改变PWM电压脉冲的电机控制器(10)凭借可变的调节系数(A)而得以控制,从而实现使电机(M)换向及调节电机转速的目的;以及用于干扰量补偿的装置,其针对带有周期性干扰量的中间电路直流电压(UZK)实施干扰量补偿,其中,所述调节系数(A)受到补偿系数(k)影响,从而在中间电路(6)中,使得所述中间电路直流电压(UZK)与产生的中间电路电流(IZK)的乘积保持恒定,
其特征在于,具有带有调节器(20)的第一调节电路,所述调节器将中间电路直流电压(UZK)中的交流份额(UZKac)的大小与预先设定的第一极限值(UZKac.max1)进行比较,若所述交流份额达到或者超过所述第一极限值,则通过改变所述补偿系数(k)减小干扰量补偿,直到实时交流份额(UZKac)重新下降到所述第一极限值或第一极限值之下。
7.如权利要求6的前序部分所述的控制***,其特征在于,具有:附加电源整流器(4a),其将交流电源电压(UN)整流成独立的测量直流电压(U′ZK);带有调节器(20)的调节电路,所述调节器将所述测量直流电压(U′ZK)中的交流份额(UZKac)的大小与预先设定的第一极限值(UZKac.max1)进行比较,若所述交流份额达到或者超过所述第一极限值,则通过改变补偿系数(k)减小干扰量补偿,直到实时交流份额(UZKac)重新下降到所述第一极限值或第一极限值之下。
8.如权利要求6或7所述的控制***,其特征在于具有带有调节器(28)的第二调节电路,所述调节器将所述中间电路直流电压(UZK)或者测量直流电压(U′ZK)中的交流份额(UZKac)的大小与预先设定的、较高的第二极限值UZKac.max2进行比较,若所述交流份额达到或者超过所述第二极限值,则通过改变所述调节系数(A)来减小电机功率。
9.如权利要求6至8之一所述的控制***,其特征在于,所述/每个调节器(20,28)被构造为PI调节器。
10.如权利要求6至9之一所述的控制***,其特征在于,通过对干扰量补偿进行动态优化的方式实施调节,从而实现使电机(M)的转矩波动最小化。
CN201210019961.8A 2011-01-27 2012-01-21 用于控制无刷电机的方法以及控制*** Active CN102624302B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP11152387.4 2011-01-27
EP11152387.4A EP2482442B2 (de) 2011-01-27 2011-01-27 Verfahren und Steuersystem zum Ansteuern eines bürstenlosen Elektromotors

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102624302A true CN102624302A (zh) 2012-08-01
CN102624302B CN102624302B (zh) 2016-08-03

Family

ID=43799515

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210019961.8A Active CN102624302B (zh) 2011-01-27 2012-01-21 用于控制无刷电机的方法以及控制***

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8988024B2 (zh)
EP (1) EP2482442B2 (zh)
CN (1) CN102624302B (zh)
ES (1) ES2472945T5 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104714083A (zh) * 2013-12-16 2015-06-17 洛克威尔自动控制技术股份有限公司 脉宽调制输出电压测量装置及方法
CN105591591A (zh) * 2014-11-12 2016-05-18 Ls产电株式会社 用于控制变频器的装置
CN115028118A (zh) * 2022-08-11 2022-09-09 天津赛象科技股份有限公司 一种伺服模组式全方位驱动机构、方法及自动引导车

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012215155A1 (de) * 2012-08-27 2014-02-27 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Regeln der Stromstärke des durch einen induktiven Verbraucher fließenden elektrischen Stroms sowie entsprechende Schaltungsanordnung
EP3474433B1 (en) * 2016-06-15 2023-07-19 Mitsubishi Electric Corporation Electric motor drive device
DE102016218334B4 (de) 2016-09-23 2020-03-05 Siemens Aktiengesellschaft Motorvorrichtung für einen Schalterantrieb eines elektrischen Schalters
CN107508515B (zh) * 2017-09-11 2023-10-20 珠海格力节能环保制冷技术研究中心有限公司 一种永磁同步电机的保安控制方法和装置
DE102017126150A1 (de) * 2017-11-08 2019-05-09 Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg Kapazitätsreduzierung
JP7154019B2 (ja) * 2018-03-08 2022-10-17 ナブテスコ株式会社 Ac-ac電力変換装置
EP3799282A1 (de) 2019-09-27 2021-03-31 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter mit aktiver dämpfung der zwischenkreisspannung

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000308205A (ja) * 1999-04-21 2000-11-02 Railway Technical Res Inst 交流電気車駆動装置
CN1638260A (zh) * 2004-01-07 2005-07-13 日立家用电器公司 同步电动机的控制装置、电气设备和模块
EP2164164A1 (de) * 2008-09-10 2010-03-17 ebm-papst Mulfingen GmbH & Co.KG Verfahren und Steuersystem zum Ansteuern eines bürstenlosen Elektromotors
EP2276162A1 (de) * 2009-07-17 2011-01-19 ebm-papst Mulfingen GmbH & Co. KG Verfahren und Steuersystem zum Ansteuern eines bürstenlosen Elektromotors

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6717399B2 (en) * 1999-07-15 2004-04-06 Wabash Technologies, Inc. Magnetic sensing device with offset compensation
US6686718B2 (en) * 2001-11-27 2004-02-03 York International Corp. Control loop and method for variable speed drive ride-through capability improvement
JP4879645B2 (ja) * 2005-07-12 2012-02-22 ローム株式会社 モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器
US7668690B2 (en) * 2008-04-08 2010-02-23 Delphi Technologies, Inc. System and method for determining position or speed of a commutated DC motor with error correction
WO2010048961A1 (en) * 2008-10-28 2010-05-06 Technical University Of Denmark System and method for connecting a converter to a utility grid
EP2409396B1 (de) * 2009-03-16 2013-06-05 Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft, Hallstadt Korrektur von zählfehlern bei der auswertung von stromrippeln bei einem gleichstrommotor
SG189778A1 (en) * 2009-10-20 2013-05-31 Agency Science Tech & Res Microfluidic system for trapping and detection of a biological entity in a sample
US8737024B2 (en) * 2010-02-26 2014-05-27 General Electric Company Self-adjustable overcurrent protection threshold circuit, a method for generating a compensated threshold signal and a power supply employing the circuit or method
TWI441434B (zh) * 2010-08-31 2014-06-11 Anpec Electronics Corp 穩定轉換脈波調變模式之電流式升壓轉換器
US8912785B2 (en) * 2011-09-29 2014-12-16 Silicon Laboratories Inc. Low-power RF peak detector

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000308205A (ja) * 1999-04-21 2000-11-02 Railway Technical Res Inst 交流電気車駆動装置
CN1638260A (zh) * 2004-01-07 2005-07-13 日立家用电器公司 同步电动机的控制装置、电气设备和模块
EP2164164A1 (de) * 2008-09-10 2010-03-17 ebm-papst Mulfingen GmbH & Co.KG Verfahren und Steuersystem zum Ansteuern eines bürstenlosen Elektromotors
EP2276162A1 (de) * 2009-07-17 2011-01-19 ebm-papst Mulfingen GmbH & Co. KG Verfahren und Steuersystem zum Ansteuern eines bürstenlosen Elektromotors
CN101958677A (zh) * 2009-07-17 2011-01-26 依必安-派特穆尔芬根股份有限两合公司 控制无刷电机的方法及控制***

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104714083A (zh) * 2013-12-16 2015-06-17 洛克威尔自动控制技术股份有限公司 脉宽调制输出电压测量装置及方法
CN104714083B (zh) * 2013-12-16 2018-02-02 罗克韦尔自动化技术公司 脉宽调制输出电压测量装置及方法
CN105591591A (zh) * 2014-11-12 2016-05-18 Ls产电株式会社 用于控制变频器的装置
CN115028118A (zh) * 2022-08-11 2022-09-09 天津赛象科技股份有限公司 一种伺服模组式全方位驱动机构、方法及自动引导车

Also Published As

Publication number Publication date
US8988024B2 (en) 2015-03-24
EP2482442B2 (de) 2021-02-24
EP2482442A1 (de) 2012-08-01
EP2482442B1 (de) 2014-05-07
ES2472945T3 (es) 2014-07-03
CN102624302B (zh) 2016-08-03
ES2472945T5 (es) 2021-10-13
US20120194110A1 (en) 2012-08-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102624302A (zh) 用于控制无刷电机的方法以及控制***
US8319461B2 (en) Method and control system for controlling a brushless electric motor
EP2949036B1 (en) Methods and systems controlling an electric motor
CN1217480C (zh) 矢量控制感应电机的制动方法、控制装置
CN102801316B (zh) 用于电源装置的控制电路
CN106208887B (zh) 无电解电容电机驱动***及其控制方法、装置
US9641115B2 (en) Methods and systems for envelope and efficiency control in an electric motor
EP3014761A1 (en) System and method for controlling regenerating energy in an adjustable speed drive
CN112524854B (zh) 变频空调器中压缩机的控制方法与变频空调器
CN101237185A (zh) 适用于整流装置的能量回馈与谐波无功补偿***
US10554160B2 (en) System and method for operating a pumped storage power plant with a double fed induction machine
WO2013099203A1 (ja) モータインバータ装置
JP4231410B2 (ja) ロータユニットへの無接触電力伝送手段を有する風力発電装置
JP2014057521A (ja) 電力変換装置
CN103580469B (zh) 一种用于永磁同步电机的功率因数校正方法
JP5451797B2 (ja) 電力変換装置
CN106208869B (zh) 无电解电容电机驱动***及其控制方法、装置
JP2001145360A (ja) 力率改善回路,モータ制御装置及び空調機
CN112737421B (zh) 一种用于控制电动机减速的方法及***
JP2006262632A (ja) モータ駆動用インバータ制御装置
CN110797880A (zh) 有源谐波滤波器和再生能量控制装置及其操作方法
WO2012098618A1 (ja) 電力変換装置及びそれを用いた回転機駆動システム
KR101075222B1 (ko) 역률 보상 장치 및 방법
WO2016098373A1 (ja) 負荷追従による誘導電動機の省エネ制御方法及び装置
JP5158059B2 (ja) 空気調和システム

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant