CN102571045A - 电流比较器 - Google Patents

Abstract

一种电流比较器，包括：依次级联的具有电阻负反馈的CMOS反相放大器、乙类工作方式的推挽放大器及甲乙类工作方式的推挽放大器。所述电流比较器使用了带电阻负反馈的输入级，降低了输入级的输入输出阻抗，因而具有较快的响应速度。并且，所述电流比较器不需要外加的偏置电压和电流，因而不易受到工艺偏差的影响，具有较高的精度。

Description

电流比较器

技术领域

本发明涉及集成电路设计技术领域，特别涉及电流比较器的设计技术。

背景技术

近年来，电流式电路由于其面积小、速度快、功耗低等优点，受到了人们越来越多的重视。在电流式电路中有一个非常重要的基本单元就是电流比较器，它现已广泛应用于各种线性及非线性集成电路中，如模数转换器(A/D转换器)、触发器、压控振荡器等。

从第一代电流比较器的产生到现在，人们已经提出了大量的实现方法。最简单的一种电流比较器结构如图1所示，为简化起见，后面省去了反相器。所述电流比较器中，PMOS管M1及M3、PMOS管M5及M7、NMOS管M6及M8、NMOS管M2及M4各自构成电流镜结构。所述电流比较器是将两个共源共栅电流镜的输出电流之差通过CMOS反相器比较放大，得到最后的电压比较信号。

所述电流比较器是以电流镜为基础的，则必然会引入因电流镜失配而产生的输入电流失调，从而降低比较器的精度。

针对输入失调问题，传统的解决办法有以下几种：1.采用补偿电路来抑制失调，可是这种方法虽然从一定程度上降低了输入失调，却因为需要另加补偿电路，使得比较器的电路形式变得复杂，且引入了因调零而产生的延时；2.采用双输入结构的电流比较器结构，所述结构的基础上从一定程度上进一步降低了延时，提高了精度。

图2a、图2b、图3示出了一种双输入结构的电流比较器，其包括：P枝输入电路、N枝输入电路和输出电路。

参照图2a所示，所述双输入结构的电流比较器的N枝输入电路中，电源电压Vdd为+3V，Vss为0V。在静态时，各MOS管M10、M11和M12均工作于饱和区。它们的工作电流即为输入级的偏置电流。当有信号输入时，随着i1的上升，流经MOS管M10的电流上升，而它的栅源电压Vgs10不变。所以，它的漏电压Vd10上升。即MOS管M11的栅电压Vg11上升。由于M10工作于饱和区，所以即便当i1发生一个较小的波动，MOS管M11的栅电压Vg11都会发生较大的变化。反之，如果当i1减小或i2上升时，Vg11下降。适当的调节MOS管M10、M11、M12的宽长比，使得在i1＝i2时，Vg11的值大致在0.9V(NMOSFET的阈值电压)左右。这样，当有输入信号加入时，Vg11基本上是在0.9V上下波动。当i1＞i2时，Vg11上升，大于0.9V；当i1＜i2时，Vg11下降，小于0.9V。

参照图2b所示，所述双输入结构的电流比较器的P枝输入电路，其结构与N枝输入的电路结构相类似。静态时，MOS管M13、M14和M15工作在饱和区。当有信号输入时，若i1上升或i2下降，MOS管M14的栅电压Vg14上升。反之，若i1下降或i2上升，Vg14下降。适当的调节MOS管M13、M14、M15的宽长比，使i1＝i2时，Vg14在2.3V左右。这样，当i1在i2的基础上，上下波动时，Vg14在2.3V上下波波动。若i1＞i2，Vg14大于2.3V；若i1＜i2，Vg14小于2.3V。

结合图2a、图2b及图3所示，所述双输入结构的电流比较器的输出级电路中，经过上述输入级的处理后，P枝输入电路的Vg14和N枝输入电路的Vg11被分别加到输出级电路中的PMOS管M17和NMOS管M16的栅极上。当Vg14上升，使得PMOS管M17进入亚阈值区时，Vg11也同时上升，使得NMOS管M16离开亚阈值区。相反，如果Vg14下降，使得PMOS管M17离开亚阈值区，Vg11也同时下降，使得NMOS管M16进入亚阈值区。这样，在任何时刻，输出级电路中，总会有一个MOS管(M16或17)处于亚阈值区。整个电流比较器的输出电路是非常稳定的，从而极大地减小了比较器的响应时间(输出级电路状态的不稳定，是限制比较器响应时间的最主要因素)。为了使输出波形的边沿更陡并使输出幅度达到可加一个反相器(PMOS管M19和NMOS管M18构成)以改善输出波形。

基于上述电路分析可知，虽然所述双输入结构的电流比较器从一定程度上降低了延时，提高了精度。然而，所述比较器的偏置电路复杂且不对称，容易受工艺偏差影响，引起较大的输入失调。另外，所述比较器的输入阻抗较大，在输入电流变化较小时会产生较大的延时。

发明内容

本发明提供一种电流比较器，以提供较快的响应速度和较高精度。

为解决上述问题，本发明提供一种比较器，包括：依次级联的具有电阻负反馈的CMOS反相放大器、乙类工作方式的推挽放大器及甲乙类工作方式的推挽放大器。

与现有技术相比，上述电流比较器具有以下优点：所述电流比较器使用了带电阻负反馈的输入级，降低了输入级的输入输出阻抗，因而具有较快的响应速度。并且，所述电流比较器不需要外加的偏置电压和电流，因而不易受到工艺偏差的影响，具有较高的精度。

附图说明

图1是现有的一种电流比较器的简化电路结构图；

图2a是现有的另一种双输入级电流比较器的N枝输入电路结构图；

图2b是图2a所述电流比较器的P枝输入电路结构图；

图3是图2a所述电流比较器的输出级电路结构图；

图4是本发明电流比较器的一种实施例电路结构图；

图5是图4所示电流比较器输出电压随输入电流变化的瞬态响应仿真波形图；

图6图4所示电流比较器的输出电压随输入电流大小变化的仿真波形图。

具体实施方式

基于前述分析的现有电流镜结构的电流比较器及双输入结构的电流比较器的缺点，发明人经过分析后发现，可以运用电阻负反馈的CMOS反相放大器来实现较小的输入和输出阻抗。

基于上述设计思想，本发明电流比较器的一种实施方式包括：依次级联的具有电阻负反馈的CMOS反相放大器、乙类工作方式的推挽放大器及甲乙类工作方式的推挽放大器。

其中，所述电流比较器由于使用了带电阻负反馈的输入级，降低了输入级的输入输出阻抗，因而具有较快的响应速度。并且，所述电流比较器无需如现有的双输入结构电流比较器一样采用外加的偏置电压和电流，因而不易受到工艺偏差的影响，具有较高的精度。

以下通过具体的电路实现实例对本发明电流比较器进一步举例说明。

图4是本发明电流比较器的一种实施例电路结构图。参照图4所示，所述电流比较器包括：依次级联的具有电阻负反馈的CMOS反相放大器100、乙类工作方式的推挽放大器200及甲乙类工作方式的推挽放大器300。

具体地说，具有电阻负反馈的CMOS反相放大器100包括：第一PMOS管MP1、第一NMOS管MN2及第二NMOS管MN3。其中，第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN2的栅极相连，接收输入电流I_in(此处的输入电流I_in即相当于现有的双输入结构的两个输入电流之差)，源极与电源VDD相连，漏极与第一NMOS管MN2的漏极相连；第一NMOS管MN2的源极接地；第二NMOS管MN3的栅极与电源VDD相连，漏极与第一NMOS管MN2的栅极相连，源极与第一NMOS管MN2的漏极相连。

乙类工作方式的推挽放大器200包括：第二PMOS管MP4及第三NMOS管MN5。其中，第二PMOS管MP4的源极与电源VDD相连，栅极与第三NMOS管MN5的栅极相连，且与第一NMOS管MN2的漏极相连，漏极与第三NMOS管MN5的漏极相连；第三NMOS管MN5的源极接地。

甲乙类工作方式的推挽放大器300包括：第四NMOS管MN6、第五NMOS管MN9、第六NMOS管MN11、第七NMOS管MN13、第三PMOS管MP7、第四PMOS管MP8、第五PMOS管MP10、第六PMOS管MP12。其中，第四NMOS管MN6的栅极与第三PMOS管MP7的栅极相连，且与第三NMOS管MN5的漏极相连，漏极与电源VDD相连，源极与第五PMOS管MP0的源极相连；第三PMOS管MP7的漏极接地，源极与第五NMOS管MN9的源极相连；第四PMOS管MP8与第六PMOS管MP12构成电流镜，第四PMOS管MP8及第六PMOS管MP12的源极均与电源VDD相连；第五NMOS管MN9的漏极与第四PMOS管MP8的漏极相连，栅极与电源VDD相连；第五PMOS管MP10的漏极与第六NMOS管MN11的漏极相连，栅极接地；第六NMOS管MN11与第七NMOS管MN13构成电流镜，第六NMOS管MN11与第七NMOS管MN13的源极均接地；第七NMOS管MN13的漏极与第六PMOS管MP12的漏极相连，输出比较结果V_out。

分析图4所示电流比较器，对于具有电阻负反馈的CMOS反相放大器100，工作在饱和区的第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN2是整个电路的输入级，而工作在线性区的第二NMOS管MN3作为CMOS反相放大器的电阻负反馈。利用小信号分析，可得到该反相放大器的输入、输出电阻如下：

$R_{\mathrm{in}}=\frac{R_3+r_0}{1+(g_{m1}+g_{m2})r_0}---\left(1\right)$

$R_{\mathrm{out}}=\frac{R_S+R_3}{1+(g_{m1}+g_{m2})R_S+(R_S+R_3)/r_0}---\left(2\right)$

其中，g_m1和g_m2分别为第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN2的跨导，R₃是第二NMOS管MN3的导通等效电阻，R_S是输入信号源的等效输出阻抗，r₀＝1/(g_ds1+g_ds2)，g_ds1、g_ds2分别为第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN2的漏导。

一般情况下有R₃《r₀、R₃《R_S和(g_m1+g_m2)r₀》1成立，所以可得到：

$R_{\mathrm{in}}\≈R_{\mathrm{out}}\≈\frac{1}{g_{m1}+g_{m2}}---\left(3\right)$

若待比较的输入电流之差为ΔI，即I_in，那么1号和2号节点的电压摆动幅度分别为：

ΔV₁＝I_inR_in    (4)

ΔV₂＝I_inR_inA_v1 (5)

其中，A_V1为所述CMOS反相放大器100的电压增益。

那么，所述CMOS反相放大器100输入点的时间常数为：

τ_in＝R_inC_in    (6)

其中，C_in为输入点的等效输入电容。所述CMOS反相放大器100输出点的响应时间为：

t_d＝R_outC_out1(7)

其中，C_out1为所述CMOS反相放大器100输出点的等效电容。

由式(3)可以看出，带有电阻负反馈的CMOS反相放大器100具有较小的输入和输出阻抗，这可以降低1号和2号节点在输入电流变化时的电压摆动幅度，此点由式(4)和式(5)可知。

又由式(6)和式(7)可以看出，较小的输入和输出阻抗可降低所述CMOS反相放大器100输入、输出点的响应时间，从而使比较器具有较快的响应速度。

对于由第二PMOS管MP4及第三NMOS管MN5构成的CMOS互补放大器，二者在工作过程中轮流导通，以乙类工作方式推挽输出。该放大器用于将2号节点上小的电压摆动幅度进一步放大，其引入的延时很小，可忽略不计。

而甲乙类工作方式的推挽放大器300中，第四NMOS管MN6和第三PMOS管MP7分别构成一源级跟随器，第五NMOS管MN9和第五PMOS管MP10为电路提供小的偏置电流。使得当3号节点的电压为零时，第六PMOS管MP12和第七NMOS管MN13处于临界导通状态，进而保证该级电路为甲乙类工作方式。该推挽放大器不仅可以提高输出电压的幅度，还可以提高电路向负载提供电流和吸收电流的能力。

当3号节点的电压较高(接近电源电压VDD)时，第四NMOS管MN6中的电流增加，第三PMOS管MP7中的电流减小。随着第四NMOS管MN6中电流的增加，第六NMOS管MN11中的电流也增加，镜像作用使得第七NMOS管MN13中的电流也增加，最后电路提供的全部电流通过第七NMOS管MN13流入负载。

当3号节点的电压较低(接近0)时，第三PMOS管MP7中的电流增加，第四NMOS管MN6中的电流减小。随着第三PMOS管MP7中电流的增加，第四PMOS管MP8中的电流也增加，镜像作用使得第六PMOS管MP12中的电流也增加，最后电路提供的全部电流通过第六PMOS管MP12流入负载。这样，整个电路几乎没有电流浪费掉，电路向负载提供电流和吸收电流的能力得到提高，回转率增大，延时减小。

为进一步验证图4所示电流比较器的性能，采用CMOS工艺HSPICE模型参数对所述电流比较器的性能进行了仿真，设定仿真的电源电压为3V。在模拟输出响应对于输入电流变化的延迟时间时，将输入电流I_in设置为正负对称的方波信号，模拟结果表明当输入方波电流I_in的幅度(曲线1所示)分别为0.3μA、1μA、2μA时，输出电压(曲线2所示)从0上升到最大输出电压的90％(2.7V)所需要的时间分别为5.2ns，3.2ns，2.5ns。图5所示为输入方波电流I_in幅度为0.3μA时的输入电流和输出响应波形。

而现有技术中所提到的双输入级结构电流比较器(例如图2a、图2b、图3所示电流比较器)在输入电流i1分别比i2大0.3μA，1μA，2μA时，输出电压从0上升到最大输出电压的90％(2.7V)所需要的时间分别为21.8ns，12.3ns和8.5ns。可见，图4所示的电流比较器的响应速度明显优于双输入级结构电流比较器。这主要是因为图4所示电流比较器使用了带电阻负反馈的输入级，降低了输入级的输入输出阻抗，从而降低了1号和2号节点在输入电流变化时的电压摆动幅度。

为了对图4所示比较器的精度进行模拟，将输入电流I_in设置为一缓慢变化的三角波，其波形如图6中的曲线1所示。利用HSPICE仿真可得到输出电压随输入电流大小变化的波形，如图6中的曲线2所示。模拟结果表明，当输出电压从0上升到其最大值的90％(2.7V)时，与之相对应的输入电流约下降了0.8nA；而双输入级结构电流比较器在输出电压上升到其最大值的90％时，输出电流的变化已经接近9.3nA了。由此可见，图4所示电流比较器在精度上也高于现有技术双输入级结构电流比较器(例如图2a、图2b、图3所示电流比较器)。这主要是因为图4所示电流比较器不需要外加的偏置电压和电流，不易受到工艺偏差的影响。

综上所述，本发明电流比较器具有速度快、精度高、结构简单和容易实现等特点。采用CMOS工艺HSPICE模型参数对所述电流比较器的性能进行了模拟，结果表明所述电流比较器与现有技术已知的最快的电流比较器延时几乎相等，且精度高于现有的几种高精度电流比较器。

以上公开了本发明的多个方面和实施方式，本领域的技术人员会明白本发明的其它方面和实施方式。本发明中公开的多个方面和实施方式只是用于举例说明，并非是对本发明的限定，本发明的真正保护范围和精神应当以权利要求书为准。

Claims (4)

1.一种电流比较器，其特征在于，包括：依次级联的具有电阻负反馈的CMOS反相放大器、乙类工作方式的推挽放大器及甲乙类工作方式的推挽放大器。

2.如权利要求1所述的电流比较器，其特征在于，所述具有电阻负反馈的CMOS反相放大器包括：第一PMOS管、第一NMOS管及第二NMOS管，其中，

第一PMOS管和第一NMOS管的栅极相连，接收输入电流，源极与电源相连，漏极与第一NMOS管的漏极相连；

第一NMOS管的源极接地；

第二NMOS管的栅极与电源相连，漏极与第一NMOS管的栅极相连，源极与第一NMOS管的漏极相连。

3.如权利要求2所述的电流比较器，其特征在于，所述乙类工作方式的推挽放大器包括：第二PMOS管及第三NMOS管，其中，

第二PMOS管的源极与电源相连，栅极与第三NMOS管的栅极相连，且与第一NMOS管的漏极相连，漏极与第三NMOS管的漏极相连；

第三NMOS管的源极接地。

4.如权利要求3所述的电流比较器，其特征在于，所述甲乙类工作方式的推挽放大器包括：第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第七NMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管，其中，

第四NMOS管的栅极与第三PMOS管的栅极相连，且与第三NMOS管的漏极相连，漏极与电源相连，源极与第五PMOS管的源极相连；

第三PMOS管的漏极接地，源极与第五NMOS管的源极相连；

第四PMOS管与第六PMOS管构成电流镜，第四PMOS管及第六PMOS管的源极均与电源相连；

第五NMOS管的漏极与第四PMOS管的漏极相连，栅极与电源相连；

第五PMOS管的漏极与第六NMOS管的漏极相连，栅极接地；

第六NMOS管与第七NMOS管构成电流镜，第六NMOS管与第七NMOS管的源极均接地；

第七NMOS管的漏极与第六PMOS管的漏极相连，输出比较结果。

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