CN102362550B - 供电电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及供电电路(1)，该供电电路(1)包括：输入端子(17、19)，用于将所述供电电路(1)耦合至DC电源(7)；两个输出端子，用于将负载电路(11)耦合至所述供电电路(1)；桥接电路(3)，包括耦合在所述两个输出端子之间的至少两个串联连接的开关(M₁、M₂)；谐振电路(5)，在一端处耦合至输入端子，在另一端处耦合至桥接电路(3)的至少两个开关(M₁、M₂)的互连(15)；以及至少两个二极管(D₁、D₂)，其中第一二极管(D₁)耦合在提供成用于耦合所述电源(7)的正向端子的第一输入端子与所述串联连接的开关的第一末端端子之间，所述第一末端端子耦合到第一输出端子，并且第二二极管(D₂)耦合在提供成用于耦合所述电源(7)的负向端子的第二输入端子与所述串联连接的开关的第二末端端子之间，所述第二末端端子耦合到第二输出端子。

Description

供电电路

技术领域

本发明涉及供电电路，并且还涉及包括供电电路的设备。

背景技术

供电电路，特别是开关式电源在本领域中是公知的。此类供电电路例如被集成到消费产品或者非消费产品中。一种示例性应用是发光二极管(LED)和／或有机发光二极管(OLED)的供电，特别是用于车用LED／OLED照明以及通常的由电池供电的LED／OLED照明***的LED／OLED串。

最为适合并因而优选地用于上述应用的供电电路具体地是非连续串联谐振转换器(Discontinuous Series Resonant Converter)，其具有恒定的平均电流输出I，在下文中将其表示为DSRC-I。在例如WO2008／110978中描述了这种类型的转换器。本领域技术人员完全理解这种类型的转换器的功能，因此不进行更为详细的说明。DSRC-I转换器提供的优点是恒定平均电流输出，此外，不要求电流感测和电流控制回路。因此，电流感测引起的损耗得以避免，而且与其他公知的串联谐振转换器相比DSRC-I提供了高效、紧凑和容易的设计。

基本的DSRC-I转换器的一个缺点是如果没有提供变压器或者诸如附加的倍压器电路之类的附加部件，则输出电压不得不低于输入电压。然而，这两种解决方案都需要空间并且增加了电路的成本。作为示例，包括串联连接的若干LED的汽车LED背光灯将需要多于12V的汽车电池，例如串联的5个LED需要5×3.3V=16.5V。因此，如果不得不将若干LED串联连接并且只有低电源电压可用(例如，在汽车的应用中)，则DSRC-I会引起问题。

电池供电的***常常也串联堆叠电池以实现更高的输出电压。然而，由于缺少空间，在许多高电压应用中充足的电池堆叠是不可能的。

发明内容

本发明的一个目的在于提供一种供电电路，通过该供电电路可以获得高于输入电压的输出电压。根据本发明的包括升压功能的供电电路可以使输入电压步进升高，即，提高输出电压并且因此减少电池的数量。

根据本发明的一个方面，提供了一种供电电路，该供电电路包括：

输入端子，用于将所述供电电路耦合至DC电源，

两个输出端子，用于将负载电路耦合至所述供电电路，

桥接电路，其包括耦合在所述两个输出端子之间的至少两个串联连接的开关，

谐振电路，其在一端处耦合至输入端子并且在另一端处耦合至桥接电路的至少两个开关的互连，以及

至少两个二极管，其中第一二极管耦合在提供成用于耦合所述电源的正向端子的第一输入端子与所述串联连接的开关的第一末端端子之间，所述第一末端端子耦合到第一输出端子，并且其中第二二极管耦合在提供成用于耦合所述电源的负向端子的第二输入端子与所述串联连接的开关的第二末端端子之间，所述第二末端端子耦合到第二输出端子。

这种转换器拓扑以高于输入电压的输出电压提供了恒定的平均电流输出。此外，其具有简单的电路设计并且不需要变压器或者别的附加部件。总而言之，该转换器提供的优点是不需要电流感测和电流控制，此外，提供了具有集成的电压升压的非常紧凑的电路设计。根据本发明的供电电路最重要的是易于设计、控制简单并且提供高效率。该供电电路的详细功能将在附图的上下文中进行说明。

在本发明的第一方面中，呈现了一种供电电路，其中第一二极管相对于所分配的开关极化，从而使得允许负(极化的)谐振电流的流动，并且第二二极管相对于所分配的开关极化从而使得允许正(极化的)谐振电流的流动。这提供的优点是只有正电流流经输出。

在本发明的另一方面中，呈现了一种供电电路，其中谐振电路是包括电感和电容的串联谐振电路。以上的有利之处在于，其确保了零电流切换(ZCS)以及DSRC-I的有利功能，零电流切换(ZCS)在本领域中是公知的并且因此不进行进一步的说明。

在本发明的又一方面中，呈现了一种供电电路，其中谐振电路耦合至输入端子，即，二极管和电源之间的互连。具体地，电容被划分为至少两个部分电容，每个部分电容包括谐振电容的一半，每个部分电容耦合至输入端子，即，二极管和电源的互连。由于实现了升压功能并且此外维持了普通DSRC-I的主要优点，因此这种拓扑是有利的。

在本发明的再一方面中，呈现了一种供电电路，其中谐振电路的至少两个开关是MOSFET。由于MOSFET适合于上述应用并且此外易于控制，因此这是有利的。

在本发明的另一方面中，呈现了一种供电电路，该供电电路还包括控制单元，该控制单元适于提供桥接电路的最大开关频率，该最大开关频率在谐振电路的谐振频率的10％至50％的范围内，特别是在谐振电路的谐振频率的一半的范围内。

此外，该控制单元适于为桥接电路的开关的切换提供高达50％的占空比。实际上，虽然无法实现恰好50％的占空比，但是在高侧开关和低侧开关之间优选地必须实现短的停滞时间，该短的停滞时间优选地在从100ns到1μs的范围内。

根据本发明的另一方面，提供了一种设备，该设备包括电源、负载电路以及根据本发明提出的用于为所述负载电路供电的供电电路。应当理解，该设备包括与供电电路本身相同的优点。该设备可以包括一个或多个负载，而该负载包括一个或多个LED、OLED等，并且该设备例如可以是照明单元。

优选地，所述输出滤波器布置在所述供电电路和所述负载电路之间。该输出滤波器使输出电压稳定，并且因而保证了负载电流的较低直流(DC)纹波。该输出滤波器可以简单地由并联耦合到负载电路的电容器实现，但是更复杂的滤波器也是可以的，例如，包括串联电路和／或并联电路，该串联和／或并联电路包括如本领域中公知的一个或多个电容器和／或电感。

应当理解，所要求保护的设备与在上述优选技术方案中限定的所要求保护的供电电路具有相似和／或相同的优选实施方式。

附图说明

通过参考在下文中描述的实施方式进行阐明，本发明的这些和其他方面将会显而易见。在以下附图中：

图1示出了根据本发明的实施方式的供电电路的框图；

图2示出了根据本发明的实施方式的供电电路的仿真示意图；

图3示出了针对参数值的第一集合的仿真结果；

图4示出了针对参数值的第二集合的仿真结果；

图5示出了针对参数值的第三集合的仿真结果；

图6示出了针对参数值的第四集合的仿真结果；

图7示出了根据本发明的实施方式的供电电路的简化框图；

图8示出了根据本发明的实施方式的供电电路的进一步的简化框图；

图9示出了根据本发明的实施方式的供电电路针对第一时间间隔的导通部件(conducting parts)的框图；

图10示出了根据本发明的实施方式的供电电路针对第二时间间隔的导通部件的框图；

图11示出了根据本发明的实施方式的供电电路针对第三时间间隔的导通部件的框图；

图12示出了根据本发明的实施方式的供电电路针对第四时间间隔的导通部件的框图；

图13示出了谐振电流信号。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的实施方式的供电电路1的框图。供电电路1包括桥接电路3、谐振电路5，谐振电路5在一端处(即，在输入端子处)可耦合至电源7，其中电源7优选地是直流电压源V_in。供电电路1利用输出端子耦合至负载电路9，该负载电路9包括至少1个(在图1中示例性地总计4个)负载11以及并联连接至负载11的平滑电容器13。负载11可以是LED、OLED等。输出电压V_out跨负载11的阵列降低。

桥接电路3包括由控制单元14控制的至少两个开关M₁和M₂(其示例性地为MOSFET)。响应于来自电源7的直流电流，桥接电路3以开关频率f_switch将电压信号传送至谐振电路5，谐振电路5转而将交流电流I_r传送至负载电路9。

桥接电路3的开关M₁和开关M₂优选地借助于控制单元14进行切换，该控制单元14适于提供50％的切换占空比。此外，控制单元14适于提供桥接电路3的最大开关频率f_switch，该最大开关频率f_switch优选地是谐振电路5的谐振频率f_res的一半。

开关M₁和开关M₂串联连接，而开关M₁的源极接触通过互连15耦合至开关M₂的漏极接触。

谐振电路5在一端处可耦合至电源7而在另一端处耦合至桥接电路3的至少两个开关M₁和M₂的互连15。谐振电路5包括电感L_res和电容C_res，而电容C_res被示例性地划分为两个部分谐振电容C_res／2。因此，每个部分谐振电容C_res／2包括谐振电容C_res的一半。

图1还图示了二极管D₁被分配给开关M₁而二极管D₂被分配给开关M₂。具体地，二极管D₁和二极管D₂在每个开关M₁和开关M₂与电源7之间互连，并且具体地一方面与相应的所分配的开关M₁或M₂串联连接而另一方面与电源7串联连接。二极管之一(具体地是二极管D₁)相对于所分配的开关M₁极化，从而使得允许负(极化的)谐振电流I_r流动穿过二极管D₁，而另一二极管(具体地是二极管D₂)相对于所分配的开关M₂极化，从而使得允许正(极化的)谐振电流I_r流动穿过二极管D₂。

如稍后将更为详细说明的，跨谐振电路5的电压降取决于二极管并且具体地取决于目前哪个二极管导通。因此，跨谐振电路5的电压降可以被概括为以下：M₁接通，D₁导通：-V_in／2；M₁连接至D₂，D₂导通：V_in／2-V_out；M₂连接至D₂，D₂导电：V_in／2；M₂接通，D₁导通：-V_in／2+V_out。

部分电容C_res／2与电感L_res串联连接并且进一步耦合至二极管D₁或二极管D₂与电源7之间的互连。因此，一个部分电容C_res／2耦合至二极管D₁与电源7之间的互连17，而另一个部分电容C_res／2耦合至二极管D₂与电源7之间的互连19。

上述供电电路1的新颖拓扑实现了包括DSRC-I大部分主要优点的DSRC-I并且另外提供了升压功能，从而使得无需诸如变压器之类的任何附加部件的情况下输出电压V_out高于输入电压V_in。

应当注意，根据本发明的设备21包括供电电路1并且可以另外包括一个或多个负载电路9。

图2示出了根据本发明的实施方式的供电电路1的仿真示意图，而图3至图6示出了针对参数值的不同集合的仿真结果。图2的仿真示意图基于图1中图示的供电电路拓扑。

图3示出了针对参数值的第一集合的仿真结果。具体地，该仿真结果基于输入电压V_in=24V、输出电压V_out=30V以及桥接电路的开关频率f_switch=f_res／2，即开关频率是谐振频率f_res的一半。

图3的最上面的仿真示意图图示了电流I(V₁)和I(V₄)作为时间t的函数。因此，电压V₁对应于图1中图示的电压V_in并且电压V2对应于图1中图示的电压V_out。很明显，输出电流I(V₄)低于输入电流I(V₁)。

图3的中间的仿真示意图图示了二极管电流I(D₁)和I(D₂)作为时间t的函数。如以上说明的，二极管D₁和二极管D₂以反向极化连接至它们的所分配的开关M₁和开关M₂。因此，二极管D₁和二极管D₂允许电流取决于谐振电流I_r的极化交替地流动，正如下文中更详细说明的那样。

图3的下面的仿真示意图图示了谐振电流I(L_res)作为时间_t的函数。谐振电流I(L_res)对应于图1的谐振电流I_r。

图4示出了针对参数值的第二集合的仿真结果。具体地，该仿真结果基于输入电压V_in=24V、输出电压V_out=40V以及桥接电路的开关频率f_switch=f_res／2，即开关频率是谐振频率f_res的一半。

图5示出了针对参数值的第三集合的仿真结果。具体地，该仿真结果基于输入电压V_in=24V、输出电压V_out=50V以及桥接电路的开关频率f_switch=f_res／2，即开关频率是谐振频率f_res的一半。

图6示出了针对参数值的第四集合的仿真结果。具体地，该仿真结果基于输入电压V_in=24V、输出电压V_out=40V以及桥接电路的开关频率f_switch=f_res／3，即开关频率是谐振频率f_res的三分之一。

为了描述供电电路1的功能，图1中示出的拓扑可以简化成如图7和图8中所图示的。在图7中，提供了两个电容C_in1和C_in2并且附加地提供了谐振电容C_res。在图8中，图1的部分谐振电容C_res／2被组合为一个单一电容C_res并且电源7实际上被***为两个部分电源7，和7”，其中每个提供直流电压V_in／2。应当注意，采用两个部分电容Cr_es或者两个电容C_in1和C_in2以及另外的谐振电容C_res产生相同的结果。从图8可见，跨电容C_res而降低的电压被表示为V_C并且跨电感L_res而降低的电压被表示为V_L。

谐振电路5可以使用它的谐振频率f_res和它的谐振阻抗Z_res进行描述。

$f_{\mathrm{res}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_{\mathrm{res}}\·C_{\mathrm{res}}}}---\left(1\right)$

$Z_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_{\mathrm{res}}}{C_{\mathrm{res}}}}---\left(2\right)$

基于仿真结果，电路行为可以被解释为如下：对于按照时间间隔的描述，定义一半的谐振周期τ。

$\mathrm{\τ}=\frac{1}{2}\·T_{\mathrm{res}}=\frac{1}{2}\·\frac{1}{f_{\mathrm{res}}}---\left(3\right)$

如从图7可见的一样，开关M₁和开关M₂的开关周期是T_switch并且2*T_res≤T_switch。在图10至图13中描绘了每个时间间隔中的导通部件。

图9示出了根据本发明的实施方式的供电电路1针对第一时间间隔t₁：0<t≤τ(其在图13中图示)的导通部件的框图。在这个时间间隔期间，开关M₁接通而开关M₂断开。谐振电路5在这个时间间隔中生成第一负的正弦半波，其在图13中用W₁示例性地表示。

因此，开关M₁允许从直流电压源7’传送的电流。在图9中用V₁表示跨串联谐振电路3(即，跨电容C_res和电感L_res)而降低的电压。

由于所得到的电流I_r为负，二极管D₁对于这个电流将会是导通的。二极管D₂与二极管D₁相反极化，并且因此在第一时间间隔中将不允许负电流I_r的流动。

基于仿真结果，每个时间间隔中的导通部件都是已知的并且可以计算每个正弦半波的振幅。通过理想的电路，可以计算在第一时间间隔的开始时跨谐振电容器而降低的电压，其在图8中表示为V_C(t)。结果是：

V_C(t=0)=V_out-V_in    (4)附加地，可以从图9获得跨C_res和L_res的电压降V₁：

在初始状态和谐振电容器的电压V_C的帮助下，可以计算在完成每个周期后每个正弦半波的振幅和电容器的电压V_C。针对每个周期，可以通过导通部件获得施加到整个谐振电路的电压V₁。对于第一周期V₁为：

$V_1(0<t\&le;\mathrm{\&tau;})=-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}---\left(5\right)$

基于理想的电路行为，可以计算所获得的第一负的正弦半波W₁的振幅。

${\hat{I}}_1=\frac{{-V}_{\mathrm{out}}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}}{Z_{\mathrm{res}}}---\left(6\right)$

由于I_r变为正，因此防止了在这个半波之后进一步的电流穿过D₁。

图10示出了根据本发明的实施方式的供电电路1针对第二时间间隔t₂：τ<t≤T_switch／2的导通部件的框图。在这个时间间隔期间，开

关M₁仍然接通而开关M₂仍然断开。谐振电路5在这个时间间隔中生成第二正的正弦波半波，其在图13中用W₂示例性地表示。

因此，电流I_r在这个时间间隔t₂期间为正。因此，二极管D₁不允许电流流动并因而阻断正电流I_r。然而，与二极管D₁相反极化的二极管D₂允许正电流I_r的电流流动。从图10明显看出，电流I_out流经输出。

从使用第一时间间隔t₁的公式来计算，谐振电容器电压V_C(t)为：

V_C(t=τ)=-V_out    (7)

并且V1为：

$V_1(\mathrm{\&tau;}<t\&le;2\mathrm{\&tau;})=\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}--V_{\mathrm{out}}--\left(5\right)$

这使得第二正的正弦半波W₂的振幅为：

${\hat{I}}_2=\frac{\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}}{Z_{\mathrm{res}}}---\left(9\right)$

进一步的电流被二极管D₂阻止。

图11示出了根据本发明的实施方式的供电电路1针对第三时间间隔t₃：T_switch/2<t≤T_switch／2+τ的导通部件的框图。在这个时间间隔期间，开关M₁断开而开关M₂接通。谐振电路5在这个时间间隔中生成第三正的正弦波半波，其在图13中用W₃示例性地表示。

因此，电流I_r在这个时间间隔t₃期间为正。因此，二极管D₁不允许电流流动并因而阻断正电流I_r。然而，与二极管D₁相反极化的二极管D₂允许正电流I_r的电流流动。

在第三时间间隔t₃和第四时间间隔t₄中的行为类似于第一时间间隔t₁和第二时间间隔t₂中的行为。基本上，电流半波以相反符号出现。

在第三时间周期t₃的开始时的电容器电压V_C(t)为：

V_C(t=T_switch／2)=V_in-V_out   (10)

并且V1为：

$V_1(\frac{T_{\mathrm{switch}}}{2}<t\&le;\frac{T_{\mathrm{switch}}}{2}+\mathrm{\&tau;})=\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}---\left(11\right)$

因此，第三正的正弦半波W₃具有以下振幅：

${\hat{I}}_3=\frac{V_{\mathrm{out}}-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}}{Z_{\mathrm{res}}}---\left(12\right)$

图12示出了根据本发明的实施方式的供电电路针对第四时间间隔t₄：T_switch／2+τ<t≤T_switch的导通部件的框图。在这个时间间隔期间，开关M₁仍然断开而开关M₂仍然接通。谐振电路5在这个时间间隔中生成第四负的正弦半波，其在图13中用W₄示例性地表示。

因此，电流I_r在这个时间间隔t₄期间为负。因此，二极管D₁允许负电流I_r的电流流动。然而，与二极管D₁相反极化的二极管D₂不允许负电流I_r的电流流动。从图12明显看出，电流I_res再次流经输出。

最后，在第四时间周期t₄的开始时的电容器电压V_C(t)为：

V_C(t=T_switch／2+τ)=V_out   (13)并且V1为：

$V_1(\frac{T_{\mathrm{switch}}}{2}<t\&le;\frac{T_{\mathrm{switch}}}{2}+2\mathrm{\&tau;})=-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}+V_{\mathrm{out}}---\left(14\right)$

这使得第四负的正弦半波W₄的振幅为：

${\hat{I}}_4=\frac{-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}}{Z_{\mathrm{res}}}---\left(15\right)$

该电路行为示出，只有两个正弦半波，即W₂和W₄流经输出。因此，每个开关周期T_switch上输出电流I_out由两个正弦半波W₂和W₄组成。

因此，平均输出电流可以被计算为：

${\stackrel{\&OverBar;}{I}}_{\mathrm{out}}=\frac{\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}}{\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;Z_{\mathrm{res}}}\&CenterDot;\frac{{2T}_{\mathrm{res}}}{T_{\mathrm{switch}}}=\frac{V_{\mathrm{in}}\&CenterDot;T_{\mathrm{res}}}{\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;Z_{\mathrm{res}}\&CenterDot;T_{\mathrm{switch}}}---\left(16\right)$

现在将更加详细地说明根据本发明的供电电路1的功能以及所获得的“升压”功能：供电电路1的拓扑使得谐振电流I_res的四个半波中的两个(具体地是四半波的每隔一个)不流经输出，即负载。关于图9至图13，如从图9和图11可见，第一半波W₁和第三半波W₃不流经输出。

当参考图13的第一半波W₁时，这个相应的半波例如为I₁=(-V_out+V_in/2)Z_res。考虑针对跨电容C_rcs的电压降的初始状态和跨谐振电路5的电压降V₁，在第一半波W₁之后的跨电容C_res的电压降的量等于输出电压V_out。因此，对于随后的半波W₂而言，可用的电压源自对应于跨电容C_res的V_out与输入电压的一半V_in／2的串联连接。

然而，输出电压V_out总是抵消第二半波W₂，并且因此总是剩下输入电压的一半(即V_in／2)，从而实现电流流过负载。因此，第二半波W₂和第四半波W₄流经负载并且在负载电压大于输入电压V_in时电流的振幅独立于负载电压。

因此，本发明提供了供电电路1，具体地可以用于车用LED／OLED发光或者通常的用于由电池供电的LED／OLED照明的转换器拓扑，这是由于其不仅构成DSRC-I(DSRC-I优选地用于上述应用)，而是还由于本发明的拓扑使得供电电路1附加地提供升压功能，该升压功能在无需附加部件的情况下提供比输入电压V_in更高的输出电压V_out。总而言之，LED／OLED的变暗可以通过降低开关频率f_switch来实现。在图6中示出了具有降低的开关频率的波形。

在进一步的实施方式中，可以附加地提供控制回路，即反馈回路。该反馈回路例如将测量LED电流或者电压、向控制器发送这个信号以及相应地调整电子开关的控制信号。

概括而言，根据本发明的供电电路的新颖拓扑提供了基本上与传统的DSRC-I转换器相同的主要优点，但是其附加地提供了比输入电压V_in更高的输出电压V_out。

虽然新颖的供电电路可能由于针对输出电压V_out低于输入电压V_in两个二极管D₁和D₂上的导通部件而被认为是不利的，但是实际上这不会产生问题，这是由于所连接的负载(具体地是LED)的正向阈值电压产生高的输出电压V_out。如果转换器没有被控制则这会阻断电流。

总而言之，该转换器提供了以下优点，即无需电流感测和电流控制，此外，提供了具有集成的电压升压的非常紧凑的电路设计。根据本发明的供电电路尤其易于设计、控制简单并且提供高的效率。应当理解，对于根据本发明的包括供电电路的设备，相同的优点也是有效的。

虽然已经在附图和上述描述中图示和描述了本发明，但是此类图示和描述被认为是说明性的或示例性的而非限制性的；本发明并非被限于所公开的实施方式。通过学习附图、公开和所附权利要求书，本领域技术人员在实践所要求保护的本发明的过程中可以理解和实现对所公开实施方式的其他变型。

在权利要求书中，用词“包括”并不排除其他元件或者步骤，并且在使用单数时并不排除复数的可能性。单一的部件或者其他单元可以满足在权利要求书中所列举的若干条目的功能。某些手段被列举在相互间不同的从属权利要求中这一事实并不表明不能有利地组合这些手段的组合。

权利要求书中的任何参考标记都不应当被解释为限制其范围。

Claims (8)

1.一种供电电路(1)，包括：

输入端子(17、19)，用于将所述供电电路(1)耦合至DC电源(7)，

两个输出端子，用于将负载电路(11)耦合至所述供电电路(1)，

桥接电路(3)，其包括耦合在所述两个输出端子之间的至少两个串联连接的开关(M₁、M₂)，

串联连接的两个电容(Cin1，Cin2)，它们连接至所述输入端子(17、19)，

谐振电路(5)，其由串联连接的谐振电容(Cres)和电感(Lres)构成，所述谐振电路(5)在一端处耦合至所述两个电容之间的节点，在另一端处耦合至所述桥接电路(3)的至少两个开关(M₁、M₂)的互连(15)，以及

至少两个二极管(D₁、D₂)，其中第一二极管(D₁)耦合在提供成用于耦合所述电源(7)的正向端子的第一输入端子与所述串联连接的开关的第一末端端子之间，所述第一末端端子耦合到第一输出端子，并且第二二极管(D₂)耦合在提供成用于耦合所述电源(7)的负向端子的第二输入端子与所述串联连接的开关的第二末端端子之间，所述第二末端端子耦合到第二输出端子。

2.根据权利要求1所述的供电电路(1)，其中所述第一二极管(D₁)相对于所分配的开关(M₁)极化，从而使得允许负谐振电流(I_r)的流动，所述第二二极管(D₂)相对于所分配的开关(M₂)极化，从而使得允许正谐振电流(I_r)的流动。

3.根据权利要求1所述的供电电路(1)，其中所述桥接电路(3)的所述至少两个开关(M₁、M₂)是MOSFET。

4.根据权利要求1所述的供电电路(1)，还包括控制单元(14)，其适于提供所述桥接电路(3)的最大开关频率(f_switch)，所述最大开关频率(f_switch)在所述谐振电路(5)的谐振频率(f_res)的10％至50％的范围内。

5.根据权利要求1所述的供电电路(1)，还包括控制单元(14)，其适于提供所述桥接电路(3)的最大开关频率(f_switch)，所述最大开关频率(f_switch)在所述谐振电路(5)的谐振频率(f_res)的一半的范围内。

6.根据权利要求4所述的供电电路(1)，其中所述控制单元(14)适于为所述桥接电路(3)的开关(M₁、M₂)的切换提供高达50％的占空比。

7.一种电路设备(21)，其包括电源(7)、负载电路(11)以及根据权利要求1所述的用于为所述负载电路(11)供电的供电电路(1)。

8.根据权利要求7所述的设备(21)，还包括位于所述供电电路(1)和所述负载电路(11)之间的输出滤波器(13)。