CN102377357B - 次级侧同步整流控制器及其电源转换电路 - Google Patents

Abstract

一种预测式次级侧同步整流控制器，用以控制至少一个同步整流开关；此同步整流控制器具有一锯齿波产生器、一峰值取样单元、一输出控制单元；其中，锯齿波产生器接收一同步信号，以产生一锯齿波信号；峰值取样单元撷取锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一预测参考电压信号；输出控制单元比较锯齿波信号与预测参考电压信号，以产生一同步整流控制信号，控制开关的导通状态。

Description

次级侧同步整流控制器及其电源转换电路

技术领域

本发明涉及一种应用于交换式电源转换电路的一同步整流控制器及其电源转换电路，尤其是一种预测式次级侧同步整流控制器及其电源转换电路。

背景技术

在电源转换的技术领域中，利用晶体管开关取代二极管以降低功耗，是一个常见的技术手段。

图1为一典型具有次级侧同步整流功能的电源转换电路。电源转换电路的初级侧具有一脉宽调制控制器11与一主开关12。脉宽调制控制器11依据来自隔离反馈装置13的反馈信号，输出脉冲信号控制主开关12的导通或截止。电源转换电路的次级侧具有一同步整流开关15与一次级侧同步整流控制器20。次级侧同步整流控制器20依据来自变压器14的次级侧绕组142的信号，控制同步整流开关15的导通或截止。

当主开关12导通时，直流输入端VIN提供电力至变压器14的初级侧绕组141。在此同时，同步整流开关15则是呈现截止。因此，来自直流输入端VIN的电力会储存于变压器14中。随后，当主开关12转为截止时，次级侧同步整流控制器20侦测到次级侧绕组142的电压极性的变化，控制同步整流开关15导通。此时，变压器14开始释放储存的能量至输出端VO以及滤波电容16。

值得注意的是，次级侧同步整流控制器20必须准确控制同步整流开关15的工作周期，以模拟二极管的运作，避免造成转换效率损失或导致开关烧毁。就图1的电源转换电路而言，初级侧的主开关12与次级侧的同步整流开关15必须交替导通。为了防止主开关12与同步整流开关15的导通时间重叠，在主开关12的导通时间与同步整流开关15的导通时间之间，必须预留一死区时间(dead time)。亦即，在此死区时间内，主开关12与同步整流开关15都是呈现截止。

图1中的次级侧同步整流控制器20采用复杂的数字控制方式以计算死区时间。如图中所示，此次级侧同步整流控制器20具有一时脉缓冲单元(Clock Buffer)22、一数字截止控制器(Digital Turn-offController)24与一输出驱动单元26。

图2为图l中的数字截止控制器24的方块示意图。如图中所示，数字截止控制器24包括一振荡单元242、一第一计数器243、一第二计数器244、一有限状态控制装置(Finite States Machine)246与一输出控制单元(Output Control)248。其中，第一计数器243与第二计数器244均为可上数与下数的计数器。振荡单元242用以产生一内部计数时脉信号CLK，供第一计数器243与第二计数器244计数之用。有限状态控制装置246接收外部同步信号Sync，并依据此外部同步信号Sync控制第一计数器243与第二计数器244的计数期间。此外部同步信号Sync变压器14的次级侧绕组142的输出信号。

图3为数字截止控制器24中各控制信号的波形图。请同时参照图2，有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第一开关周期TSl的前缘时，控制第一计数器243开始上数，直到有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第二开关周期TS2的前缘。随后，有限状态控制装置246控制第一计数器243开始下数，直到有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第三开关周期TS3的前缘。假定第一计数器243于第一开关周期TSl中上数到n，当第一计数器243下数到n-x时，有限状态控制装置246随即产生一输出截止信号，控制输出控制单元248停止输出导通信号(即高电位的驱动信号OUT)。x的数值为预设的死区时间的计数数量，其大小可通过死区设定端DTS加以设定。

此外，有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第二开关周期TS2的前缘时，会同时控制第二计数器244开始上数，直到有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第三开关周期TS3的前缘。第二计数器244与第一计数器243的运作相类似。于第三开关周期TS3中，有限状态控制装置246即是依据第二计数器244的计数数量，产生一输出截止信号，控制输出控制单元248停止输出导通信号。

此次级侧同步整流控制器20利用计数器243，244的上数与下数历程，可以有效预测下一个开关周期中同步整流开关的导通时间，同时维持大致固定的死区时间。不过，此次级侧同步整流控制器20的电路设计相当复杂，制作成本不易降低。

发明内容

本发明的一主要目的是针对传统的预测式次级侧同步整流控制器，电路结构过于复杂的问题，提出解决的方法。

本发明的另一主要目的是提供一种模拟型次级侧同步整流控制器，可以准确控制死区时间，以避免电源转换效率降低或导致开关烧毁。

为了达到前述目的，本发明的一实施例提供一种预测式次级侧同步整流控制器，用以控制至少一个开关。此同步整流控制器具有一锯齿波产生器、一峰值取样单元、一输出控制单元。其中，锯齿波产生器接收一同步信号，以产生一锯齿波信号。峰值取样单元撷取锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一参考电压信号。输出控制单元比较锯齿波信号与参考电压信号，以产生一同步整流控制信号，控制开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元关断该同步整流开关。该峰值取样单元包括一参考偏压源、一保持电容以及一释放元件。该保持电容的一高压端连接至该峰值取样电路的输出端，用以接收该锯齿波信号；该释放元件并联于该保持电容，用以释放储存于该保持电容的电荷；其中，该保持电容的该高压端输出该预测参考电压信号，该参考偏压源用以拉低该保持电容的一储存电压，使该储存电压的最大值小于该锯齿波信号的该峰值电压。输出控制单元具有一比较器与一截止开关。比较器比较锯齿波信号与预测参考电压信号的电位，以产生一死区时间控制信号以导通截止开关。

本发明的一实施例并提供一具有预测式同步整流功能的电源转换电路。此电源转换电路具有一变压器、一同步整流开关与一预测式次级侧同步整流控制器。其中，变压器包括一初级侧绕组与一次级侧绕组。同步整流开关连接至次级侧绕组。预测式次级侧同步整流控制器用以控制同步整流开关。此次级侧同步整流控制器具有一锯齿波产生器、一峰值取样单元与一输出控制单元。其中，锯齿波产生器接收一同步信号，以产生一锯齿波信号。峰值取样单元撷取锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一参考电压信号。输出控制单元比较锯齿波信号与参考电压信号，以产生一同步整流控制信号，控制同步整流开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元关断该同步整流开关。该峰值取样单元包括一参考偏压源、一保持电容以及一释放元件。该保持电容的一高压端连接至该峰值取样电路的输出端，用以接收该锯齿波信号；该释放元件并联于该保持电容，用以释放储存于该保持电容的电荷；其中，该保持电容的该高压端输出该预测参考电压信号，该参考偏压源用以拉低该保持电容的一储存电压，使该储存电压的最大值小于该锯齿波信号的该峰值电压。输出控制单元具有一比较器与一截止开关。比较器比较锯齿波信号与预测参考电压信号的电位，以产生一死区时间控制信号以导通截止开关。

关于本发明的优点与精神可以借助于以下的发明详述及附图得到进一步的了解。

附图说明

图1为一典型具有次级侧同步整流功能的电源转换电路；

图2为图1中的数字截止控制器的方块示意图；

图3为数字截止控制器的控制信号的波形图；

图4为本发明同步整流电源转换电路一第一实施例的电路图；

图5为本发明同步整流电源转换电路一第二实施例的电路图；

图6为图4的次级侧同步整流控制器一第一实施例的电路示意图；

图7为图6的次级侧同步整流控制器的控制波形图；

图8为本发明次级侧同步整流控制器一第二实施例的电路示意图；

图9为图8的次级侧同步整流控制器的控制信号一较佳实施例的波形图；

图10为本发明的次级侧同步整流电源转换电路一第三实施例的电路示意图；

图11为图10的次级侧同步整流控制器的控制信号一较佳实施例的波形图。

【主要元件附图标记说明】

脉宽调制控制器11，31

主开关12，32

反馈电路13，33

同步整流开关15，35

次级侧同步整流控制器20

变压器14

初级侧绕组141

次级侧绕组142

输入端VIN

输出端VO

滤波电容16，36

时脉缓冲单元22

数字截止控制器24

输出驱动单元26

振荡单元242

第一计数器243

第二计数器244

有限状态控制装置246

输出控制单元248

计数时脉信号CLK

同步信号Sync，Sync0，Sync1

第一开关周期TS1

第二开关周期TS2

第三开关周期TS3

死区设定端DTS

次级侧同步整流控制器40

变压器34

初级侧绕组341

次级侧绕组342

次级侧辅助绕组344

锯齿波产生器42

峰值取样单元44

输出控制单元46

输出驱动单元48

锯齿波信号Ramp

预测参考电压信号PS

同步整流控制信号SRC

驱动信号OUT

死区时间控制信号Comp

下降沿触发脉冲FTP

前缘触发脉冲RTP

锯齿波产生电容422

充电电源424

重置开关426

保持电容442

释放元件444

参考偏压源446

比较器462

截止开关464

下降沿触发单元427

变压器54

初级侧绕组541

次级侧绕组542

同步整流开关55

电感56

整流二极管57

次级侧同步整流控制器60

参考偏压Vr

电源输入端VCC

第一次级侧导通周期ta1

第二次级侧导通周期ta2

第三次级侧导通周期ta3

第一初级侧导通周期tb1

第二初级侧导通周期tb2

死区时间td

峰值取样电路448

具体实施方式

本发明为一种预测式次级侧同步整流控制器与方法。此控制电路与控制方法可应用于返驰式、顺向式、半桥式或全桥式拓朴于电流连续模式(Current Continuous Mode，CCM)的控制。此外，本发明的预测式次级侧同步整流控制器采用简易的模拟电路控制同步整流开关的导通周期，适于各种定频的交换式电源供应器的次级侧同步整流控制。

本发明的预测式次级侧同步整流控制器，依据一次级侧同步信号产生一锯齿波信号，并撷取锯齿波信号的峰值电压，产生相对应的参考电压，并将此参考电压与下一工作周期的锯齿波信号相比较，以产生一死区信号，截止同步整流开关。

图4为本发明同步整流电源转换电路一第一实施例的电路图。本实施例一返驰式电源转换电路。如图中所示，此电源转换电路的初级侧具有一脉宽调制控制器31与一主开关32。脉宽调制控制器31依据来自隔离反馈装置33的反馈信号，输出脉冲信号控制主开关32的导通或截止。此电源转换电路的次级侧具有一同步整流开关35与一次级侧同步整流控制器40。此次级侧同步整流控制器40依据一对应于初级侧的脉冲信号的同步信号Sync0，控制同步整流开关35的导通状态。在本实施例中，次级侧同步整流控制器40依据来自于变压器34的次级侧辅助绕组344的一同步信号Sync0，控制同步整流开关35的导通或截止。此同步信号Sync0的高低电位变化与初级侧的脉冲信号相反。

当脉冲信号控制主开关32导通时，直流输入端VIN提供电力至变压器34的初级侧绕组341。在此同时，次级侧同步整流控制器40控制同步整流开关35截止。因此，来自直流输入端VIN的电力会储存于变压器34中。随后，当脉冲信号控制主开关32转为截止时，同步信号Sync0的电位产生变化。次级侧同步整流控制器40侦测到同步信号Sync0的电位产生变化后，控制同步整流开关35导通。此时，变压器34开始释放储存的能量至输出端VO以及滤波电容36。

图6为图4的次级侧同步整流控制器40一第一实施例的电路示意图。如图中所示，此次级侧同步整流控制器40具有一锯齿波产生器42、一峰值取样单元44、一输出控制单元46与一输出驱动单元48。其中，锯齿波产生器42接收一同步信号Sync0，以产生一锯齿波信号Ramp。峰值取样单元44撷取锯齿波信号Ramp的一峰值电压，据以产生一预测参考电压信号PS。输出控制单元46比较锯齿波信号Ramp与预测参考电压信号PS，以产生一同步整流控制信号SRC。输出驱动单元48依据此同步整流控制信号SRC，产生一驱动信号OUT，控制同步整流开关35的导通状态。

锯齿波产生器42具有一锯齿波产生电容422、一充电电源424与一重置开关426。其中，充电电源424用以对锯齿波产生电容422充电，以产生锯齿波信号Ramp。锯齿波信号Ramp的上升斜率受到锯齿波产生电容422所控制。重置开关426用以释放锯齿波产生电容422所储存的电荷。此重置开关426的导通状态由同步信号Sync0所控制。在本实施例中，充电电源424一定电流源。不过，本发明并不限于此，此充电电源亦可以是一定电压源。

峰值取样单元44具有一保持电容442、一释放元件444、一参考偏压源446与一峰值取样电路448。峰值取样电路448对锯齿波信号Ramp进行取样，将锯齿波信号Ramp的最高准位传递至保持电容442储存。释放元件444则是用以释放储存于保持电容442的电荷。保持电容442的一高压端的输出信号即为前述预测参考电压信号PS。参考偏压源446设置于保持电容442与锯齿波产生器42之间，用以拉低锯齿波产生器42所输出的锯齿波信号Ramp的电压，使保持电容442所储存的锯齿波信号Ramp的峰值电压与锯齿波信号Ramp的实际峰值电压维持一偏压。本实施例的释放元件444一释放阻抗。不过，本发明并不限于此，此释放元件444亦可以是一定电流源或是其他输入等效阻抗。

输出控制单元46具有一比较器462与一截止开关464。比较器462比较锯齿波信号Ramp与预测参考电压信号PS的电位，以产生一死区时间控制信号Comp以导通截止开关464。此死区时间控制信号Comp的持续时间即为所定义的死区时间(dead time)。当截止开关464导通时，原本处于高电位的同步信号Sync0的电位被拉低，而产生同步整流控制信号SRC至输出驱动单元48以控制同步整流开关35的导通时间。

其次，本实施例的次级侧同步整流控制器40具有一电源输入端VCC。外部电源通过此电源输入端VCC供电至锯齿波产生器42与输出驱动单元48。请同时参照图4所示，在本实施例中，此电源输入端VCC连接至一次级侧辅助绕组344。不过，本发明并不限于此。此电源输入端VCC亦可连接至其他直流电源。

图7为图6的次级侧同步整流控制器的控制波形图。如图中所示，在第一次级侧导通周期ta1中，同步信号Sync0处于高电位，重置开关426处于截止状态。此时，充电电源424向锯齿波产生电容422充电，使锯齿波产生电容422的高压端的电位逐步提高(亦即锯齿波信号Ramp的电位)。随后，进入第一初级侧导通周期tb1时，同步信号Sync0转变为低电位。此时，重置开关426导通，锯齿波产生电容422迅速放电，以形成锯齿波信号Ramp。随后，进入第二次级侧导通周期ta2时，同步信号Sync0重行转变为高电位，重置开关426再度截止，使锯齿波产生电容422重新充电。

锯齿波信号Ramp的电压会通过参考偏压源446及峰值取样电路448储存至保持电容442。参考偏压源446所提供的一参考偏压Vr会使保持电容442所储存的最大电压小于锯齿波信号Ramp的峰值电压。在进入第一初级侧导通周期tb1时，锯齿波信号Ramp的电位会快速降低。相较的下，由于保持电容442内的电荷是通过一具有高阻抗的释放元件444缓慢释放，因此，由保持电容442的高压端所输出的预测参考电压信号PS的电位会逐步缓慢降低。

进入第二次级侧导通周期ta2后，锯齿波信号Ramp的电位再度上升。不过，预测参考电压信号PS的电位依然缓慢降低。起初，锯齿波信号Ramp的电位仍然是低于预测参考电压信号PS的电位。随着锯齿波信号Ramp的电位逐步上升，在一特定时点，当锯齿波信号Ramp的电位上升至超过预测参考电压信号PS的电位后，比较器462随即产生一死区(dead time)控制信号Comp。死区时间控制信号Comp用以调整同步信号Sync0的第二次级侧导通周期ta2的时间长度，以产生同步整流控制信号SRC。

此高电位的死区时间控制信号Comp会持续到第二初级侧导通周期tb2开始。如图中所示，同步整流控制信号SRC的上升段的时点与同步信号Sync0相同，不过，同步整流控制信号SRC的下降段的时点则是由死区时间控制信号Comp决定。

死区时间控制信号Comp在次级侧导通周期ta1，ta2，ta3内定义出死区时间td。如图中所示，对应于第二导通周期(包括第二初级侧导通周期tb2与第二次级侧导通周期ta2)的死区时间td是通过比较第二导通周期的预测参考电压信号PS与对应于第二次级侧导通周期ta2的锯齿波信号Ramp所决定。第二导通周期的预测参考电压信号PS的最大电压则是由对应于第一次级侧导通周期ta1的锯齿波信号Ramp的峰值电压所决定。

在各个导通周期中，锯齿波信号Ramp的上升斜率与预测参考电压信号PS的下降斜率都是维持一定。因此，各个导通周期的高电位同步整流控制信号SRC的持续时间是由前一个导通周期的锯齿波信号Ramp的峰值电压所决定，也就是由前一个次级侧导通周期的时间长度所决定。

锯齿波信号Ramp的上升斜率可通过改变锯齿波产生电容422的电容值加以调整，预测参考电压信号PS的下降斜率可通过释放元件444与保持电容442加以调整。死区时间td的长短可通过改变锯齿波信号Ramp的上升斜率以及预测参考电压信号PS的下降斜率加以调整。锯齿波产生电容422的电容值越大，释放元件444的阻抗越大，保持电容442的电容值越大，死区时间td越短。

图5为本发明同步整流返驰式电源转换电路一第二实施例的电路图。相较于图4的实施例中，同步整流开关35设置于次级侧绕组342与接地端之间，本实施例的同步整流开关35则是设置于次级侧绕组342与输出端VO之间。此外，相较于图4的实施例中，次级侧同步整流控制器40是连接至次级侧辅助绕组344撷取所需的电能，本实施例的次级侧同步整流控制器40则是连接至次级侧绕组342，次级侧辅助绕组344亦改为串接至次级侧绕组342的输出端。虽然电路连接有所不同，不过，本实施例的次级侧同步整流控制器40的运作原理与图4的实施例大致相同，在此不予以赘述。

图8为本发明次级侧同步整流控制器一第二实施例的电路示意图。图9为相对应的控制信号的波形图。相较于图6的实施例，本实施例的锯齿波产生器42具有一下降沿触发单元427，撷取同步信号Sync0的下降沿(Falling Edge)，以产生下降沿触发脉冲FTP控制重置开关426导通，使锯齿波产生电容422放电。此外，图6的锯齿波产生器42是利用同步信号Sync0控制重置开关426进行周期性的导通，而产生非连续性的锯齿波信号Ramp。相较之下，本实施例利用下降沿触发脉冲FTP导通重置开关426，大幅缩短重置开关426的导通时间，而产生近似连续性的锯齿波信号Ramp。此次级侧同步整流控制器40的其他部份的运作原理与图6的实施例大致相同，在此不予以赘述。

图10为本发明同步整流电源转换电路一第三实施例的电路示意图。本实施例一顺向式电源转换电路。其与本发明第一实施例的返驰式电源转换电路的差别在于，本实施例的次级侧绕组542的极性与第一实施例的次级侧绕组342不同，本实施例的同步整流开关55的设置位置与第一实施例的同步整流开关35不同。此同步整流开关55与次级侧绕组542构成一回路。并且，在同步整流开关55与滤波电容36之间连接有一电感56。此外，本实施例省略了第一实施例中的次级侧辅助绕组344。

其次，在本实施例中，次级侧同步整流控制器60连接至次级侧整流二极管57的前端以撷取同步信号Sync1。相较于图4与图5的实施例中，同步信号Sync0与初级侧的脉冲信号的高低电位变化恰恰相反。在本实施例中，同步信号Sync1则是与初级侧的脉冲信号的高低电位变化一致。也就是说，在初级侧导通周期中，同步信号Sync1会呈现高电位，而非低电位。

图11显示利用本发明的次级侧同步整流控制器，将图10中的同步信号Sync1转换为死区时间控制信号Comp以控制同步整流开关55的导通状态的控制信号的波形图。不同于图9的实施例是采用下降沿触发的方式控制重置开关426导通，以形成锯齿波信号Ramp。由于本实施例的同步信号Sync1与初级侧的脉冲信号的高低电位变化一致，本实施例改以前缘(Rising Edge)触发的方式，产生前缘触发脉冲RTP控制重置开关426导通，以形成锯齿波信号Ramp。本实施例的死区时间控制信号Comp与同步整流控制信号SRC的产生原理，与图6及图9的实施例大致相同，在此不予以赘述。

本发明利用同步信号Sync0，Sync1定义出的导通周期，产生锯齿波信号Ramp，搭配峰值取样技术撷取锯齿波信号Ramp的峰值电压，并设定一参考偏压Vr，以产生死区时间控制信号Comp。因此，本发明可以取代公知复杂的数字控制电路。其次，由于本发明搭配峰值取样技术所撷取的峰值电压会因应实际工作周期的长短而变化，因而可以因应实际工作周期的改变。死区时间td长短，则可通过锯齿波产生电容422、保持电容442等元件加以设定。综上所述，本发明的次级侧同步整流控制器是一种预测式的控制方式，撷取前一周期的锯齿波信号Ramp，以设定死区时间td。因此，能适用于工作频率偏差大、电源电压变动范围大的条件下，以达到高效率的电源控制。

但是，以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施的范围，即凡依本发明权利要求保护范围及发明说明内容所作的简单的等效变化与修改，皆属本发明专利涵盖的范围内。另外本发明的任一实施例或权利要求不须达到本发明所揭示的全部目的或优点或特点。此外，摘要部分和标题仅是用来辅助专利文件搜寻之用，并非用来限制本发明的权利要求保护范围。

Claims (12)

1.一种次级侧同步整流控制器，用以控制至少一个同步整流开关，其特征在于，该次级侧同步整流控制器包含：

一锯齿波产生器，接收一同步信号，以产生一锯齿波信号；

一峰值取样单元，撷取该锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一电压逐步递减的预测参考电压信号，该峰值取样单元包括：一保持电容、一释放元件、一参考偏压源与一峰值取样电路，其中：

该参考偏压源，连接在该锯齿波产生器以及该峰值取样电路的输入端之间；

该保持电容的一高压端连接至该峰值取样电路的输出端，用以接收该锯齿波信号；以及

该释放元件，并联于该保持电容，用以释放储存于该保持电容的电荷；

其中，该保持电容的该高压端输出该预测参考电压信号，该参考偏压源用以拉低该保持电容的一储存电压，使该储存电压的最大值小于该锯齿波信号的该峰值电压；以及

一输出控制单元，具有一比较器与一截止开关，该比较器比较该锯齿波信号与该预测参考电压信号的电位，以产生一死区时间控制信号以控制该截止开关的导通状态，该输出控制单元根据该截止开关的导通状态控制该同步整流开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元导通该截止开关并据此关断该同步整流开关。

2.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该锯齿波产生器包括：

一锯齿波产生电容；

一充电电源，对该锯齿波产生电容充电，以产生该锯齿波信号；以及

一重置开关，以释放该锯齿波产生电容所储存的电荷，该重置开关由该同步信号所控制。

3.如权利要求2所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该充电电源是一定电流源或是一定电压源。

4.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该释放元件是一释放阻抗或一定电流源。

5.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该同步信号是一次级侧绕组的输出信号。

6.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该输出控制单元依据该死区时间控制信号与该同步信号，产生一同步整流控制信号控制该同步整流开关的导通状态。

7.一种具有次级侧同步整流功能的电源转换电路，其特征在于，该电源转换电路包含：

一变压器，该变压器包括一初级侧绕组与一次级侧绕组；

一同步整流开关，连接至该次级侧绕组；

一次级侧同步整流控制器，用以控制该同步整流开关，该次级侧同步整流控制器包括：

一锯齿波产生器，接收一同步信号，以产生一锯齿波信号；

一峰值取样单元，撷取该锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一电压逐步递减的预测参考电压信号，该峰值取样单元包括：一保持电容、一释放元件、一参考偏压源与一峰值取样电路，其中：

该参考偏压源，连接在该锯齿波产生器以及一峰值取样电路的输入端之间；

该保持电容的一高压端连接至该峰值取样电路的输出端，用以接收该锯齿波信号；以及

该释放元件，并联于该保持电容，用以释放储存于该保持电容的电荷；

其中，该保持电容的该高压端输出该预测参考电压信号，该参考偏压源用以拉低该保持电容的一储存电压，使该储存电压的最大值小于该锯齿波信号的该峰值电压；以及

一输出控制单元，具有一比较器与一截止开关，该比较器比较该锯齿波信号与该预测参考电压信号的电位，以产生一死区时间控制信号以控制该截止开关的导通状态，该输出控制单元根据

该截止开关的导通状态控制该同步整流开关的导通状态，当该锯

齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制

单元导通该截止开关并据此关断该同步整流开关。

8.如权利要求7所述的电源转换电路，其特征在于，该锯齿波产生器包括：

一锯齿波产生电容；

一充电电源，对该锯齿波产生电容充电，以产生该锯齿波信号；以及

一重置开关，以释放该锯齿波产生电容所储存的电荷，该重置开关由该同步信号所控制。

9.如权利要求8所述的电源转换电路，其特征在于，该充电电源是一定电流源或是一定电压源。

10.如权利要求7所述的电源转换电路，其特征在于，该释放元件是一释放阻抗或一定电流源。

11.如权利要求7所述的电源转换电路，其特征在于，该次级侧同步整流控制器包括一电源输入端，该电源输入端连接至一次级侧辅助绕组。

12.如权利要求7所述的电源转换电路，其特征在于，该同步信号是该次级侧绕组的一输出信号。

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