CN102428682B - 用于mimo的混合-qrd-sic及不平衡mcs***和方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于多入多出MIMO检测和信道解码的方法和***，包括：将信道复增益矩阵分解成酉矩阵和右上三角矩阵(310)；将接收的信号提供给酉矩阵的复共轭转置(314)，由此创建多个信号(316、318)；将所述多个信号的最后一个信号归一化(322)；对所述多个信号的归一化的最后一个信号进行信道解码，由此恢复最后一个码字信号(330)；对所述最后一个码字信号进行编码(332)；利用编码的最后一个码字信号来恢复倒数第二个码字信号(350-360)；以及重复所述利用直到恢复所有的码字。

Description

用于MIMO的混合-QRD-SIC及不平衡MCS***和方法
相关申请
本申请要求在2009年4月27日提交的美国临时申请No.61/172,796的优先权，通过引用将其全部内容并入本文。
技术领域
本公开涉及多入多出(MIMO)通信，具体地，涉及MIMO通信和检测算法。
背景技术
***无线通信网络要求具有高的数据吞吐量，例如1Gbits/s。为了实现这一点，一些***利用空间复用的单用户多入多出(SU-MIMO)通信以增加数据吞吐量。
对于下行链路(DL)通信，高级长期演进(LTE-A)工作组已经一致同意利用最小均方误差(MMSE)MIMO检测算法作为下行链路接收机的默认评估算法的基准。此外，在长期演进(LTE)上行链路和下行链路中可以使用更高级的MIMO接收机算法，例如最大似然检测器(MLD)或者Turbo连续干扰消除(Turbo-SIC)算法。
MIMO检测算法的一个挑战在于良好的性能和低的计算复杂度之间的折衷。例如，MMSE MIMO检测算法具有相对低的复杂度，但是其性能不够理想。另一方面，最大似然(ML)MIMO检测器算法在非迭代算法中具有较好的性能，但是当调制阶数和MIMO阶数高时，其复杂度过高。
附图说明
参考附图将更好地理解本公开，其中：
图1是接收机的迭代MIMO检测和信道解码部分的框图；
图2是示例性的传统QRD-SIC接收机部分的框图；
图3是根据本公开的具有两层和两个码字的接收机的混合-QRD-SIC部分的框图；
图4是根据本公开的具有三层和两个码字的混合-QRD-SIC接收机的框图；
图5是示出UE侧的用于向eNB提供接收机信息的方法的框图；
图6是示出eNB侧的用于从UE接收接收机信息的方法的框图；
图7是示出导出UE侧接收机信息的方法的数据流程图；
图8是示出通过试错法确定用于解码的码字的方法的框图；
图9是比较多种调制方案和每种方案中的不同不平衡性级别的表；
图10是将MMSE与具有不平衡MCS以及不具有不平衡MCS的混合-QRD-SIC比较性能的表；
图11是比较当与MMSE或混合-QRD-SIC一起使用时具有层移动和不具有层移动的表；
图12是比较当使用MMSE或TURBO-SIC时具有层移动和不具有层移动的表；以及
图13是能够与本公开的方法和***一起使用的示例用户设备的框图。
具体实施方式
本公开提供了一种用于多入多出(MIMO)检测和信道解码的方法，包括：将信道复增益矩阵分解成酉矩阵和右上三角矩阵；将接收的信号提供给酉矩阵的复共轭转置，由此创建多个信号；将所述多个信号的最后一个信号归一化；对所述多个信号的归一化的最后一个信号进行信道解码，由此恢复最后一个码字信号；对所述最后一个码字信号进行编码；利用已编码的最后一个码字信号来恢复倒数第二个码字信号；以及重复所述利用直到恢复所有的码字。在一个实施例中，所述重复可以利用前面恢复的所***字信号来恢复另一个码字信号。在一个实施例中，所述利用可以包括：从所述多个信号的倒数第二个信号中减去已编码的最后一个码字信号；将相减的结果归一化，由此创建倒数第二个信号；以及对归一化的倒数第二个信号进行信道解码，由此恢复倒数第二个码字信号。在另一个实施例中，对所述多个信号中的归一化的最后一个信号和倒数第二个信号的信道解码可以包括执行逆离散傅立叶变换。在又一个实施例中，对所述多个信号中的归一化的最后一个信号和倒数第二个信号的信道解码可以包括执行解调。在又一个实施例中，对所述多个信号中的归一化的最后一个信号和倒数第二个信号的信道解码可以包括执行解交织。
又一个实施例可以包括第三层，其中，在所述第三层的信道解码之前，倒数第二层和最后一层对增益进行归一化。该实施例可以包括层解映射框来作为信道解码的一部分。
又一个实施例可以包括对所述第一层信号的循环冗余校验，其中如果所述循环冗余校验失败，则跳过所述编码和减法步骤。
又一个实施例可以包括：针对已接收的信号的调制和编码方案在码字之间是不平衡的。该实施例可以包括首先归一化和信道解码较保守的码字信号。该实施例可以包括基于监视在应用了不平衡调制和编码方案之后的肯定确认和否定确认来确定解码顺序。该实施例还可以包括在演进的节点B和用户设备之间信号通知不平衡调制和编码方案。该信号通知可以基于每个演进的节点B来针对所有用户设备完成。
本公开还提供一种提高针对多入多出信令的连续干扰消除接收机的性能的方法，包括：接收用于多入多出信令的多个码字中的每个码字的不平衡调制和编码方案，以及以预定的顺序解码所述多个码字中的每个码字。在一个实施例中，可以基于监视在应用了不平衡调制和编码方案之后的肯定确认和否定确认来确定解码顺序。在一个实施例中，可以在演进的节点B和用户设备之间信号通知不平衡调制和编码方案。该信号通知可以在每个用户设备的基础上完成、在每个演进的节点B的基础上针对所有用户设备完成、或者基于调制和编码方案等级来完成。在一个实施例中，演进的节点B可以通过提供不平衡调制和编码方案以及监视来自用户设备的肯定确认和否定确认来确定接收机类型。
本公开还提供一种用于多入多出(MIMO)检测和信道解码的接收机，所述接收机配置为：将信道复增益矩阵分解成酉矩阵和右上三角矩阵；将接收的信号提供给酉矩阵的复共轭转置，由此创建多个信号；将所述多个信号的最后一个信号归一化；对所述多个信号的已归一化的最后一个信号进行信道解码，由此恢复最后一个码字信号；对所述最后一个码字信号进行编码；利用编码的最后一个码字信号来恢复倒数第二个码字信号；以及重复所述利用直到恢复所有的码字。
本公开还提供一种用于多入多出(MIMO)检测和信道解码的接收机，所述接收机配置为：接收用于多入多出信令的多个码字中的每个码字的不平衡调制和编码方案，以及以预定的顺序解码所述多个码字中的每个码字。
本公开还提供一种用于在演进的节点B和用户设备之间信号通知不同的码字上的不同的调制和编码方案的方法，包括：确定不同码字之间的调制和编码方案偏移；以及从演进的节点B向用户设备信号通知所述调制和编码方案偏移。在一个实施例中，所述信令在每个用户设备的基础上完成。在一个实施例中，所述信令在每个演进的节点B的基础上针对所有用户设备完成。在一个实施例中，所述信令基于调制和编码方案等级来完成。
本公开还提供一种确定用户设备的接收机类型信息的方法，包括：向演进的节点B信号通知接收机类型。
本公开提供了一种确定设备的接收机类型信息的方法，包括：提供不平衡调制和编码方案；以及监视来自用户设备的肯定确认和否定确认。
本公开描述了一种简单有效的MIMO检测算法，其在本文中称为混合-QRD-SIC检测算法。本公开还提供具有两个码字的不平衡调制和编码方案(MCS)，其可以例如用于LTE-A上行链路MIMO。本公开还提供用于支持MIMO检测算法和不平衡调制和编码方案的空中信令。本领域技术人员应该明白，术语“码字”也可以称为“传送块”，以及该术语可以用在LTE和LTE-A标准中。
已经提出了用于平衡MIMO检测器的性能和复杂度的各种次优或者接近最优的算法。在这些算法中，MMSE-SIC(也称为V-BLAST)、归类的QRD-SIC检测算法、QRD-M和Sphere检测器是检测算法的例子。然而，本领域技术人员应该理解，这些ML型MIMO检测算法基于在可能的发射符号组合的有限集合中的解决方案搜索。
在LTE-A UL中，在制定通信协议的标准的参与者之间已经一致同意将使用单载波频分多址接入(SC-FDMA)方案。应该理解，在SC-FDMA中利用离散傅里叶变换(DFT)预编码，在每个天线上的发射信号不是M-QAM(正交幅度调制)信号，并且可以具有宽的可能值范围。这使得ML型MIMO检测器难以应用在LTE-A上行链路中。
此外，为了增强检测性能以及逼近理论上的香浓信道容量，可以使用迭代MIMO检测和信道解码。如此，最大后验(MAP)MIMO检测器和MAP信道解码器可以用在迭代中。可以使用一些复杂度降低的MAP检测器/解码器版本，诸如MAX-LOG，而不损失太多性能。无论如何，这些迭代算法通常具有比ML型和MMSE算法更高的计算复杂度。
现在参考图1，其示出了迭代MIMO检测器和信道解码方案的简化框图。在图1的例子中，以编码块为基础进行迭代。
在图1中，标为“x”的信号被输入MAP MIMO检测器110。MAPMIMO检测器110还具有输入“H”，其中H是信道复增益矩阵。输出信号矢量被发送给加法器120，加法器120如下所述减去交织信号矢量。
加法器120的输出被提供给解交织框130，解交织框130被配置为将信号重新排列为原始顺序。信号接着被提供给MAP信道解码器140，MAP信道解码器140于是提供解码出的信息比特作为输出。
MAP信道解码器140还提供重新编码的信号，已重新编码的信号然后在框150中进行交织，已交织的信号矢量(作为先验信息)被提供给加法器120和MAP MIMO检测器110。
诸如Turbo-SIC之类的次优迭代算法使用连续干扰消除原理以获得较低的计算复杂度。
MIMO***的数学模型可以简化如下：
X＝Hs+n                                 (1)
上面，x是接收信号矢量，s是所发射的已编码和交织的信号矢量，H是信道复增益矩阵，以及n是接收机中的加性噪声矢量。与矢量s的一项(element)相对应的一个独立的数据流是一个“层”。利用层移位方案，将多个数据流在MIMO信道上发射之前进行循环移位。
MIMO检测器的目的是基于观察x、已知的或者估计的信道矩阵H以及噪声矢量n的统计来估计所发射的信号矢量s。
一种较小计算复杂度的ML型MIMO检测器基于QR分解(QRD)。信道复增益矩阵被分解成酉矩阵Q和上三角矩阵R。因此，该分解如下：
H＝QR                                       (2)
如果将矩阵Q的共轭转置(标为QH)与接收信号矢量s相乘，则创建所产生的矢量这可以标为此外，利用这两个公式，等式(1)可以改写为：
x ~ = Rs + n ~ - - - ( 3 )
将酉矩阵Q的逆应用于接收信号x不会改变噪声的统计特性。使用NxN天线配置，R可以写为：
可以注意到，根据公式(3)和(4)，Sn的估计仅取决于值Sn+1…SN。
现在参考图2。图2示出了传统的三层MIMO的QRD-SIC算法。在图2的实施例中，连续干扰消除是逐符号进行的。
参考图2，将信道复增益矩阵H提供给QR分解框210，得到R矩阵框212和提供给复共轭转置框214的Q矩阵。
复共轭转置框214具有来自接收信号矢量“x”的输入。在图2的例子中，示出来自x信号接收矢量的三个箭头与接收天线的数目一致。这仅是用于作为示例，并且接收天线的数目可以变化。
根据上述公式，框214的输出提供三个层。具体地，输出216包括层三信号。输出218包括层二信息以及层三信息，而输出220包括混合的层一、层二以及层三信息。
为了将增益归一化到1，如框230所示，将输出216除以r33，，以及如框232所示，对框320的输出进行量化。如所预期的，框232检测信号M-QAM星座图，并且提供所估计的层三发射信号作为输出。
为了从框214的输出218中移除层三信号，如框240所示，将第三层信号乘以r23，以及如框242所示，从输出218中减去该第三层信号与r23的乘积。框242的输出提供已经移除层三信号的层二信号。接着，该层二信号通过除以r22(如框244所示)使得增益归一化为1，然后将结果进行量化246，以提供所估计的第二层的发射信号。
类似地，为了从框214的输出220中移除层二和层三信号，将来自量化框232的已估计的层三输出乘以r13，以及将来自量化框246的已估计的层二输出乘以r12。这些乘法分别示出在框250和252中。
接着，从输出220中减去250和252的输出，以移除层二和层三信号。该减法在框254中完成。
接着，将输出254除以r11(如框260所示)，以将增益归一化为1，接着将框260的输出在框262中进行归一化，从而提供所估计的层一输出。
本领域技术人员将明白，如果正确安排层的顺序，则与线性MMSE算法相比，图2的QRD-SIC MIMO检测器具有类似的计算机复杂度和更好的性能。量化框在每层进行硬判决，并且将判决反馈给后面的层，以消除层间干扰。
QRD-SIC算法是应用在空间域的判决反馈(DF)检测算法。为了减小或者消除干扰消除的残余，在一个实施例中，将首先检测最可靠的层，以便产生低的消除残余或者无消除残余。这改善了后面的层的检测性能。
然而，图2的QRD-SIC算法由于各种原因不能应用于LTE-A ULMIMO。
首先，在LTE-AUL中，每个层的M-QAM调制信号在MIMO信道上发射之前，已经通过DTF处理进行了预编码。每个MIMO层上的信号(MIMO检测器所试图估计的内容)，不再是M-QAM，而是看起来更像模拟信号，使得硬判决很难进行。
第二，在LTE-AUL MIMO中，没有简单的方式来发现最佳的层检测顺序。尽管存在参考文献，诸如Wübben等的“Efficient AlgorithmFor Decoding Layered Space-Timed Codes”，ITG Conference On Source AndChannel Coding，2000年1月(其内容通过参考并入本文)，但是仍不能保证发现最佳的层解码顺序。通常需要后期处理(post process)来获得较好的性能。
第三，在LTE-A UL中，定义LTE-A标准的组已经提出空间复用MIMO模式中的层移位方案。在存在层移位的情况下，所有的层具有类似的信道质量。因此，层解码顺序不再重要。然而，这可能对于SIC型MIMO接收机没有益处。
本公开提供用于单用户MIMO情形和多用户MIMO情形二者。换言之，单用户MIMO情形是其中所***字和码字映射到的层在上行链路上从相同用户设备(UE)进行发射以及在下行链路上向相同UE发射的情形。
在多用户MIMO的情形中，不同的码字和码字映射到的层在上行链路上从不同的UE进行发射以及在下行链路上向不同的UE发射。
在协调多点(CoMP)发射/接收的情形中，在单用户MIMO和多用户MIMO两种情形下，不同的码字和码字映射到的层都可以由UE发射给相同的小区或不同的小区或者从相同的小区或不同的小区接收。
参考图3，提供了新的MIMO检测和信道解码方案，称为混合-QRD-SIC。图3的示图示出了其中每层具有单独的信道编码以及应用了两层发射模式的实施例。在图3的例子中，使用了两个层和两个码字。这不是旨在进行限制，并且可以外推到更多的码字和层。
在图3的实施例中，在前面的层的信道解码和重新编码处理之后，发生了干扰消除。与传统的QRD-SIC相比，该信道解码和重新编码处理纠正更高数目的判决错误，传统的QRD-SIC不涉及SIC处理中的信道解码。因此，与传统的QRD-SIC相比，混合-QRD-SIC提高了性能。此外，在一些情形下，甚至不能应用传统的QRD-SIC。
在图3中，将信道复增益矩阵H提供给QRD框310，作为结果，产生Q矩阵和R矩阵。R矩阵被示出在框312中，Q矩阵被提供给复共轭转置框312。
与图2相反，在图3中，复共轭转置框314的输入是包括多个符号的块。在图2中，符号被提供给框214。然而，在图3中，该处理逐块进行。
框314的输入示出为具有两个层，框314的输出示出为输出316和输出318。输出316与第二层对应，输出318与第二层和第一层的组合相对应。
输出316被提供给框322，在框322中，该输出除以r22，由此将块增益归一化为1。
在LTE-A UL中，利用DTF对块进行预编码，并且这在一个实施例中应该被移除。在该情形下，框322的输出被提供给框324，在框324中移除DFT预编码。
接着，框324的输出被提供给块326，在框326中，对该输出进行解调。这与图2的量化框232、246和262类似。
一旦对信号进行了解调，其被提供给解交织框328以将符号重新排列为原始顺序，然后将输出提供给信道解码框330。如将理解的，信道解码可以纠正框326中的解调产生的错误。框330的输出与第二码字对应。
为了从第一层中移除第二层信号，还提供反馈。因此，框330的输出也被提供给对信号进行编码的框332、添加交织的框334、信号进行调制的调制框336以及DFT编码框338。接着，如框340所示，将框338的输出乘以r12。
应该理解，框322的输出通常不会直接提供给框340，因为在框322之后，信号的噪声分量仍形成信号的一部分。然而，框324、326、328和330中的处理移除了噪声，并且允许信号在不具有噪声分量或者具有较少的噪声分量的情况下在框332、334、336和338中重新组合，由此提供框340的输入。
于是，如框350所示，从输出318减去框340的输出，以将层一与层二隔离。接着，在框352中，将来自框350的层二输出除以r11以将增益归一化为1，接着在框354中移除DFT预编码，在框356中解调信号，接着在框358中对信号进行解交织，以及最后在框360中应用信道解码。
信道解码框330和360的输出形成了混合-QRD-SIC接收机的两个独立编码流。
在又一个实施例中，发射模式使用了不只两个层。现在参考图4。图4示出了作为示例的使用了三层和两个码字的框图。第二和第三层利用编码在一起的单个码字。
参考图4，信道复增益矩阵H被提供给QR分解框410，从而R矩阵和Q矩阵被分开。R矩阵示出为框412，以及Q矩阵被提供给框414，框414进行复共轭转置。如图4所示，框414的输入进一步包括针对各个接收的信号层的块，接着所述块与复共轭转置相乘，并且提供输出416、418和420。
输出416仅包含层三的信号。输出418包含层二和层三的信号。输出420包括层一、层二和层三的信号。
接着，输出416除以r33。这将增益归一化为1，以及将框421的输出提供给IDTF框422，IDTF框422移除LTE-A UL信令的DFT预编码。
如框424所示，框421的输出进一步与r23相乘，接着如框426所示从输出418中减去框424的结果。如本领域技术人员将明白的，因为在发射侧层二和层三是一起编码的，所以框421的输出也可以用作框424的输入。
如框430所示，在框426的减法之后，该输出接着除以r22，以及在框432中执行IDTF，在框432中DTF预编码被移除。
接着，将框422和432的输出提供给层解映射框440，其与这两层信号相乘得到单个码字。
将框440的输出提供给解调框442和解交织框444，在框442中移除调制，在解交织框444中移除交织。将解交织框444的输出提供给信道解码框446，并且形成第二编码流。
与图3类似，第二编码流的输出被提供给信道编码框450、交织框452和调制框454。
因为在框440中进行层的解映射，所以需要再引入层映射，这在框456中完成，接着在框458中对层映射框的对应于层二和层三的输出进行DFT预编码。
框458的每层输出接着乘以R矩阵中的合适的项。具体地，与层三关联的输出乘以r13，与层二有关的输出乘以r12。这在框460中完成，以及如框462所示从输出420中减去框460的结果。
框462的输出与第一层对应，接着如框464所示，其除以r11以归一化增益。
将框464的输出提供给IDTF框466以移除DTF预编码。将框466的输出提供给框468以解调信号。
将框468的输出提供给框470以解交织信号。接着，在框472中对框470的输出进行解码，提供独立的第一编码流。
参考图3和图4，混合-QRD-SIC检测算法可以用于处理接收到的MIMO信号。
此外，可以针对SIC处理使用自适应技术。例如，在信道解码之后，接收机可以执行循环冗余校验(CRC)。如果通过CRC，则解码出的比特将用在重新编码过程中，以便解码下一个码字。如果CRC失败，则可以将来自解调器或解码器的软信息用于解码下一个码字。这样做的原因是，当CRC失败时，一般而言由于turbo编码的特性，解码出的第一码字的比特对于下一个码字的解码是有害的。
本领域技术人员应该理解，当信道矩阵的大小变得高时，接收处理的计算复杂度最大的部分是Turbo信道解码器，QR分解的复杂度次之，然后是MMSE接收机中使用的矩阵的逆。因此，在一个实施例中，所提出的混合-QRD-SIC方案具有与MMSEMIMO接收机类似的计算机复杂度。
本领域技术人员应该明白，混合-QRD-SIC与传统的QRD-SIC的区别在于在SIC过程中采用了信道解码。此外，其与Turbo-SIC的区别在于是一次过程，不需要迭代。
如上所示，检测顺序对SIC型MIMO接收机的性能具有大的影响。在一个实施例中，先检测和解码越可靠的层或者码字越好。通过在混合-QRD-SIC处理中的SIC处理中引入了信道解码器，每个码字的解码性能不仅依赖于信道条件而且还依赖于每个码字的调制和解码方案(MCS)。LTE-AUL中的层移位的引入使得每个层的信道条件假装为类似。如果在链路适配模式中，针对每个码字选择的MCS是相同的，或者针对每个码字设置相同的目标块错误率，则所***字应该具有相同的块错误概率。在该情形下，检测顺序不再重要。
然而，在一个实施例中，为了提供混合-QRD-SIC接收机的性能，可以引入针对每个码字或层的不平衡MCS。通过按发射机和接收机都知道的特定规则从较保守到较激进的顺序针对每个码字分配不同的MCS值，接收机可以能够使用所分配的规则来确定检测/解码顺序，以及进一步提高性能。
本领域技术人员应该明白，不平衡MCS可以用在层移位模式中，但是也可以用在不具有层移位的模式中。此外，其可以应用于任何SIC型MIMO接收机，不局限于图3或图4的混合-QRD-SIC接收机。
不平衡MCS可以以任何方式来实现。在LTE中，对于下行链路MIMO，每个码字具有其自己的MCS字段(field)。在LTE-A中，定义通信技术标准的参与者当前的一致意见是：对于上行链路，每个码字将具有其自己的MCS等级。然而，为了支持不平衡MCS，仍然存在一些问题。
具体地，演进的节点B(eNB)可能需要知晓使用的接收机是SIC型接收机。这种接收机可以包括，但不限于，Turbo-MMSE-SIC或者混合-QRD-SIC。知晓接收机类型允许在上行链路或者下行链路业务中相应地应用不平衡MCS方案。具体地，对于上行链路，eNB知道在eNB侧是否使用了SIC型接收机，因此不需要任何附加信令或者通信规范改变。然而，对于下行链路，因为在UE侧实现了SIC型接收机，所以eNB知晓这种接收机将有助于应用不平衡MCS。
可以使用各种方式来提供关于在UE侧使用了SIC型接收机的信息。
现在参考图5。图5是示出实现接收机能力的信号通知的方法的框图。
具体地，该处理开始于框510，并且前进到框512，在框512中在一个消息中提供接收机信息。在一个实施例中，将接收机能力添加到用户设备(UE)能力信息中。接着，该处理前进到框514，并且向eNB发送包括接收机能力的信息。
接着，该处理前进到框516并且结束。
在eNB侧，对应的处理示出在图6中，开始于框610中，以及前到框612，在框612中在eNB处接收和存储接收机能力信息。接着，该处理前进到框614并且结束。
如应该明白的，可以通过任何信令类型来进行框512和612之间的信号通知。如果使用了RRC信令，则在RRC连接建立过程或能力交换过程期间，UE向eNB报告接收机信息。如果接收机是SIC型接收机，则eNB可以前进以使用不平衡MCS方案。
在eNB上可以提供默认设置，其中默认是非SIC型接收机。因此，除非eNB接收到关于UE具有SIC型接收机的通知，否则其将假设非SIC型接收机，以及在一个实施例中，eNB可以因此不使用不平衡MCS方案。
在备选实施例中，不向eNB提供接收机能力，UE接收机类型可以与UE类别关联。具体地，UE类别可以信号通知UE的类型，并且这可以被eNB用于确定接收机类型。可以通过RRC信令或者其他类型的信令，由UE向eNB信号通知UE类别。
再次参考图5，显示了备选实施例，对于发送给eNB的信息，其中框512使用UE类别而不是接收机能力。在图6的框612中，eNB接收并存储UE类别，以及eNB还基于UE类别确定接收机类型。
在又一个备选中，eNB可能不可获得接收机类型。然而，eNB可以仍然试图在下行链路中应用不平衡MCS。
具体地，eNB可能尝试将不平衡MCS施加给不同的码字，并且在一段时间上监视来自下行链路传输的ACK/NACK反馈。如果这种不平衡MCS的下行链路传输示出其性能提高，则这可以暗示在UE处使用了SIC型接收机，并且因此可以应用不平衡MCS。
参考图7示出了上面的情况，其中UE 710与eNB 720通信。
eNB 720向UE 710发送消息，如箭头730所示。在该消息中，利用了不平衡MCS。
响应于箭头730示出的消息，UE用ACK或NACK做出响应，如箭头732所示。
随后，如箭头740所示从eNB 720向UE 710发送其他数据，以及如箭头742所示，发送ACK/NACK消息进行响应。
利用了不平衡MCS的信令继续进行后续消息(未示出)。
如箭头750所示，eNB还通过所接收的ACK或NACK监视性能，并且如果其确定通过不平衡MCS获得了提高，则eNB推导出接收机是SIC类型接收机，并且因此可以应用不平衡MCS。
在又一个备选中，在UE处通过在信道质量指示器中添加偏移来应用不平衡MCS，以创建每个码字的不平衡CQI报告，其继而可以使得eNB为分组数据调度信道(PDSCH)传输上的每个码字分配不平衡MCS。
在本公开的又一方面，当应用了不平衡MCS时，UE或者eNB可能需要知晓如果使用了SIC型接收机，则应该首先解码哪个码字。
应该理解，对于上行链路，因为接收机是在eNB中，所以UE处不需要附加的过程。
eNB可能针对每个码字确定MCS。换言之，eNB可能通过调节每个码字的MCS来实现MCS不平衡。在这种情况下，在DCI格式0中，每个码字的MCS或者一个MCS和MCS偏移被发送给UE。UE继续进行传输，以及eNB接收机以期望的顺序来解码两个码字。一般而言，这是通过首先利用较保守的MCS解码码字来完成的。
对于下行链路，UE需要知晓码字解码顺序。这可以以若干方式来完成。
在第一实施例中，使用UE和eNB都知道的默认设置的解码顺序。该默认设置可以是标准中规定的，或者是eNB通过广播、多播、单播形式的RRC信令或者其他类型的信令向UE发信号通知的。例如，UE可以总是对第一码字应用较保守的MCS，以及对第二码字变成较激进的MCS。因此，在该实施例中，具有SIC型接收机的UE可以首先解码第一码字，然后解码第二码字，依此类推。
在备选的实施例中，解码顺序可以基于预配置的规则，该规则可以是标准中规定的，或者是eNB通过广播、多播、单播形式的RRC信令或者其他类型信令向UE发信号通知的。预配置的规则可以被定义为利用显式的解码顺序信令或者不利用显式的解码顺序信令使得UE SIC型接收机和eNB针对正确的解码顺序进行同步。例如，在一些实施例中下述规则可以是有价值的：总是使得具有低MCS索引的码字较保守，而使得具有高MCS索引的码字较激进。在该情形下，UE可以按从低MCS索引到高MCS索引的顺序解码码字。
在又一个实施例中，可以使用动态信令来指示与下行链路业务信道上的每个资源分配相关联的解码顺序。这样的下行链路业务信道可以包括，但不限于，物理下行链路共享信道(PDSCH)。
动态信令的一个例子是在物理下行链路控制信道(PDCCH)上。可以向下行链路DCI格式添加指示，以指示应该首先解码哪个码字或者解码顺序。
在又一个实施例中，如果没有通过信令或者预配置的规则或者默认设置使得UE知晓解码顺序，则UE仍然可以尝试应用不平衡MCS。eNB可以首先以某个方式对每个码字应用不平衡MCS，然后在某个时间段上监视下行链路传输的ACK/NACK。接着，eNB可以基于ACK/NACK反馈调节对每个码字的MCS分配，直到发现满意的MCS分配。
在另一个实施例中，如果没有通过信令或者预配置的规则或者默认设置使得UE知晓解码顺序，则UE可以对接收的码字执行盲解码。UE可以首先选择一个用于解码的码字，以及如果解码成功，则UE可以接着执行SIC操作以解码第二码字。相反，如果解码失败，则UE可以尝试在无SIC的情况下解码第二码字。如果第二码字的解码成功，则UE执行SIC操作以解码第一码字。相同的盲解码解决方案可以类似地应用于不止两个码字的情形，其中UE首先选择码字之一来解码，直到其发现能够成功解码的码字。接着，UE发现其在SIC操作之后能够成功解码的第二码字，以及该处理以这种方式继续，直到解码出所有的码字，或者直到所有可能的尝试都解码失败。
现在参考图8。图8示出了上面描述的试错法解码。
参考图8，该过程开始于框810，以及前进到框812，在框812中选择第一码字。
接着，该处理前进到框814，在框814中接收机使用所选择的码字尝试解码。
接着，该处理前进到框816，在框816中进行检查以确定在框814中是否成功解码所选择的码字。如果在框816中确定没有成功解码该码字，则该处理前进到框818，在框818中进行确定，以确定是否还剩余有任何码字没有尝试解码。如果是，则该处理前进到框820，在框820中选择另一个码字，以及当处理回到框814时，在框814中尝试解码。以这种方式，解码可以尝试所***字。
如果在框818中发现没有剩余任何码字，则该处理前进到框830并且结束。如果该处理前进到框830，则不能够成功解码码字。
从框816开始，如果已经成功解码码字，则该处理前进到框838，在包括838中选择未解码的码字。该处理前进到框840，在框840中，将SIC处理应用到所选择的码字，以及利用前面成功解码出的码字。接着该处理前进到框842，以确定在框840中解码是否成功。如果没有，则该处理前进到框844，在框844中进行确定，以确定是否还剩余有任何码字没有尝试解码。如果剩余了任何码字，则该处理前进到框846，在框846中选择另一码字，以及接着该处理前进到框840，在框840中将SIC解码应用于框846指定的码字。
在框844中，如果没有剩余需要尝试解码的任何码字，则该处理前进到框850并且结束。如果该处理前进到框850，则没能够成功解码码字。
从框842开始，如果已经成功解码码字，则该处理前进到框860，在框860中进行检查以确定是否仍有未解码的码字。如果是，则该处理接着前进到框838以选择未解码的码字，以及前进到框840，在框840中利用已经解码出的多个码字来应用SIC。
从框860开始，如果没有剩余任何未解码的码字，则该处理前进到框862并且结束。前进到框862指示已经成功完成解码。
在本公开的另一方面，可能需要信令向接收机提供关于针对每个码字使用的MCS的信息。尽管在LTE-A下行链路中，已经一致同意了针对每个码字的单独的MCS字段，但是一般而言，可以存在不同的MCS信令方法，诸如差分MCS信令。在LTE-A上行链路中，已经同意每个传送块具有其自己的MCS等级。
差分MCS信令可以用两种方式来提供。
在第一方式中，eNB可以在下行链路控制信道上(诸如PDCCH或者MAC控制单元(CE)上)向UE信号通知每个码字的差分MCS分配。可以针对每个上行链路PUSCH(物理上行链路共享信道)资源分配向UE发送信令。
作为备选，eNB可以在下行链路控制信道上(诸如PDCCH或者MAC CE上)向UE信号通知针对码字之一的MCS分配。第一码字的MCS分配可以利用代表第一码字和第二码字之间的差的MCS偏移来完成。可以基于MCS表、有效编码率、DB等级等等来定义该MCS偏移。
另外，eNB可以通过非频繁的、或者是半静态的方式，诸如通过广播、多播或者单播的形式的RRC信令或者MAC CE或者其他类型的信令，向UE信号通知关于第一码字和后续码字之间的MCS偏移的指示。
一旦UE从eNB接收到第一码字的动态MCS分配，UE可以使用半静态配置的MCS偏移来导出后续码字的MCS。
可以通过广播、多播或单播形式在下行链路无线资源控制(RRC)信令消息或者MAC CE或者其他类型的信令上发送MCS偏移。eNB可以随着时间推移，基于码字检测性能，诸如块错误率(BLER)、混合自动重传请求(HARQ)重试以及其他因素，自适应地改变MCS偏移。
可以通过各种方式来完成偏移分配。可以针对每个用户设备规定一个或多个MCS偏移。使用可以针对不同的MCS等级或者调制阶数进行不同缩放的同一固定规则，这些偏移值可以应用于所有的MCS等级或者调制阶数。
在备选实施例中，可以通过根据每个eNB来针对所有用户规定一个或多个MCS偏移，完成MCS偏移分配。使用可以针对不同的MCS等级或者调制阶数进行不同缩放的同一固定规则，这些偏移值可以应用于所有的MCS等级或者调制阶数。
MCS偏移分配的第三选择可以是使用针对用户设备规定的每个MCS等级或者调制阶数的一个或多个MCS偏移。
第四选择是利用每个eNB的MCS偏移表，作为示例如表1所示。
表1 CQI不平衡性等级
在本发明的又一方面，如果有层移位和无层移位二者都支持的话，则可能需要信令来通知UE何时打开上行链路中的层移位。eNB存在不同的方式来发送这样的信令。它可以通过下行链路控制信道(诸如PDCCH)以更动态的方式来发送，或者它可以通过高层信令以更为半静态的方式来发送。例如，可以向DCI格式0添加1比特指示符，以指示是否使用了层移位。这样的信令还可以包括与层移位有关的属性，诸如移位模式。可以预先定义众多的移位模式，并且将其存储在eNB和UE二者中。eNB可以选择移位模式，并且向UE信号通知其索引以开始层移位。
仿真结果
下面示出评估平衡MCS的有效性与使用混合-QRD-SIC的仿真。在下面的表2中概括了公共的仿真参数。
表2公共的链路级仿真参数
下面在图9示出了混合-QRD-SIC的使用，混合-QRD-SIC具有不同的编码率不平衡因子和使用了上述假设。图9示出了这样的情形，其中两个码字的调制方案保持相同，但是编码率不同以获得不平衡的MCS。示出的调制类型包括组1调制，其是QPSK调制，由箭头910示出。第二组示出16-QAM调制以及由箭头912指出，第三组代表64-QAM以及由箭头914示出。
如图9的表中所示，利用不平衡的MCS，两个码字中的一个具有比平均编码率低的编码率，而另一个将具有较高的编码率。二者的平均编码率将固定在1/2。编码率不平衡性由不平衡因子来确定。
对于每个调制，由参考标号920代表的线示出了不平衡因子为0的MMSE，参考标号922示出了不平衡因子为0的混合-QRD-SIC，参考标号924示出了不平衡因子为10％的混合-QRD-SIC，参考标号926示出了不平衡因子为15％的混合-QRD-SIC，参考标号928示出了不平衡因子为20％的混合-QRD-SIC，以及参考标号930示出了不平衡因子为30％的混合-QRD-SIC。
在图9中，作为示例，“IMBF20”表示两个码字的加减20％的编码率不平衡性。如从图9可以看出的，对于具有编码率为1/2的QPSK、16-QAM、以及64QAM，加减20％的不平衡性看起来是接近最佳的不平衡因子。利用加减20％的不平衡因子，混合-QRD-SIC接收机与MMSE接收机相比具有约2.5dB到约4dB的性能增益。
在图9中还可以观察到针对低的信噪比或者低的调制阶数，相对低的不平衡因子优于高的不平衡因子。对于高的信噪比或者高的调制阶数，可以容忍较高的不平衡因子并且带来更多的增益。因此，在一个实施例中，有可能可以基于信噪比等级或者调制阶数来调节不平衡因子。当应用链路自适应时，类似地可以针对越高的信噪比使用越高的不平衡因子，针对越低的信噪比可以使用越低的不平衡因子。对于频分双工(FDD)中的下行链路传输，信道的信噪比条件可以从UE反馈的信道质量(CQI)获得，或者针对时分双工(TDD)中的下行链路传输，信道的信噪比条件可以eNB从上行链路测量的信道质量获得，或者针对FDD和TDD二者中的上行链路传输，可以从eNB从上行链路测量的信道获得。
现在参考图10。图10示出了针对MMSE的固定MCS、无不平衡MCS的混合-QRD-SIC以及具有加减20％的不平衡编码率的混合-QRD-SIC的吞吐量包络。这些包络是从具有编码率1/3、1/2、2/3以及3/4的QPSK、16-QAM、和64-QAM获得的。
在图10中，利用参考标号1010示出没有不平衡性的MMSE、利用参考标号1020示出没有不平衡性的混合-QRD-SIC，以及利用参考标号1030示出具有不平衡性的混合-QRD-SIC。
在图10中可以发现与图9中发现的类似的观察。
图11示出了所提出的具有链路自适应的方案的性能。在仿真中使用了目标小于10％的初始BLER的非理想的自适应。在存在层移位的情形下，两个MCS被选择为对应于CQI索引差的一个等级。在没有层移位的情形下，一个MCS被选择为较保守，而另一个被选择为较激进。与无不平衡MCS的情形相比，将两个MCS之间的差增加了CQI索引的一个等级。仿真中的块的数目是50,000。
在图11中，无层移位、无不平衡性的MMSE被示出为参考标号1110，有层移位、无不平衡性的MMSE被示出为参考标号1112，无层移位、无不平衡性的混合-QRD-SIC被示出为参考标号1114，有层移位、无不平衡性的混合-QRD-SIC被示出为参考标号1116，无层移位、有不平衡性的混合-QRD-SIC被示出为参考标号1118，有层移位、有不平衡性的混合-QRD-SIC被示出为参考标号1120。
从图11中可以看出，在有层移位的情况下，与无层移位的情况相比，吞吐量性能具有小的衰减。在信噪比范围在+5dB到+20dB时，无不平衡MCS的混合-QRD-SIC与MMSE算法相比具有10％的性能优势。与MMSE算法相比，利用不平衡MCS的混合-QRD-SIC具有约20％的吞吐量增益。
参考图12，图12示出了具有链路自适应的硬-Turbo-MMSE-SIC的吞吐量性能。Turbo迭代的总数目是4。其余的仿真假设与图11描述的相同。从图12中可以看出，对于其他类型的turbo-SIC MIMO接收机，无论其是否执行了层移位，不平衡MCS方案也是有效的。如图12中标注的，在应用了层移位而没有应用不平衡MCS方案时，硬-Turbo-MMSE-SIC MIMO接收机与线性MMSE接收机相比不具有太多的性能优势。然而，当提供了不平衡MCS方案时，提供了优势。此外，比较图12和图11，所提出的混合-QRD-SIC方案比硬-Turbo-MMSE-SIC算法性能优越。
在图12中，无层移位、无不平衡性的MMSE被示出为参考标号1210，有层移位、无不平衡性的MMSE被示出为参考标号1212，无层移位、无不平衡性的TURBO-SIC被示出为参考标号1214，有层移位、无不平衡性的TURBO-SIC被示出为参考标号1216，无层移位、有不平衡性的TURBO-SIC被示出为参考标号1218，以及有层移位、有不平衡性的TURBO-SIC被示出为参考标号1220。
尽管上面的仿真使用了链路自适应，但是将针对两个码字的不平衡的MCS等级固定为一个CQI表等级。这在高信噪比体系中可能不是最佳的不平衡MCS等级。为了获得大约加减20％的数据率不平衡性，可以使用作为示例的下面的CQI不平衡性等级表。
表3 CQI不平衡性等级
基于上面的描述，针对高级长期演进(LTE-A)上行链路多输出接收机提出了混合-QRD-SIC方案。该方案具有与MMSE接收机类似的计算机复杂度等级，但是提供了更好的性能。
通过对不同的码字使用不平衡MCS，可以进一步提高接收机性能。这可以与混合-QRD-SIC结合使用，或者与混合-QRD-SIC分开使用，例如，通过将其与硬-Turbo-MMSE-SIC一起使用。
提出了实现不平衡的MCS以及支持不平衡MCS分配的信令方案的各种方式。
本公开不旨在限于LTE上行链路用户MIMO。该方案也可以应用于其他MIMO模型，诸如下行链路单用户MIMO、上行链路和下行链路多用户MIMO、CoMP发射或接收模式，有层移位或无层移位的情况。
上面的情况可以实现在设备侧的任何用户设备上和任何网络单元上(诸如演进的节点B)。在网络侧，网络单元将包括用于发送传送层使用的信息的通信子***。
对于UE侧，图13是说明能够与本公开的装置和方法的实施例一起使用的UE的框图。UE 1300通常是具有语音通信能力的任何双向通信设备。根据所提供的具体功能，UE例如可以被称为无线设备、移动设备、数据消息递送设备、双向寻呼机、无线电子邮件设备、具有数据消息递送功能的蜂窝电话、无线因特网设备、或者数据通信设备。
其中，UE 1300支持双线通信，其将集成通信子***1311，包括接收机1312和发射机1314以及关联的部件(诸如一个或多个、嵌入的或者内部的天线元件1316和1318)、本地振荡器(LO)1313、以及处理模块(诸如数字信号处理器(DSP)1320)。通信领域的技术人应该明白，通信子***1311的具体设计将取决于设备将操作在的通信网络。通信子***1311可以包括MIMO***，以及包括此处模式的***和方法。
网络接入要求还可以根据网络1319的类型而变化。为了在LTE或者LTE-A网络中操作，LTE UE可能需要用户识别模块(SIM)卡。SIM接口1344通常类似于SM卡可以像盘或PCMCIA卡一样***和弹出的卡槽。SIM卡可以保存密码配置1351以及其他信息1353，诸如标识、以及用户相关的信息。
当已经完成网络注册或激活过程时，UE 1300可以在网络1319上发送和接收通信信号。如图13所示，网络1319可以包括与UE通信的多个天线。这些天线继而连接到eNB 1370。
天线1316通过通信网络1319接收的信号被输入接收机1312，接收机1312可以执行诸如信号放大、下变频、滤波、信道选择等公共的接收机功能，以及在图13中示出的示例***中，还执行模数(A/D)转换。对接收信号的A/D转换允许更复杂的通信功能，诸如在DSP 1320中执行的解调和解码。以类似的方式，处理待发射的信号，包括例如由DSP1320执行的调制和编码，以及输入给发射机1314进行数模转换、上变频、滤波、放大和经由天线1318在通信网络1319上发射。DSP 1320不仅处理通信信号，而且还提供接收机和发射机控制。例如，应用到接收机1312和发射机1314中的通信信号的增益可以通过DSP 1320中实现的自动增益控制算法来自适应地控制。接收机1312和DSP 1320可以用于执行图1到图8的方法。
UE 1300通常包括处理器1338，其控制设备的全部操作。通过通信子***1311执行通信功能，包括数据和语音通信。处理器1338还与其他设备子***交互，所述其他设备子***诸如是显示器1322、闪存1324、随机访问存储器(RAM)1326、辅助输入/输出(I/O)子***1328、串口1330、一个或多个键盘或者小键盘1332、扬声器1334、麦克风1336、诸如短程通信子***的其他通信子***1340，以及任何其他设备子***(总得标为1342)。串口1330可以包括USB端口或者本领域技术人员已知的其他端口。
图13中示出的一些子***执行通信相关的功能，而另一些子***可以提供“常驻”或者“机上”功能。注意，例如，一些子***，诸如键盘1332和显示器1322即可以用于通信相关的功能(诸如输入在通信网络上发射的文本消息)，也可以用于设备常驻功能(诸如计算器或任务列表)。
处理器1338使用的操作***软件通常存储在永久性存储器中，诸如诸如闪存1324，其可以替代为只读存储器(ROM)或者类似的存储单元(未示出)。本领域技术人员将明白操作***、专用设备功能或者其一部分可以临时装载到诸如RAM 1326的易失性存储器中。接收的通信信号也可以存储在RAM 1326中。
如图所示，闪存1324可以分成针对计算机程序1358和程序数据存储1350、1352、1354和1356的不同区域。这些不同的存储类型表明每个程序可以针对其自己的数据存储要求分配一部分闪存1324。除了操作***功能之外，处理器1338还可以支持UE上的软件应用的执行。通常在制造期间，在UE 1300中安装预定的控制基本操作的应用集合，包括数据和语音通信应用。可以随后或动态安装其他应用。
一个软件应用可以是个人信息管理(PIM)应用，其具有组织和管理与UE用户有关的数据项的能力，所述数据项诸如是，但不限于，电子邮件、日历事件、语音邮箱、约会、以及任务项。自然地，UE上可获得一个或多个存储器库以有利于PIM数据项的存储。这样的PIM应用通常将具有通过网络1319发送和接收数据项的能力。在一个实施例中，PIM数据项经由无线网络1319与存储在主计算机***或者与主计算机关联的对应的UE用户数据项无缝地集成、同步和更新。其他的应用也可以通过网络1319、附加I/O子***1328、串口1330、短程通信子***1340或者任何其他何时的子***1342加载到UE1300上，并且被用户安装到RAM 1326或者非易失性存储设备(未示出)上供处理器1338来执行。这样的应用安装的灵活性提高了设备的功能，并且可以提供增强的机上功能、通信相关的功能、或者二者。例如，安全网络应用可以支持使用UE 1300执行的电子商务功能和其他这样的金融交易。
在数据通信模式下，诸如文本消息或者网页下载的接收信号将由通信子***1311进行处理，并且输入处理器1338，处理器1338可以进一步单元属性处理接收信号，以便输出给显示器1322或者可选地输出给辅助I/O设备1328。
UE 1300的用户还可以例如使用键盘1332结合显示器1322和可能的辅助I/O设备1328来编写数据项，诸如电子邮件消息，其中键盘1332可以是全的数字字母键盘、或者电话用小键盘。这样编写的项接着可以通过通信子***1311在通信网络上发射。
对于语音通信，UE 1300的全部操作是类似的，区别在于接收信号被输出给扬声器1334，以及供发射的信号可以由麦克风1336产生。可以在UE 1300上实现备选设备或者音频I/O子***(诸如语音消息记录子***)。尽管语音或音频信号输出可以主要通过扬声器1334来完成，但是也可以使用显示器1322来提供例如对呼叫方的标识、语音呼叫的持续时间、其他语音呼叫相关的信息的指示。
图13中的串口1330通常将实现在个人数字助理(PDA)型的UE中，但是其是可选的设备部件，对于这种个人数字助理(PDA)型的UE，其与用户的台式计算机(未示出)的同步可能是期望的。这样的端口1330将支持用户通过外设或者软件应用设置首选项，以及将通过提供除通过无线通信网络之外的到UE1300的信息和软件下载来扩展UE 1300的能力。备选的下载路径可以例如用于通过直接的且因此是可靠受信的连接将加密密钥加载到设备上，由此实现安全的设备通信。本领域技术人员应该明白，串口1330还可以用于将UE连接到计算机以充当调制解调器。
其他通信子***1340(诸如短程通信子***)是可以提供UE 1300和不同***或设备(其不一定需要是类似的设备)之间的通信的另外的部件。例如，子***1340可以包括红外设备及关联的电路和部件，或者包括蓝牙通信模块，以提供与支持类似功能的***和设备的通信。***1340还可以用于WiFi或者WiMAX通信。
此处描述的实施例是具有对应于本申请的技术的单元的结构、***或者方法的示例。该书面描述可以使得本领域技术人员能够实现和使用具有也对应于本申请的技术的单元的备选元件的实施例。所计划的本申请的技术的范围因此包括与此处描述的本申请的技术没有区别的其他结构、***或者方法，以及还包括与此处描述的本申请的技术没有实质性区别的其他结构、***或者方法。

Claims (12)

1.一种用于多入多出MIMO检测和信道解码的方法，包括：
将信道复增益矩阵分解成酉矩阵和右上三角矩阵；
将接收的信号提供给酉矩阵的复共轭转置，由此创建多个信号，其中，所述接收的信号具有在码字之间不同的调制和编码方案；
基于每个码字的调制和编码方案，确定所述多个信号的解码顺序；
将所述多个信号的最后一个信号归一化；
解调所述多个信号的已归一化的最后一个信号；
对所述多个信号的已解调的最后一个信号进行信道解码，由此恢复最后一个码字信号；
对已恢复最后一个码字信号进行编码；
对已恢复的最后一个码字信号进行重新调制；
利用已编码和已重新调制的最后一个码字信号来恢复倒数第二个码字信号；以及
对后续码字重复所述利用，直到恢复所有的码字信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，解码顺序基于预配置的规则。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，解码顺序与下行链路业务信道上的资源分配相关联。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，在应用所述方法的演进的节点B和用户设备之间信号通知在码字之间不同的调制和编码方案。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，基于每个用户设备来完成所述信号通知。
6.根据权利要求4所述的方法，基于调制和编码方案等级来完成所述信号通知。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，向应用所述方法的演进的节点B信号通知接收机类型。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，向应用所述方法的演进的节点B信号通知与接收机类型关联的用户设备类别。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，应用所述方法的演进的节点B通过提供不平衡调制和编码方案以及监视来自用户设备的肯定确认和否定确认来确定接收机类型。
10.一种用于多入多出MIMO检测和信道解码的设备，所述设备包括：
用于将信道复增益矩阵分解成酉矩阵和右上三角矩阵的装置；
用于将接收的信号提供给酉矩阵的复共轭转置，由此创建多个信号的装置，其中，所述接收的信号具有在码字之间不同的调制和编码方案；
用于基于每个码字的调制和编码方案，确定所述多个信号的解码顺序的装置；
用于将所述多个信号的最后一个信号归一化的装置；
用于解调所述多个信号的已归一化的最后一个信号的装置；
用于对所述多个信号的已解调的最后一个信号进行信道解码，由此恢复最后一个码字信号的装置；
用于对已恢复最后一个码字信号进行编码的装置；
用于对已恢复的最后一个码字信号进行重新调制的装置；
用于利用已编码和已重新调制的最后一个码字信号来恢复倒数第二个码字信号的装置；以及
用于对后续码字重复所述利用，直到恢复所有的码字信号的装置。
11.根据权利要求10所述的设备，其中，所述设备形成用户设备中的接收机。
12.根据权利要求10所述的设备，其中，所述设备形成演进的节点B的一部分。
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