CN102356537A - Pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种无论动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的哪一种，都进行最佳的谐波抑制以及功率因数改善的PFC变换器。为此，具备：二极管桥(B1)，其对从交流输入电源(Vac)输入的交流电压进行整流；串联电路，其包括电感器(L1)以及开关元件(Q1)；整流平滑电路，其与开关元件(Q1)并联连接，包括二极管(D1)及平滑电容器(C1)；和数字信号处理电路(13)，其对开关元件(Q1)进行接通/断开控制，使得从交流输入电源(Vac)输入的输入电流与交流电压呈相似波形，其中，通过电流检测用电阻(R3)来检测在开关元件(Q1)的断开期间流过电感器(L1)的电流，并基于在规定定时的电感器电流IL来判定动作模式，且根据动作模式来对开关元件(Q1)进行最佳控制。

Description

PFC变换器
技术领域
本发明涉及输入交流电源电压并输出直流电压的AC(交流)-DC(直流)变换器，特别涉及改善功率因数的PFC(功率因数校正，powerfactor correction)变换器。
背景技术
将商用交流电源作为输入电源的一般开关电源装置在对商用交流电源进行整流平滑而变换成直流电压后，用DC-DC变换器对该直流电压进行开关，因此，输入电流变得不连续，较大地偏离正弦波而失真。这成为谐波电流的原因。
在日本或欧洲等地，按照用途或输入功率等来进行经过分类的谐波电流限制。为了与之对应，在符合该限制的一般家电制品的电源中，设置有如专利文献1、专利文献2所示的功率因数改善电路(PFC，power factorimprovement circuit)变换器。
一般而言，PFC变换器由斩波(chopper)电路构成，并按照输入电流波形与输入电压波形呈相似波形的方式，即成为同相位的正弦波形状的方式进行动作。因此，谐波电流被抑制在一定等级以下。
在此，基于图1说明专利文献1所示的PFC变换器的构成例。
在图1的PFC变换器中，整流器模块R对所输入的交流电压进行整流，输入电容器Cin去除高频分量。在开关10接通时，在电感器L中蓄积电磁能。若断开开关10，则电感器L的能量经由整流二极管D转移到电容器Cout，并向负载提供电源电压。若再次接通开关10，则二极管D被截止，从电容器Cout输出电源电压。一周期控制IC(OCC电路)20对输入电流检测用电阻Rs、输出电压检测电阻R1、R2的电压进行输入，并对开关10的占空比(duty cycle)进行控制，使得AC输入电流与AC输入电压同相位。
专利文献1：JP特表2006-513682号公报
专利文献2：JP特开2006-187140号公报
然而，由于专利文献1的PFC变换器是以在电流连续模式下动作为前提，因此若在轻负载时，是在电流不连续模式下动作，则输入电流会产生失真。
另外，尽管专利文献2的PFC变换器是多相位PFC变换器，但是以在电流不连续模式下动作为前提，若开关的接通时间在整个商用交流电源的一周期为恒定，则即使不进行电流的检测·控制，输入电流也会成为正弦波形状。然而，若实际中负载增大从而成为在电流连续模式下动作的状态，则输入电流会产生失真。
为此，本发明的目的在于，提供一种PFC变换器，其无论动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的任一个，都进行最佳的谐波抑制以及功率因数改善。
为了解决上述课题，本发明按如下方式构成。
具备：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其与所述整流电路的后级连接，包括电感器以及开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；开关控制单元，其控制所述开关元件，使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压呈相似形状；和电流检测单元，其检测流过所述电感器的电流，
还具有动作模式判定单元，该动作模式判定单元判定动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的哪一种，
所述开关控制单元构成为：在所述动作模式是电流连续模式的情况下，控制所述开关元件，使得由所述电流检测电路检测出的、流过电感器的电流的平均值的变化呈正弦波形状，且在所述动作模式是电流不连续模式的情况下，在整个所述交流输入电源的电压变化周期内控制所述开关元件的接通时间为恒定，使得流过电感器的电流的峰值的变化呈正弦波形状。
或者，
具备：第一串联电路，其相对于输出端口并联连接，包括第一开关元件和第一整流元件；
电感器，其连接于所述第一开关元件和所述第一整流元件之间的连接点、和所述交流输入电源的第一输入端之间；
第二串联电路，其相对于所述输出端口并联连接，包括第二开关元件和第二整流元件，第二开关元件和第二整流元件之间的连接点与所述交流输入电源的第二输入端连接；
平滑电路，其相对于所述输出端口并联连接；
开关控制单元，其控制所述开关元件，使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流输入电源电压呈相似形状；和
电流检测单元，其检测流过所述电感器的电流，
还具有动作模式判定单元，该动作模式判定单元判定动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的哪一种，
所述开关控制单元构成为：在所述动作模式是电流连续模式的情况下，控制所述开关元件，使得由所述电流检测单元检测出的、流过电感器的电流的平均值的变化呈正弦波形状，而在所述动作模式是电流不连续模式的情况下，在整个所述交流输入电源的电压变化周期内控制所述开关元件的接通时间为恒定，使得流过所述电感器的电流的峰值的变化呈正弦波形状。
所述动作模式的判定用下面(a)～(f)的任意一种方法来进行。
(a)所述动作模式判定单元在将所述电感器的电感值设为L，所述交流电压设为Vin，所述PFC变换器的输出电压设为Vo，所述开关元件的接通期间设为Ton，断开期间设为Toff的情况下，若将由所述电流检测单元在所述开关元件的接通期间的中点取样的电流的检测值设为ILav，则
将ILav-(1/2)×{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为正时视作电流连续模式，
将ILav-(1/2)×{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为负时视作电流不连续模式。
(b)所述动作模式判定单元在将所述电感器的电感值设为L，所述交流电压设为Vin，所述PFC变换器的输出电压设为Vo，所述开关元件的接通期间设为Ton，断开期间设为Toff的情况下，若将由所述电流检测单元在所述开关元件的接通期间的终点取样的电流的检测值设为ILp，则
将ILp-{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为正时视作电流连续模式，
将ILp-{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为负时视作电流不连续模式。
(c)在由所述电流检测单元检测出的在所述开关元件的断开期间的中点所取样的电流的检测值小于由所述电流检测单元检测出的在所述开关元件的接通期间的中点所取样的电流的检测值时，视作电流不连续模式，而在除此以外时，视作电流连续模式。
(d)设置检测所述开关元件的两端间的电压的开关元件电压检测电路，通过在所述开关元件的断开期间中由所述开关元件电压检测电路检测的电压的变化来进行判定。即，若在所述开关元件的断开期间中所述开关元件的两端间的电压未保持恒定而下降，则视作电流不连续模式，若保持恒定，则视作电流连续模式。
(e)设置与所述电感器耦合的辅助绕组，通过在所述开关元件的断开期间中在所述辅助绕组产生的电压变化来进行判定。即，若在所述开关元件的断开期间中在所述辅助绕组产生的电压未保持恒定而下降，则视作电流不连续模式，若保持恒定，则视作电流连续模式。
(f)基于由所述电流检测单元取样的、所述开关元件在接通前不久的电流值，来进行判定。即，若在所述开关元件的接通前不久，流过所述电感器的电流是0，则视作电流不连续模式，而若在所述开关元件的接通前不久，流过所述电感器的电流不是0，则视作电流连续模式。
另外，本发明的PFC变换器的所述开关控制单元以及所述动作模式判定单元典型地由DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)构成，该数字信号处理器保持由所述电流检测单元检测出的数字值。
根据本发明，由于判定动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的哪一种，并根据各模式来使电流波形相对于电压波形呈相似形状且相同相位，因此不管负载的轻重，将改善谐波以及功率因数。
另外，由于一个开关周期最大也只进行两次电流值取样，由此来进行模式判定，因此运算处理量少，对于DSP等处理器的负担少。因此，还能利用较低速的处理器。
附图说明
图1是专利文献1所示的PFC变换器的电路图。
图2是本发明的第一实施方式的PFC变换器101的电路图。
图3是表示基于第一实施方式的PFC变换器101内的数字信号处理电路13的各种控制方式的图。
图4是针对第一实施方式的PFC变换器101，在电流连续模式下进行控制的状态下的、开关周期的单位下的PFC变换器101的电压·电流的波形图。
图5是表示针对第一实施方式的PFC变换器101，进行动作模式的判定的方法的图。
图6是第二实施方式的开关电源装置201的电路图。
图7是表示在第二实施方式的开关电源装置201中，基于数字信号处理电路13的动作模式的判定方法的图。
图8是第三实施方式的开关电源装置202的电路图。
图9是表示在第三实施方式的开关电源装置202中，基于数字信号处理电路13的动作模式的判定方法的图。
图10是表示进行第四实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图。
图11是表示进行第五实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图。
图12是表示进行第五实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图，是表示基于开关元件Q1的接通期间的平均电流值ILav来判定动作模式的方法的图。
图13是表示进行第六实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图。
图14是第七实施方式的开关电源装置203的电路图。
图15是表示在图14中的PFC变换器104的4个定时的电流路径的图。
(符号说明)
B1…二极管桥
C1…平滑电容器
C2…电容器
D1、D2…二极管
L1…电感器
Q1、Q2…开关元件
R3、R4…电流检测用电阻
T1…变压器
Toff…断开时间
Ton…接通时间
Vac…交流输入电源
11…输入电压检测电路
12…输出电压检测电路
13…数字信号处理电路
14…开关元件电压检测电路
16、17…绝缘电路
20…负载电路
50…DC-DC变换器
60…负载
101～104…PFC变换器
201～203…开关电源装置
具体实施方式
(第一实施方式)
参照图2～图5，说明涉及本发明的实施方式的PFC变换器。
图2是涉及本发明的第一实施方式的PFC变换器101的电路图。在图2中，符号P11、P12是PFC变换器101的输入端口，符号P21、P22是PFC变换器101的输出端口。对输入端口P11-P12输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，并将负载电路20与输出端口P21-P22连接。
负载电路20是例如DC-DC变换器以及由该DC-DC变换器接受电源供给的电子设备的电路。
在PFC变换器101的输入级，设置有作为对交流输入电源Vac的交流电压进行全波整流的整流电路的二极管桥B1。与该二极管桥B1的输出侧连接有由电感器L1以及开关元件Q1、以及电流检测用电阻R3组成的串联电路。在开关元件Q1的两端并联连接有由二极管D1以及平滑电容器C1构成的整流平滑电路。由该电感器L1、开关元件Q1、二极管D1以及平滑电容器C1构成了升压型斩波电路。
在二极管桥B1的输出侧的两端间设置有输入电压检测电路11。另外，在输出端口P21-P22间设置有输出电压检测电路12。数字信号处理电路13由DSP构成，并通过数字信号处理来控制该PFC变换器101。即，数字信号处理电路13对输入电压检测电路11的输出信号进行输入来探测交流输入电源的瞬時电压。另外，对输出电压检测电路12的输出信号进行输入来探测输出电压。进而，用规定的开关频率来接通/断开开关元件Q1。
所述数字信号处理电路13的、与针对开关元件Q1的开关控制信号相关的处理部相当于本发明的“开关控制单元”。另外，所述电流检测用电阻R3相当于本发明的“电流检测电路”。
数字信号处理电路13具备用于在与负载电路20之间进行通信的端口，进行例如数据的通信或者信号的输入输出，对负载电路(电子设备)始终发送变换器的状态等，或者发送输入电压、输出电压、输出电流等，或者从负载电路侧接收负载状态等并反映到开关控制中。
图3是表示数字信号处理电路13进行的PFC变换器101的各种控制方式的图。图3的(A)(B)分别是交流输入电源的一周期的电流波形。在此，波形IL是在图2所示的PFC变换器101中的电感器L1中流过的电流的波形。Ip是其峰值(峰值电流)的包络线，Ia是平均值(平均电流)的包络线。但是，为了图示方便，针对将PFC变换器101的开关频率降到极端的情况，即用在电感器L1中流过的电流波形目视下为三角波形状那样的频率来表示。
图3(A)是电流连续模式下的波形图，图3(B)是电流不连续模式下的波形图。像这样在图3(A)所示的电流连续模式下，在PFC变换器101的电感器L1中流过的电流，在每次由PFC变换器101的电感器L1蓄积·释放励磁能，不产生电流值为“0”的期间。另外，在图3(B)所示的电流不连续模式下，在每次由PFC变换器101的电感器L1蓄积·释放励磁能，产生电流值为“0”的期间。
图4是在电流连续模式下进行控制的状态中的、开关周期的单位下的PFC变换器101的电压·电流的波形图。
数字信号处理电路13进行开关控制，使得针对PFC变换器101的输入电流，即流过电感器L1的电流的平均值相对于全波整流波形成为相似波形。像这样通过流过与输入电压为相似波形且同相位的输入电流，能抑制谐波，从而改善功率因数。
在图4中，(A)是商用电源频率的半周期单位下的、在电感器L1中流过的电流的平均值Ii的电流波形，(B)是对其中一部分的时间轴进行放大表示的、开关周期单位下的流过电感器L1的电流IL的波形图，(C)是开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds的波形图。
在开关元件Q1的接通期间中，电流IL流过电感器L1，且电流IL以根据电感器L1的两端间电压以及电感器L1的电感值所决定的斜率而上升。其后，在开关元件Q1的断开期间，电流IL以由电感器L1的两端电压和其电感值决定的斜率而下降。像这样，以电流脉动(ripple)ΔIL的宽度流过电感器L1的电流IL以开关周期变动。
图5是表示进行动作模式的判定的方法的图。图5(A)是电流连续模式下的电感器电流的波形图，图5(B)是电流不连续模式下的电感器电流的波形图。
若用ILp表示在开关元件Q1的断开定时(timing)流过电感器L1的电流值(峰值)，用ILb表示在开关元件Q1的接通定时流过电感器L1的电流值(最低值)，则在开关元件Q1的接通期间流过电感器L1的电流的平均值(平均电流)用如下关系表示。
ILav1＝(ILp+ILb)/2...(1)
由于在开关元件Q1的断开期间流过电感器L1的电流线性减少，若是电流连续模式，则在开关元件Q1的断开期间的中央定时的电感器L1的平均电流值ILav2等于上述平均电流值ILav1。另一方面，若是电流不连续模式，则如图5(B)所示，成为ILav1＞ILav2的关系。
为此，数字信号处理电路13通过在开关元件Q1的接通期间的中点ts1进行取样来求取第一电流值ILav1，并通过在开关元件Q1的断开期间的中点ts2取样来求取第二电流值ILav2，且当ILav1＝ILav2时，判定为电流连续模式，而在ILav1＞ILav2时，判定为电流不连续模式。
由于对所述开关元件Q1的栅极给出的开关控制信号是由数字信号处理电路13生成，因此在所述接通期间的中央的定时ts1以及所述断开期间的中点的定时ts2也由数字信号处理电路13掌握(处于管理下)。因此，能例如不从外部输入定时信号，而在所述定时对电流检测用电阻器R3的电压降进行取样。
若判定为电流连续模式，则通过在开关元件Q1的接通期间的中点的定时对流过电感器L1的电流进行取样，来求取流过电感器L1的电流的平均值ILav，并对开关元件Q1的接通时间Ton以及断开时间Toff进行控制，使得其值的变化呈正弦波形状。
另外，若判定为动作模式是电流不连续模式，则使开关元件Q1的接通时间Ton在整个商用电源周期内保持恒定。另外，该接通时间Ton根据输出电压来进行反馈控制。
由于在电流不连续模式下，使开关元件Q1的接通时间Ton在整个商用电源周期内保持恒定，因此，例如用下面任意一种方法来控制。
(1)数字信号处理电路13在检测商用电源周期的同时，以商用电源周期为单位使接通时间变化。
(2)检测PFC变换器101的输出电压，使将其反馈到开关元件Q1的接通时间的长度的控制部(电路表现的“电压补偿器”)的响应性钝化到商用电源周期水平。
(第二实施方式)
图6是第二实施方式的开关电源装置201的电路图。
在图6中，开关电源装置201具备PFC变换器102以及DC-DC变换器50。在DC-DC变换器50的输出连接有负载60。
对PFC变换器102的输入端口P11-P12输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，并将DC-DC变换器50与输出部连接。PFC变换器102具备：对交流输入电源Vac进行全波整流的二极管桥B1；与二极管桥B1的输出连接的电感器L1；开关元件Q1；二极管D1；平滑电容器C1；与开关元件Q1串联连接的电流检测用电阻R4；输入电压检测电路11；以及开关元件电压检测电路14。由电感器L1、开关元件Q1、二极管D1、以及平滑电容器C1构成升压型斩波电路。
DC-DC变换器50具备：变压器T1；与变压器T1的初级绕组Lp串联连接的开关元件Q2；以及与变压器T1的次级绕组Ls连接的、包括二极管D2以及电容器C2的整流平滑电路。
另外，设置于变压器T1的初级侧的数字信号处理电路13不仅对PFC变换器102的开关元件Q1输出开关控制信号，还对DC-DC变换器50的开关元件Q2也输出开关控制信号。另外，通过经由绝缘电路16来输入输出电压检测电路12的检测信号，来检测输出电压。然后，通过开关元件Q2的占空比的控制等，使DC-DC变换器50的输出电压稳定化。
进而，数字信号处理电路13输入PFC变换器102的输入电压检测电路11的检测电压、输出电压检测电路12的检测电压、以及电流检测用电阻R4的电压降，对将与它们对应的接通期间以及断开期间的开关控制信号提供给开关元件Q1的栅极。即，对开关元件Q1进行控制，使得对于PFC变换器102的输入电流与输入电压的波形呈相似形状。另外，数字信号处理电路13经由绝缘电路17与负载60之间进行通信，并对负载60发送PFC变换器102以及DC-DC变换器50的状态，从负载60接收负载状态等，并反映到开关控制中。
数字信号处理电路13如后所述，在开关元件Q1的断开期间中读取开关元件电压检测电路14的检测电压，并根据开关元件Q1的两端电压的变化来判定动作模式。
图7是表示基于所述数字信号处理电路13的动作模式判定的方法的图。
通过在开关元件Q1的接通期间的中点对电流检测用电阻器R4的电压进行取样，来求取在开关元件Q1的接通期间流过电感器L1的电流的平均值ILav。另外，通过在开关元件Q1的断开前不久对开关元件电压检测电路14的检测电压进行取样，来求取流过电感器L1的电流的峰值ILp。
在电流连续模式的情况下，则如图7(A)所示，若开关元件Q1断开，则在断开期间二极管D1持续导通，因此开关元件Q1两端的电压成为PFC变换器102的输出电压Vo。
在电流不连续模式的情况下，则如图7(B)所示，直到到达开关元件Q1的接通为止二极管D1的导通结束，因此，因电路中的寄生电容器与变压器T1的初级绕组Lp的谐振，开关元件Q1两端的电压Vds降低。
因此，监测开关元件Q1的断开期间的两端电压Vds，若始终等于Vo，则视作电流连续模式，若Vds下降，则视作电流不连续模式。
若判定为电流连续模式，则通过在开关元件Q1的接通期间的中点的定时对流过电感器L1的电流进行取样，来求取流过电感器L1的电流的平均值ILav，并对开关元件Q1的接通时间Ton以及断开时间Toff进行控制，使得其值的变化呈正弦波形状。
另外，若判定为动作模式是电流不连续模式，则使开关元件Q1的接通时间Ton在整个商用电源周期内保持恒定。另外，该接通时间Ton根据输出电压来进行反馈控制。
在电流不连续模式下，使开关元件Q1的接通时间Ton在整个商用电源周期内保持恒定的控制方法与在第一实施方式中描述的方法相同。即，能够是(1)数字信号处理电路13在检测商用电源周期的同时，以商用电源周期为单位使接通时间变化的方法、(2)检测PFC变换器102的输出电压，使将其反馈到开关元件Q1的接通时间的长度的控制部(“电压补偿器”)的响应性钝化到商用电源周期水平的方法的任意一种。在用(2)的方法进行控制的情况下，图6所示的数字信号处理电路13可以将DC-DC变压器50的输出电压作为PFC变换器102的输出电压的比例值使用。
(第三实施方式)
图8是第三实施方式的开关电源装置202的电路图。
在图8中，开关电源装置202具备PFC变换器103以及DC-DC变换器50。在DC-DC变换器50的输出连接有负载60。
对PFC变换器103的输入端口P11-P12输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，并将DC-DC变换器50与输出部连接。PFC变换器103具备：对交流输入电源Vac进行全波整流的二极管桥B1；与二极管桥B1的输出连接的电感器L1；开关元件Q1；二极管D1；平滑电容器C1；与开关元件Q1串联连接的电流检测用电阻器R4；以及输入电压检测电路11。由电感器L1、开关元件Q1、二极管D1以及平滑电容器C1构成升压型斩波电路。
与图6所示的开关电源装置201不同之处在于，代替开关元件电压检测电路14，设置带辅助绕组的电感器L1的点。其他构成与图6所示的构成相同。
数字信号处理电路13如后所述，在开关元件Q1的断开期间中读取电感器L1的辅助绕组的电压，并根据该电压的变化来判定动作模式。
图9是表示基于所述数字信号处理电路13的动作模式判定的方法的图。
通过在开关元件Q1的接通期间的中点对电流检测用电阻R4的电压进行取样，来求取在开关元件Q1的接通期间流过电感器L1的电流的平均值ILav。
在电流连续模式的情况下，则如图9(A)所示，若开关元件Q1断开，则在断开期间二极管D1持续导通，因此辅助绕组的电压Vb成为PFC变换器103的输出电压Vo的、对应主绕组和辅助绕组之比的电压。
在电流不连续模式的情况下，则如图9(B)所示，直到开关元件Q1的接通为止二极管D1的导通结束，因此，因电感器L1的主绕组与电路中的寄生电容器的谐振，电感器L1的辅助绕组的电压Vb降低，并产生低于0V的时间点tz产生。
因此，监测电感器L1的辅助绕组的电压Vb，若在Q1的断开期间始终恒定，则视作电流连续模式，若存在成为0V的时间点或者存在成为负电压的状态，则视作电流不连续模式。
若判定为电流连续模式，则通过在开关元件Q1的接通期间的中点的定时对流过电感器L1的电流进行取样，来求取流过电感器L1的电流的平均值ILav，并对开关元件Q1的接通时间Ton以及断开时间Toff进行控制，使得其值的变化呈正弦波形状。
另外，若判定为动作模式是电流不连续模式，则使开关元件Q1的接通时间Ton在整个商用电源周期内保持恒定。另外，该接通时间Ton根据输出电压来进行反馈控制。
基于数字信号处理电路13的、在电流不连续模式时的控制方法与第一·第二实施方式的情况相同。
(第四实施方式)
图10是表示进行第四实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图。PFC变换器的构成与在第一实施方式中图2所示的结构相同。数字信号处理电路13基于在流过电感器L1的电流的规定定时的值来判定动作模式。
若是电流连续模式，则如图10(A)所示，在开关元件Q1的接通定时在电感器L1中流过电流ILb。若该电流值ILb不是0，则判定为电流连续模式。
另一方面，若是电流不连续模式，则在开关元件Q1的接通定时在电感器L1中的电流ILb是0。因此，若该电流值ILb是0，则判定为电流不连续模式或者临界模式。
若判定为电流不连续模式，则通过在开关元件Q1的接通期间的中点的定时对流过电感器L1的电流进行取样，来求取流过电感器L1的电流的平均值ILav，并对开关元件Q1的接通时间Ton以及断开时间Toff进行控制，使得其值的变化呈正弦波形状。
另外，若判定为动作模式是电流不连续模式，则使开关元件Q1的接通时间Ton在整个商用电源周期内保持恒定。另外，该接通时间Ton根据输出电压来进行反馈控制。
(第五实施方式)
图11是表示进行第五实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图。PFC变换器的构成与在第一实施方式中图2所示相同。数字信号处理电路13基于流过电感器L1的电流的变化来判定动作模式。
若将电感器L1的电感值表示为L，将从交流输入电源(商用电源)输入的交流电压表示为Vin，PFC变换器的输出电压表示为Vo，开关元件Q1的接通时间表示为Ton，断开时间表示为Toff，在开关元件Q1的接通期间流过电感器L1的电流的变化表示为ΔILon，在开关元件Q1的断开期间流过电感器L1的电流的变化表示为ΔILoff，则存在如下关系：
ΔILon＝(Vin/L)Ton...(2)
ΔILoff＝{(Vo-Vin)/L}Toff...(3)
若是电流连续模式，则如图11(A)所示，ΔILon＝ΔILoff。
若是电流不连续模式，则如图11(B)所示，ΔILon＜ΔILoff。然而，在电流不连续模式下，电流未必在断开时间Toff的整个期间流过电感器，所述ΔILoff是虚拟值。
图12是表示利用上述关系，用与开关元件Q1的接通期间的平均电流值ILav之间的差分的极性来判定动作模式的方法的图。
若是电流连续模式，则存在如下关系：
ILav＞ΔILoff/2
＝(1/2)×{(Vo-Vin)/L}Toff    …(4)
若是电流不连续模式，则存在如下关系：
ILav＜ΔILoff/2
＝(1/2)×{(Vo-Vin)/L}Toff    …(5)
因此，基于
Ij＝ILav-(1/2)×{(Vo-Vin)/L}Toff    …(6)
若Ij＞0，则判定为电流连续模式，
若Ij＜0，则判定为电流不连续模式。
所述开关元件Q1的接通期间的平均电流值ILav通过接通期间的中点的取样来求取。另外，Vo、Vin也通过取样来求取。由于所述电感器L1的电感值是已知的，因此基于它们的值来计算评估值Ij，并根据其极性判定来进行动作模式的判定。
(第六实施方式)
图13是表示进行第六实施方式的PFC变换器的动作模式的判定的方法的图。PFC变换器的构成与在第一实施方式中图2所示的结构相同。数字信号处理电路13基于流过电感器L1的电流的变化来判定动作模式。
在用ILp来表示开关元件Q1的断开前不久的峰值电流的情况下，则
若是电流连续模式，则存在如下关系：
ILp＞ΔILoff
＝{(Vo-Vin)/L}Toff    …(7)
若是电流不连续模式，则存在如下关系：
ILp＜ΔILoff
＝{(Vo-Vin)/L}Toff    …(8)
因此，基于
Ij＝ILp-{(Vo-Vin)/L}Toff  …(9)
若Ij＞0，则判定为电流连续模式，
若Ij＜0，则判定为电流不连续模式。
所述峰值电流ILp通过在开关元件Q1的断开前不久取样来求取。另外，Vo、Vin也通过取样来求取。由于所述电感器L1的电感值是已知的，因此基于它们的值来计算评估值Ij，并根据其极性判定来进行动作模式的判定。
(第七实施方式)
图14是第七实施方式的开关电源装置203的电路图。另外，图15是表示在PFC变换器104的4个定时的电流路径的图。
图14所示的PFC变换器104是不经由二极管桥而具备两个电感器和两个开关元件的、二极管无桥式PFC变换器。
在图14中，符号P11、P12是PFC变换器104的输入端，符号P21、P22是PFC变换器104的输出端。对输入端P11-P12输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，并将DC-DC变换器100与输出端P21-P22连接。
在DC-DC变换器100的输出连接有负载99，并由DC-DC变换器提供经过稳定化的直流电压。
在PFC变换器104的输入级设置输入电压检测电路11，并在一方的线上串联连接电感器L1。在电感器L1的后级连接有基于二极管D1、D2以及开关元件Q1、Q2的桥电路。在开关元件Q1、Q2的源极和接地之间连接有电流检测用电阻R21、R22。与桥电路的输出并联连接有由平滑电容器C1组成的平滑电路。
图15(A)是在交流输入电源的正半周期，开关元件Q1、Q2均处于接通状态时的电流路径，图15(B)是在交流输入电源的正半周期，开关元件Q1、Q2均处于断开状态时的电流路径。
另外，图15(C)是在交流输入电源的负半周期，开关元件Q1、Q2均处于接通状态时的电流路径，图15(D)是在交流输入电源的负半周期，开关元件Q1、Q2均处于断开状态时的电流路径。
在交流输入电源的正半周期，Q1、Q2处于接通状态时，电流以图15(A)所示的路径流动，在电感L1中蓄积励磁能，在Q1、Q2处于断开状态时，电流以图15(B)所示的路径流动，从电感器L1释放励磁能。此时，电流经由Q2的寄生二极管流动。同样，在交流输入电源的负半周期，开关元件Q1、Q2处于接通状态时，电流以图15(C)所示的路径流动，在电感器L1中蓄积励磁能，在Q1、Q2处于断开状态时，在图15(D)所示的定时，从电感器L1释放励磁能。此时，经由Q1的寄生二极管流过电流。
电流检测用电阻器R21是为了在交流输入电源的正半周期，检测在Q1的接通期间流过电感器L1的电流而设置的。另外，电流检测用电阻R22是为了在交流输入电源的负半周期，检测在Q2的接通期间流过电感器L1的电流而设置的。图11所示的数字信号处理电路13通过在开关元件Q1、Q2的接通期间的中央对电流检测用电阻R21、R22的电压降进行取样，来检测流过电感器L1的电流的平均值。
本发明也能同样适用于这样的二极管无桥式的PFC变换器。

Claims (9)

1.一种功率因数校正变换器，具备：
整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；
串联电路，其与所述整流电路的后级连接，包括电感器以及开关元件；
整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；
开关控制单元，其控制所述开关元件，使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压呈相似形状；和
电流检测单元，其检测流过所述电感器的电流，
所述功率因数校正变换器具有动作模式判定单元，该动作模式判定单元判定动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的哪一种，
所述开关控制单元，在所述动作模式是电流连续模式的情况下，控制所述开关元件，使得由所述电流检测单元检测出的、流过电感器的电流的平均值的变化呈正弦波形状，在所述动作模式是电流不连续模式的情况下，在整个所述交流输入电源的电压变化周期内控制所述开关元件的接通时间为恒定，使得流过所述电感器的电流的峰值的变化呈正弦波形状。
2.一种功率因数校正变换器，具备：
第一串联电路，其相对于输出端口并联连接，包括第一开关元件和第一整流元件；
电感器，其连接于所述第一开关元件和所述第一整流元件的连接点、与交流输入电源的第一输入端之间；
第二串联电路，其相对于所述输出端口并联连接，包括第二开关元件和第二整流元件，第二开关元件和第二整流元件的连接点与所述交流输入电源的第二输入端连接；
平滑电路，其相对于所述输出端口并联连接；
开关控制单元，其控制所述开关元件，使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流输入电源电压呈相似形状；和
电流检测单元，其检测流过所述电感器的电流，
所述功率因数校正变换器具有动作模式判定单元，该动作模式判定单元判定动作模式是电流连续模式、电流不连续模式中的哪一种，
所述开关控制单元，在所述动作模式是电流连续模式的情况下，控制所述开关元件，使得由所述电流检测单元检测出的、流过电感器的电流的平均值的变化呈正弦波形状，在所述动作模式是电流不连续模式的情况下，在整个所述交流输入电源的电压变化周期内控制所述开关元件的接通时间为恒定，使得流过所述电感器的电流的峰值的变化呈正弦波形状。
3.根据权利要求1或2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述动作模式判定单元在将所述电感器的电感值设为L，所述交流电压设为Vin，所述功率因数校正变换器的输出电压设为Vo，所述开关元件的接通期间设为Ton，断开期间设为Toff的情况下，若将由所述电流检测单元在所述开关元件的接通期间的中点取样的电流的检测值设为ILav，则
将ILav-(1/2)×{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为正时判定为电流连续模式，
将ILav-(1/2)×{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为负时判定为电流不连续模式。
4.根据权利要求1或2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述动作模式判定单元在将所述电感器的电感值设为L，所述交流电压设为Vin，所述功率因数校正变换器的输出电压设为Vo，所述开关元件的接通期间设为Ton，断开期间设为Toff的情况下，若将由所述电流检测单元在所述开关元件的接通期间的终点取样的电流的检测值设为ILp，则
将ILp-{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为正时判定为电流连续模式，
将ILp-{(Vo-Vin)/L}×Toff实质上为负时判定为电流不连续模式。
5.根据权利要求1或2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述动作模式判定单元，在由所述电流检测单元检测出的在所述开关元件的断开期间的中点取样的电流的检测值小于由所述电流检测单元检测出的在所述开关元件的接通期间的中点取样的电流的检测值时，判定为电流不连续模式，而在除此以外时，判定为电流连续模式。
6.根据权利要求1或2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述功率因数校正变换器具备检测所述开关元件的两端间的电压的开关元件电压检测电路，
所述动作模式判定单元根据在所述开关元件的断开期间中由所述开关元件电压检测电路检测的电压的变化来进行判定。
7.根据权利要求1或2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述功率因数校正变换器具备与所述电感器耦合的辅助绕组，所述动作模式判定单元通过在所述开关元件的断开期间中在所述辅助绕组产生的电压的变化来进行判定。
8.根据权利要求1或2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述动作模式判定单元基于由所述电流检测单元取样的、所述开关元件在接通前不久的电流值，来进行判定。
9.根据权利要求1～8中任一项所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述开关控制单元以及所述动作模式判定单元由数字信号处理器构成，该数字信号处理器保持通过所述电流检测单元检测出的数字值。
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