CN102598866B - 用于驱动led的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于经由开关模式功率转换器向至少一个发光二极管(LED)提供电流的设备和方法。具体地说，所述设备包括至少一个集成电路(IC)，所述IC可使用硬件描述语言进行编程；可配置为具有切换时间段的电子开关；模拟至数字转换器(ADC)，所述ADC配置为获得数字化电压输入；电压比较器，所述电压比较器配置为获得每一个时间段所述开关模式功率转换器的电感元件的放电时间；其中在操作中，所述至少一个IC配置为获得所述数字化电压输入、所述电感元件的放电时间、期望的电流、基准常数以及所述电子开关的所述切换时间段作为输入，并且在其中计算每一个切换时间段所述电子开关的所述接通时间，以使得所述电子开关的所述接通时间调整流入所述至少一个LED的所述电流。

Description

用于驱动LED的设备和方法

技术领域

本发明涉及用于使用切换模式电源配置来驱动发光二极管(LED)的设备和方法。本发明尤其适合于LED电流控制器的设计并且将在上下文中进行描述。

背景技术

以下对本发明背景技术的讨论旨在方便理解本发明。然而，应该意识到，该讨论并不是确认或者承认所参照的任何材料已公开、已知或者在如本申请的优先权日的任何司法判定中作为公知常识的一部分。

发光二极管(LED)通常由控制器电路驱动来实现一个或者多个目标。由于LED对电流和电压波动敏感，因此LED控制器电路的最重要目标之一在于提供合适的电流以在电源电压或者负载变化的情况下驱动LED。

已经研发了基于脉冲宽度调制(PWM)的控制器，用以在电源电压/负载变化的情况下向LED提供合适的电流。大多数PWM控制器是基于切换模式的控制器，其涉及使用诸如MOSFET的电子开关作为用于调节输入到LED的电流的装置。

图1示出用于隔离的AC应用的典型降压-升压(buck-boost)LED控制器。电流驱动器电路基于模拟PWM控制器，其包括电流反馈电阻器13；光学耦合器14；以及极化电容器12的使用。电流驱动器电路还包括模拟PWM控制器15。

基于PWM的控制器具有以下列出的若干缺点：

·由于电流感测反馈电阻器13处于功率MOSFET和LED的电流路径中，其耗散了大量电能。由于反馈电阻器13消耗并不产生有用功的电能(被作为热耗散掉)，因此这是能量损失。而且，这样的反馈电阻器13通常是功率电阻器，其产生相当的热量并且在印刷电路板(PCB)上实现时通常需要更厚的铜设计。这增加了实现的总体成本。

·极化电容器12的寿命通常远远短于LED的寿命。在一个或者多个极化电容器12击穿时，它们导致短路，这会进一步导致驱动器电路的故障。这样的故障可能由于连锁(cascading)故障效应而缩短LED的寿命。

·极化电容器12还在电路中引入相位差，这降低了功率因数以及总体的有用电功率效率。

·光学耦合器14通常是昂贵的电子部件，这将增加实现LED控制器的总体成本。

除了上述缺点以外，申请人认为通用PWM控制器(无论模拟还是数字的)基于固定/窄频率范围工作并且无法确保在操作频率改变时该控制器以断续模式工作。

因而，本发明的目的在于克服，或者至少部分改进，前述问题中的一个或者多个。

发明内容

在整个文件中，除非做出相反表示，短语“包括”，“由……构成”等旨在被构筑为包括但不排他。

根据本发明的第一方面，存在一种用于经由开关模式功率转换器向至少一个发光二极管(LED)提供电流的设备，包括：至少一个集成电路(IC)，所述IC可使用硬件描述语言进行编程；可配置为具有切换时间段的电子开关；模拟至数字转换器(ADC)，所述ADC配置为获得数字化电压输入；电压比较器，所述电压比较器配置为获得每一个时间段所述开关模式功率转换器的电感元件的放电时间；其中在操作中，对所述至少一个IC编程以获得所述数字化电压输入、所述电感元件的放电时间、期望的电流、基准常数以及所述电子开关的所述切换时间段作为输入，并且之后计算每一个切换时间段所述电子开关的接通时间，以使得所述电子开关的所述接通时间调整流入所述至少一个LED的所述电流。

优选地，所述至少一个IC是专用集成电路(ASIC)。

优选地，根据以下公式计算所述电子开关的所述接通时间：

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{I_{\mathrm{OUT}}*T}{K*V_{\mathrm{IN}}*T_{\mathrm{OFF}}}$

其中T_ON是所述电子开关的所述接通时间，I_OUT是所述期望的电流；T是所述电子开关的所述切换时间段；K是所述基准常数；T_OFF是所述开关模式功率转换器的所述电感元件的放电时间并且V_IN是所述数字化电压输入。

优选地，对于具有所述电感元件作为变压器的隔离的交流(AC)反激式配置，该变压器隔离位于所述变压器的次级端的所述至少一个LED，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{2*\sqrt{L_1*L_2}}$

其中L₁是所述变压器的初级绕组的电感值并且L₂是所述变压器的次级绕组的电感值。优选地，所述变压器是平面变压器。

可选地，对于非隔离的直流(DC)反激式配置，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{L_3}$

其中L₃是在所述反激式配置中所述电感元件的电感值。

优选地，基于值A和值B的比较，在每一个时间段更新T_ON的值；A和B的公式分别为：

A＝V_IN*T_ON*T_OFF；并且

B＝(1/K)*I_OUT*(T_ON+T_OFF+T_CALC)

其中T_CALC是在所述电感元件的放电时间之后的时间，用以计算所述公式并且所述电子开关的所述切换时间段是T_ON、T_OFF和T_CALC之和；

由此，在A的值大于B时，所述T_ON的值降低预定数量的时钟周期；在A的值小于B时，所述T_ON的值增加预定数量的时钟周期；并且在A的值等于B时，T_ON不发生改变。

优选地，所述设备配置用于通过放置于每一个LED的节点的热敏电阻器来调整作为温度的函数的所述电流；所述设备进一步配置为经由更新预定数量的时钟周期来更新所述电流输出。

优选地，所述电子开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，并且在操作中，所述MOSFET配置为以断续模式工作。

优选地，所述ADC、电压比较器和振荡器集成在所述IC中。

根据本发明的第二方面，存在一种用于经由开关模式功率转换器向至少一个发光二极管(LED)提供电流的方法，包括步骤：

(i)获得(a)数字化电压输入；(b)电子开关的切换时间段；(c)所述开关模式功率转换器的电感元件的放电时间；(d)所述电流的期望值；以及(e)数字基准，作为输入；以及

(ii)计算每一个切换时间段的所述电子开关的接通时间；

(iii)基于所述电子开关的所述接通时间，调整每一个切换时间段流入所述至少一个LED的所述电流；以及

(iv)对于每一个切换时间段重复步骤(i)到(iii)。

优选地，根据以下公式来计算所述电子开关的接通时间T_ON：

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{I_{\mathrm{OUT}}*T}{K*V_{\mathrm{IN}}*T_{\mathrm{OFF}}}$

其中I_OUT是所述期望的电流；T是所述电子开关的所述切换时间段；K是所述基准常数；T_OFF是每一个切换时间段所述电子开关的关断时间并且V_IN是所述数字化电压输入。

优选地，对于具有变压器的隔离的交流(AC)源输入，该变压器隔离所述变压器的次级端的所述至少一个LED，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{2*\sqrt{L_1*L_2}}$

其中L₁是所述变压器的初级绕组的电感值并且L₂是所述变压器的次级绕组的电感值。

可选地，对于非隔离的直流(DC)反激式配置，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{L_3}$

其中L₃是在所述反激式配置中所述电感元件的电感值。

优选地，基于值A和值B的比较，在每一个切换时段更新T_ON的值；A和B的公式分别为：

A＝V_IN*T_ON*T_OFF；并且

B＝(1/K)*I_OUT*(T_ON+T_OFF+T_CALC)

其中T_CALC是在所述电感元件的放电时间之后的时间，用以计算所述公式并且所述电子开关的所述切换时间段是T_ON、T_OFF和T_CALC之和；

由此，在A的值大于B时，所述T_ON的值降低预定数量的时钟周期；在A的值小于B时，所述T_ON的值增加预定数量的时钟周期；并且在A的值等于B时，T_ON不发生改变。

附图说明

以下将参照附图描述本发明，在附图中：

图1示出现有技术的LED电流控制器电路。

图2示出根据本发明第一实施例的用于隔离的交流(AC)应用的LED驱动器电路的配置。

图3示出根据本发明第二实施例的用于非隔离的直流(DC)应用的LED驱动器电路的配置。

图4示出用于实现根据本发明第一和第二实施例的数字算法的流程图。

图5示出在根据本发明第一和第二实施例的电子开关(MOSFET)的栅极和漏极处的可能波形。

本发明的其它结构也是可能的，因此，不应该将附图理解为取代本发明前述描述的通用性。

具体实施方式

在本说明书的上下文中，除非以其它方式表明，通常将术语“流”理解为表示“电流”。

根据如图2所示的本发明第一实施例，存在一种用于向至少一个发光二极管20提供电流的设备。该设备是用于隔离的交流(AC)应用的LED驱动器20。LED驱动器包括变压器23、反激式(fly-back)转换器22、分压器24、模拟至数字转换器(ADC)26、电子开关28、电压比较器30、桥整流器32、集成电路(IC)34和电子振荡器36。

变压器23是隔离变压器。变压器23将LED负载100与电路的剩余部分去耦合。每一个LED 100与其它LED 100串联连接。根据LED负载100中LED的数量来配置变压器23的绕线比。变压器23可以是平面变压器或者是本领域的普通技术人员已知的其它低损耗变压器。

电阻器R_p和电容器C_p以并联配置与变压器23的初级端连接。二极管D_p连接到电阻器R_p、电容器C_p和变压器23。二极管D_p的传导端以串联配置连接到变压器23的初级端。二极管D_p的非传导端以串联配置连接到电阻器R_p和电容器C_p。

电容器C_s并联连接到变压器23的次级端。二极管D_s连接到变压器23的次级端和电容器C_s。二极管D_s的传导端以串联配置连接到变压器23的次级端。二极管D_s的非传导端以串联配置连接到电容器C_s。LED负载100以并联配置连接到电容器C_s。

分压器24包括一系列标准电阻器。为了说明，使用标准电阻器R₁，R₂来代表分压器24。对于230VAC的AC电源电压，R₁的电阻值为大约300kΩ并且R₂的电阻值为大约2.2kΩ。在操作期间，通过ADC 26分接R₁和R₂之间的电压。将分接的电压转换为数字值VDD。R₂的一端连接到电气地。

ADC 26适于在50到120Hz的范围内操作。为了使该实施例工作，ADC26的最小分辨率应该为8位。也可以将ADC 26的数字化电压用作低电压(under-voltage)安全锁。

电子开关28通常是功率晶体管。在该特定实施例中，电子开关28是MOSFET。电子开关28的漏极连接到二极管D_p的传导端。电子开关28的栅极连接到IC 34的输出引脚，并且电子开关28的源极连接到电气地。

电压比较器30经由电阻器R₅连接到变压器23的初级端。电阻器R₅顺次以串联配置与电阻器R₆连接。在操作中，电压比较器30获得电阻器R₅和电阻器R₆之间的电压。将所获得的电压与电压基准V_REF进行比较。V_REF通常配置为具有与V_DD相同的值。电压比较器30通常是(但不限于)运算放大器。

桥整流器32配置为提供来自AC市电(mains)的整流输出。AC市电可以是110VAC或者230VAC。

IC 34通常是专用集成电路(ASIC)。为此，要意识到，ADC 26、电压比较器30、电子振荡器36可以与IC 34集成。此外，IC 34还可以包括调整器、上电复位电路、MOSFET驱动器、一次可编程(OTP)存储器、EEPROM、闪存和/或本领域普通技术人员已知的其它可编程存储器块。可以使用诸如Verilog、VHDL的硬件描述语言(HDL)或者本领域普通技术人员已知的其它硬件描述语言对IC 34进行编程。

对IC 34进行编程并配置为接收五个输入；即

(a)基准常数K；

(b)期望的基准电流I_OUT；

(c)从ADC 26获得的数字化电压值V_DD；

(d)由电压比较器30测量的变压器23的磁芯放电的时间值T_OFF；以及

(e)如图5所示的切换时段T(即电子开关28的切换时段)。

关于电子开关28的切换时段，电子振荡器36生成20MHz的操作频率，即50纳秒的时间段。开关模式电源(SMPS)的切换时间与电子开关28的开/关有关。在该实施例的上下文中，SMPS的切换时间的范围从30kHz到300kHz。

使用所接收的五个输入，IC 34根据公式1计算输出T_ON以驱动电子开关28的栅极。

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{I_{\mathrm{out}}*T}{K*V_{\mathrm{in}}*T_{\mathrm{off}}}---\left(1\right)$

其中T_ON是电子开关28的接通时间，I_OUT是期望的基准电流；T是电子开关28的切换时间段；K是基准常数；T_OFF是变压器23的放电时间并且V_IN是数字化电压输入。

如在公式(2)中所述，基于变压器的初级和次级绕组的电感值来计算基准常数K。

$K=\frac{1}{2*\sqrt{L_1*L_2}}---\left(2\right)$

其中L₁是变压器23的初级绕组的电感值并且L₂是变压器23的次级绕组的电感值。将基准K的值存储在IC 34内的存储器中，该存储器可以是一次可编程存储器(OTP)、闪存或者EEPROM。可选地，在该公式中基准K可以被硬编码，即，基准K的值作为寄存值存储在IC 34内，在这种情况下在操作期间不会更新K值。

电子振荡器36(20MHz频率，50ns周期)与内部10位计数器耦合以对T_ON和T_OFF进行计数。该10位计数器在溢出之前转换到1024个时钟周期。这意味着，利用10位内部计数器，可以在50ns*1024＝51.2μs内对1024个时钟周期进行计数。因而，计数器能够在19.53125kHz到20MHz之间计数。应意识到，电子开关28的30kHz到300kHz的切换时间T落入上述范围内。数字基准电流I_OUT固定该期望的输出电流以驱动LED。数字基准电流I_OUT的值可以存储在IC 34的存储器中或者在公式中硬编码，在公式中硬编码的情况下，在操作期间不会更新数字基准值I_OUT。

接下来，将在其操作的上下文中描述该实施例。作为说明(并且并不排他的)，输入230VAC的电压输入以驱动LED驱动器20。十八个LED 100彼此串联连接。十八个LED 100形成LED负载。

图5示出在LED驱动器20操作时电子开关28的栅极和漏极处的典型的电压时间波形。测量在电子开关28的漏极处的电压过冲(overshoot)。该电压过冲与LED 100两端的电压成比例。该电压过冲值用于利用电压比较器30和数字计数器来测量磁芯放电T_OFF的时间。基于变压器23的初级端的磁芯放电的时间来测量T_OFF的值。

在操作期间，V_REF配置为与由ADC 26采样的输入电压V_DD的相同电压基准。这样的配置确保了电子开关28以断续模式一致地工作。

根据图4所示的流程图重复地细调T_ON的值，以使得在(时钟周期的)时段内，通过调整T_ON来调节流入到LED负载100的电流。以下描述在流程图中描述的步骤：

在T_ON时间内激活电子开关28。(步骤60)

基于电压比较器30和数字计数器来计算T_OFF时序(步骤62)

从ADC 26(数字化值)获得值V_IN(V_IN＝V_DD)(步骤64)

计算公式(3)如下：(步骤66)

A＝V_IN*T_ON*T_OFF                        (3)

计算公式(4)如下：(步骤68)

B＝(1/K)*I_OUT*(T_ON+T_OFF+T_CALC)         (4)

其中T_CALC是在放电之后的时间，用以计算该公式。

由此，电子开关28的切换时段T是T_ON、T_OFF和T_CALC之和。

实际实现花费大致128个时钟周期。

对A和B的值进行比较(步骤70)。

如果A大于B，即A＞B，则对于下一个时间段T，将T_ON调整到T_ON-N(步骤72)。

如果A小于B，即A＜B，则将T_ON调整为T_ON+N(步骤74)。

在A等于B的情形下，不更新T_ON并且T_ON保持不变(步骤76)。

值N是调整值。N是MOSFET的接通时间T_ON的增量或者减量。调整值N形成用于在电源变化的情况下稳定电流I_OUT的反馈环路的一部分。N的值的范围通常在1和128个时钟周期数量之间。

应意识到，对于A和B的不同差值，需要使用N的不同值。

还应意识到，由于执行对于该申请而言耗时且低效的硬编码划分的复杂性，需要单独计算A和B。为了克服该问题，使用代数运算来计算公式(3)和(4)并且在其中对A和B之间的结果进行比较。

重复处理步骤60到76，直到电路被关断或者根据本领域普通技术人员已知的其它终止条件。

对于LED负载100的短路保护，可以进一步配置T_OFF值。为了短路保护目的，将T_OFF值与短路基准值T_OFF，SC进行比较。如果在有LED负载100的变压器23的次级绕组上存在短路，则T_OFF值将比短路基准值T_OFF，SC短，从而激活短路保护。

申请人已经发现，ASIC的使用以及公式(1)到(4)的实现与负载中LED的数量无关。ASIC的实现进一步省略了对于以下部件的需要：位于主功率源上的极化电容器、位于变压器23的次级绕组上的具有较大电容的极化电容器、位于MOSFET上并且位于LED链/负载上的反馈功率电阻器。由于大部分电功率将传输到LED而非反馈电阻器和电容器，因此将增加该***的总体效率(以及功率因数校正)。此外，由于与诸如光电耦合器14(从而不需要位于变压器23的次级端上的电压反馈)和极化电容器的具体部件相比较，所使用的部件通常在成本上较低，因此实现该电路的成本通常低于图1所示的现有技术电路。

在上述示例中，利用十八个LED(每一个LED 100具有3.2V的前向电压)和230VAC的输入以及350毫安(mA)的基准输出电流I_OUT，实现高达94％的效率。这是基于所获得的实验板仿真结果，其中***功耗为21.5W。总的LED功耗为20.16W，因此效率为20.16除以21.5，即93.8％。

此外，为了短路保护目的，如果一个LED 100短路，则公式(1)到(4)能够修改T_ON的值，以经由在步骤60到76中描述的反馈机制向工作中的LED提供正确的电流。因而，驱动器20与存在于变压器23的次级端(即负载侧)上的LED的数量无关。

计算T_ON乘以V_IN值来实现附加的安全选项。为了不使变压器磁芯L₁，L₂饱和，该值必须在数字阈值T_ON，MAX之下。假设磁芯在0.3特斯拉下饱和，根据公式(5)计算数字阈值T_ON，MAX：

T_ON，MAX＝(N_P*0.3*A_E)/(V_IN)            (5)

其中N_P是初级绕组的数量，A_E是变压器的有效面积，V_IN是输入电压。

根据如图3所示的本发明的第二实施例，存在一种用于向至少一个发光二极管120提供电流的设备。所述设备是用于非隔离的DC应用的LED驱动器120。LED驱动器包括反激式转换器122、分压器124、模拟至数字转换器(ADC)126、电子开关128、电压比较器130、DC电源132和集成电路芯片(IC)134以及电子振荡器136。

反激式转换器122包括以串联配置与电感器123和电容器125连接的二极管121。电感器123和电容器125配置为与LED负载200进行并联配置。每一个LED 200串联连接到其它LED 200。二极管121的传导端连接到电感器123。二极管121的非传导端连接到电容器125。

分压器124包括一系列标准电阻器。为了说明，使用标准电阻器R₃，R₄代表分压器124。在操作期间，通过ADC 126分接R₃和R₄之间的电压。在12V的DC电压下，R₃和R₄的值分别为大约47kΩ和4.7kΩ。R₄的一端连接到电气地。

ADC 126在50到120Hz的范围内操作。为了使该实施例工作，ADC 126的最小分辨率是8位。也可以将ADC 126的数字化电压用作低电压安全锁。将R₃和R₄之间的分接电压转换为数字值V_DD。

电子开关128通常是功率晶体管。在该具体实施例中，电子开关128是MOSFET。电子开关128的漏极连接到二极管121的传导端和电感器123。电子开关128的栅极连接到IC 134的输出引脚，并且电子开关128的源极连接到电气地。

电压比较器130将在电子开关128的漏极处获得的电压与电压基准V_REF进行比较。电压比较器130通常是(但不限于)运算放大器。

DC电源132配置为提供到电路的DC输出。DC输出可以在3V到400V的范围内。

IC 134通常是专用集成电路(ASIC)。在此，应意识到，ADC 126、电压比较器130、电子振荡器136可以与IC 134集成。此外，IC 134还可以包括调整器、上电复位电路、MOSFET驱动器、OTP存储器、EEPROM、闪存和/或本领域普通技术人员已知的其它可编程存储器块。可以使用诸如Verilog，VHDL的硬件描述语言(HDL)或者本领域普通技术人员已知的其它硬件描述语言对IC 134进行编程。

对IC 134进行编程和配置以接收五个输入；即

(a)基准常数K；

(b)期望的基准电流I_OUT；

(c)从ADC 126获得的数字化电压值V_DD；

(d)电感器123的磁芯放电的时间值T_OFF；以及

(e)切换时段T，由电子振荡器136获得的电子开关28的切换时段。

电子振荡器136生成20MHz的操作频率，即50纳秒的时间段。开关模式电源(SMPS)的切换时间与电子开关128的开/关有关。在该实施例的上下文中，SMPS的切换时间的范围从30kHz到300kHz。

使用所接收的五个输入，IC 134根据公式1计算输出T_ON以驱动电子开关128的栅极。

基于在公式6中描述的电感器123的放电时间来计算基准常数K。

$K=\frac{1}{L_3}---\left(6\right)$

其中L₃是电感器123的电感值。基准K是数字值并且能够存储在IC 134内的存储器中，所述存储器可以是OTP、闪存或者EEPROM，或者在公式中被硬编码，在公式中被硬编码的情况下将该数字值作为寄存值存储在ASIC 134内；因而在操作期间不会改变该数字值。

电子振荡器136(20MHz频率，50ns时段)与内部10位计数器耦合以对T_ON和T_OFF进行计数。该10位计数器在溢出之前转换到1024个时钟周期。这意味着，利用10位内部计数器，可以在50ns*1024＝51.2μs内对1024个时钟周期进行计数。从技术上说，计数器能够在19.53125kHz到20MHz之间计数。因而电子开关128的30kHz到300kHz的切换时间T落入上述范围内。

接下来，将在其操作的上下文中描述该实施例。

图5示出在LED驱动器20操作时电子开关128的栅极和漏极处的典型的电压时间波形。测量电子开关128的漏极处的电压过冲。该电压过冲值用于利用电压比较器130和数字计数器来测量磁芯放电T_OFF的时间。基于电感器123的放电时间来测量T_OFF的值。这是经由本领域普通技术人员已知的各种方法容易获得的。

在操作期间，V_REF配置为与由ADC 126采样的输入电压V_DD的相同电压基准。该配置确保了电子开关128以断续模式一致地工作。

根据先前图4所示的流程图重复地细调T_ON的值。重复处理步骤60到76，直到电路被关断或者根据本领域普通技术人员已知的其它终止条件。

对于LED 200的短路保护，可以进一步配置T_OFF值。在此，将T_OFF值与短路基准值T_OFF，SC进行比较。如果在有LED 200的变压器23的次级绕组上存在短路，则T_OFF值将短于短路基准值，从而激活短路保护。

数字基准I_OUT固定期望的输出电流以驱动LED。数字基准I_OUT的值可以存储在IC 134的存储器中或者在公式中被硬编码。

在操作期间，根据图4所示的流程图重复地细调T_ON的值，以使得在(时钟周期的)时段内，通过调整T_ON来调节流入到LED负载100的电流。如前所提及的，描述了步骤60到74。重复处理步骤60到76，直到电路被关断或者根据本领域普通技术人员已知的其它终止条件。

对于LED负载200的短路保护，可以进一步配置T_OFF值。为了短路保护目的，将T_OFF值与短路基准值T_OFF，SC进行比较。如果在有LED负载200的电感器123上存在短路，则T_OFF值将比短路基准值T_OFF，SC短，从而激活短路保护。

数字基准I_OUT固定期望的输出电流以驱动LED。数字基准I_OUT的值可以存储在IC 134的存储器中或者在公式中被硬编码，在公式中被硬编码的情况下，在操作期间不会更新数字基准值I_OUT。

此外，为了短路保护目的，如果一个LED 200短路，则公式(1)、(3)、(4)、(6)能够修改T_ON的值以经由步骤60到76中描述的反馈机制向工作中的LED提供正确的电流。因而驱动器120与所存在的LED 200的数量无关。

计算T_ON乘以V_IN值来实现附加的安全选项。为了不使电感器123饱和，该值必须在数字阈值T_ON，MAX之下。假设磁芯在0.3特斯拉下饱和，根据公式(5)计算数字阈值T_ON，MAX。

关于这两个实施例，申请人观察到，随着重复地调整电流并且基于ASIC编程的实现，容易使用不具有附加部件的当前电路来调节LED负载100，200。因而，应意识到，可以经由调整电流基准值I_OUT来实现该调节。

应进一步意识到，如果在上述两个实施例中用户希望关断设备，则他可以通过输入电流基准值I_OUT为0来简单地完成该操作。如果在I_OUT寄存器中输入非0的不同值，则该同一用户可以接通该设备。

并且，驱动器20，120可以配置用于直接监视和调整与温度有关的电流。在此，可以在每一个LED的节点处放置热敏电阻器，以使得控制器可以适于基于所感测的节点温度，对于LED负载100，200自动更新不同的电流输出(经由更新N的值)。这确保了LED 100，200不会过热。这样的设置将延长LED 100，200的寿命。

上述特征可以容易地经由如本领域的普通技术人员已知的ASIC 34，134上的附加使能引脚来实现。

通过基于热敏电阻器的监视的示例，如果存在以串联配置连接的五个白光LED和一个红光LED，则可以将热敏电阻器放置在红光LED附近(由于红光LED具有与白光LED相比较低的临界温度)。然而应该注意，将红光LED放置在能够容易发生热耗散的位置。按照这种方式，一旦达到红光LED的临界温度，IC(ASIC)34，134将降低到LED负载的电流。

为了说明，在红光LED的节点温度达到60摄氏度时，IC 34，134将调整电流以降低10％(例如300mA)。在红光LED的节点温度达到65摄氏度时，IC 34，134将调整电流以降低30％(250mA)；并且在红光LED的节点温度降低到55摄氏度时，IC 34，134将电流恢复到满负载(350mA)。

本领域的普通技术人员应该意识到，本发明并不限于所描述的示例。具体地说，在不偏离本发明的范围的情况下可以进行以下的增加和/或变型。

·如本领域普通技术人员已知的，可以使用现场可编程门阵列(FPGA)代替ASIC。

·尽管现有实施例示出串联配置的LED负载100，200，但是如本领域普通技术人员已知的，可以按照并联配置设置LED负载100，200，以使得驱动的电流I_OUT是在每一个单个并联链路中的电流的平均。

·IC 34，134可以进一步配置为具有更多输入以用于其它目的；并且并不局限于五个输入。

·在步骤74中提到的调整值N是MOSFET的接通时间T_ON的增量或者减量并且可以形成稳定滤波器环路的一部分。典型地，A和B之间的差值越大，所应用的N的值就越大。作为范围的示例，对于AC/DC应用时钟周期为20比1的比例并且在DC/DC中为5比1。

·可以经由使用具有数字接口或者模拟阈值的运动传感器，将“唤醒”功能结合到LED驱动器20，200中。

·尽管将在描述本发明第一和第二实施例中提供的LED驱动器20，200应用于反激式转换器配置，但是应意识到，IC 34，134以及公式(1)到(6)可应用于包括降压-升压转换器、降压转换器和升压转换器(隔离的AC或者非隔离的DC配置)的通用开关模式电源。

·公式(1)到(6)并不限于由电子振荡器36生成的频率。通常，所生成的频率越高，实现所需的设计就越大；相反，频率越低，电流控制的精度就越小。在此，20MHz是精度和实现之间的良好折中。

本领域的普通技术人员应该进一步意识到，可以组合上面讨论的特征和变型，并非可选或者替代，以形成落入所描述的本发明的范围内的又一其它实施例。

Claims (19)

1.一种用于驱动发光二极管（LED）的设备，用于经由开关模式功率转换器向至少一个发光二极管提供电流，所述设备包括：

至少一个集成电路（IC），所述IC可使用硬件描述语言进行编程；

电子开关，可配置为具有切换时间段；

模拟至数字转换器（ADC），所述ADC配置为获得数字化电压输入；

电压比较器，所述电压比较器配置为获得每一个时间段所述开关模式功率转换器的电感元件的放电时间；

其中在操作中，所述至少一个IC用于获得所述数字化电压输入、所述电感元件的放电时间、期望的电流、基准常数以及所述电子开关的所述切换时间段作为输入，并且此后计算每一个切换时间段所述电子开关的接通时间，以使得所述电子开关的所述接通时间调整流入所述至少一个LED的所述电流。

2.根据权利要求1所述的用于驱动LED的设备，其中所述至少一个IC是专用集成电路（ASIC）。

3.根据权利要求2所述的用于驱动LED的设备，其中根据以下公式来计算所述电子开关的所述接通时间：

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{I_{\mathrm{OUT}}*T}{K*V_{\mathrm{IN}}*T_{\mathrm{OFF}}}$

其中T_ON是所述电子开关的所述接通时间，I_OUT是所述期望的电流；T是所述电子开关的所述切换时间段；K是所述基准常数；T_OFF是所述开关模式功率转换器的所述电感元件的所述放电时间并且V_IN是所述数字化电压输入。

4.根据权利要求3所述的用于驱动LED的设备，其中对于具有所述电感元件作为变压器的隔离的交流（AC）反激式配置，该变压器隔离位于所述变压器的次级端的所述至少一个LED，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{2*\sqrt{L_1*L_2}}$

其中L₁是所述变压器的初级绕组的电感值并且L₂是所述变压器的次级绕组的电感值。

5.根据权利要求4所述的用于驱动LED的设备，其中所述变压器是平面变压器。

6.根据权利要求3所述的用于驱动LED的设备，其中对于非隔离的直流（DC）反激式配置，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{L_3}$

其中L₃是所述反激式配置中所述电感元件的电感值。

7.根据权利要求3到6中的任一项所述的用于驱动LED的设备，其中基于值A和值B的比较，在每一个时间段更新T_ON的值；A和B的公式分别为：

A=V_IN*T_ON*T_OFF；并且

B=（1/K）*I_OUT*（T_ON+T_OFF+T_CALC）

其中T_CALC是在所述电感元件的放电时间之后的时间，用以计算所述公式并且所述电子开关的所述切换时间段是T_ON、T_OFF和T_CALC之和；

由此，在A的值大于B时，所述T_ON的值降低预定数量的时钟周期；在A的值小于B时，所述T_ON的值增加预定数量的时钟周期；并且在A的值等于B时，T_ON不发生改变。

8.根据权利要求7所述的用于驱动LED的设备，所述设备配置为用于通过放置于每一个LED的节点的热敏电阻器，来调整作为温度的函数的所述电流；所述设备还配置为经由更新所述预定数量的时钟周期来更新所述电流输出。

9.根据权利要求1所述的用于驱动LED的设备，其中所述电子开关是金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），并且在操作中，所述MOSFET配置为以断续模式工作。

10.根据权利要求1所述的用于驱动LED的设备，其中所述ADC、电压比较器和振荡器集成在所述IC中。

11.根据权利要求1所述的用于驱动LED的设备，其中所述ADC的最小分辨率是8位。

12.根据权利要求4或6所述的用于驱动LED的设备，其中所述T_OFF值被配置为与短路基准值进行比较，以使得在使用中，在存在短路时所述T_OFF值小于所述短路基准值。

13.一种用于驱动发光二极管（LED）的方法，用于经由开关模式功率转换器向至少一个发光二极管（LED）提供电流，所述方法包括步骤：

（i）获得以下值作为输入：（a）数字化电压输入；（b）电子开关的切换时间段；（c）所述开关模式功率转换器的电感元件的放电时间；（d）所述电流的期望值；以及（e）数字基准；以及

（ii）计算每一个切换时间段所述电子开关的接通时间；

（iii）基于所述电子开关的所述接通时间，调整每一个切换时间段流入所述至少一个LED的所述电流；以及

（iv）对于每一个切换时间段重复步骤（i）到（iii）。

14.根据权利要求13所述的用于驱动LED的方法，其中根据以下公式来计算所述电子开关的接通时间T_ON：

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{I_{\mathrm{OUT}}*T}{K*V_{\mathrm{IN}}*T_{\mathrm{OFF}}}$

其中I_OUT是所述期望的电流；T是所述电子开关的所述切换时间段；K是所述基准常数；T_OFF是每一个切换时间段所述电子开关的关断时间并且V_IN是所述数字化电压输入。

15.根据权利要求14所述的用于驱动LED的方法，其中对于具有变压器的隔离的交流（AC）源输入，所述变压器隔离所述变压器的次级端的所述至少一个LED，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{2*\sqrt{L_1*L_2}}$

其中L₁是所述变压器的初级绕组的电感值并且L₂是所述变压器的次级绕组的电感值。

16.根据权利要求14所述的用于驱动LED的方法，其中对于非隔离的直流（DC）反激式配置，根据以下公式来计算所述基准常数K：

$K=\frac{1}{L_3}$

其中L₃是在所述反激式配置中电感元件的电感值。

17.根据权利要求14到16中的任一项所述的用于驱动LED的方法，其中基于值A和值B的比较，在每一个切换时段更新T_ON的值；A和B的公式分别为：

A=V_IN*T_ON*T_OFF；并且

B=（1/K）*I_OUT*（T_ON+T_OFF+T_CALC）

其中T_CALC是在所述电感元件的放电时间之后的时间，用以计算所述公式并且所述电子开关的所述切换时间段是T_ON、T_OFF和T_CALC之和；

由此，在A的值大于B时，所述T_ON的值降低预定数量的时钟周期；在A的值小于B时，所述T_ON的值增加预定数量的时钟周期；并且在A的值等于B时，T_ON不发生改变。

18.根据权利要求13所述的用于驱动LED的方法，其中所述数字化电压输入的最小分辨率是8位。

19.根据权利要求14到16中的任一项所述的用于驱动LED的方法，其中将所述T_OFF值与短路基准值进行比较，并且在所述T_OFF小于所述短路基准值时表明存在短路。