CN102349241A - 用于多用户、多天线的无线发射***的预编码装置 - Google Patents

Abstract

一种用于多接收端的多天线无线发射装置，该装置包括：信道特征获取单元，用于获取发射方天线和接收方天线之间的无线发射信道的特征参数；系数计算器，用于使用无线传输信道的特征参数来计算被配置的系数，以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率；以及预编码器，用于将输入信号与矩阵相乘并输出输出信号，其中矩阵的元素为由系数计算器计算出的系数。该输出信号将从发射方天线被发射至接收方天线。

Description

用于多用户、多天线的无线发射***的预编码装置

技术领域

本发明的实施方式涉及使用多天线的无线发射技术，更具体地，涉及可以应用于多用户、多天线的无线发射***的预编码技术。

背景技术

为了更有效地使用有限的频带，开发出使用多天线的多输入多输出(MIMO)技术。该MIMO技术混合了空时编码。空时编码为信号预处理，来以重叠方式发射输入信号或通过多天线暂时空间上分离并发射输入信号。

在MIMO技术中，空间分集方案通过多天线以重叠方式发射信息，而空间多路复用方案使用多天线通过分割以及发射分割的信息来扩展信道。

以下描述涉及用于支持多用户、多输入多输出(MU-MIMO)发射的预编码技术，其中，发射端通过多天线发射信息给多用户以及每个用户通过至少一个单独的天线接收信号。

通常，MU-MIMO发射有助于增加***的发射容量和更有效的带宽分配。然而，如果未在接收端使用多天线，则由于信号之间的干扰可能无法确保信号的接收和解码性能。

图1示出了用于通过两个发射天线发射信息至两个具有单个天线的用户的示例性多输入多输出(MIMO)***。在图1中，s₀和s₁表示将通过两个天线被发射的信号，h₀至h₃表示衰减特征参数，而r₀和r₁表示由用户接收到的信号。同样，连接天线的实线表示信息发射至预期的用户的路径，而天线之间的虚线表示由于干扰，信息通过虚线被发射至非预期用户的路径。

在图1所示的MIMO***中，每个用户还接收预期将被传递至不同用户的信号。如果非预期的信号以相对大的值被接收，其可能更难恢复期望的信息。在这个实例中，接收的信号r₀和r₁可以由下面的等式表示。

$\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_2& h_3\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_0\\ {\mathrm{\η}}_1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{h}_0{s}_0+h_1{s}_1\\ h_2{s}_0+h_3{s}_1\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_0\\ {\mathrm{\η}}_1\end{array}\right)$

在等式中，如果h₀和h₃显著大于h₂或h₁，信息发射可以被更有效地执行。但是如果h₀和h₃不是显著大于h₂或h₁，则由于干扰，解码性能可能恶化。

图2示出了信息通过波束成形被发射至两个用户的实例。在图2中，虚线表示形成的波束的轮廓。在这个实例中，通过信号发射的方向来识别用户。当用户位于与发射端不同的方向时，可能更有效的信息发射，但是如果用户位于相同方向或相似方向时，如图2所示，信号之间的干扰仍然可能出现，这样的干扰可以降低接收到的信号的恢复性能。

发明内容

本发明示例性实施例提供了一种预编码器，该预编码器可以适用于各种信道状态，并且当通过多天线发射信号时，可以向用户提供信号接收性能。

本发明的其他特点将在下文的描述中阐述，一部分从描述中将变得显而易见或者可以从本发明的实践中获得。

本发明的示例性实施例公开了一种用于基于多输入多输出(MIMO)方案的无线发射端的预编码器，该预编码器被配置成将输入信号与矩阵相乘，以及输出无线发射乘积，该预编码器矩阵具有被配置的系数，以便发射方设置在接收方发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率。

本发明示例性实施例公开了一种多天线无线发射装置，该装置包括：信道特征获取单元，被配置成获取发射方天线和接收方天线之间的无线发射信道的特征参数；系数计算器，被配置成使用无线发射信道的特征参数来计算被配置的系数，以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率；以及预编码器，被配置成将输入信号与矩阵相乘并输出发射乘积至接收方天线，其中矩阵的元素为由系数计算器计算出的系数。

本发明示例性实施例公开了一种用于从基于多输入多输出(MIMO)方案的无线发射端发射发射信号的方法。该方法包括：获取发射方天线和接收方天线之间的发射信道的特征参数，计算被配置的系数，以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率；将输入信号与矩阵相乘以生成输出信号，其中该矩阵的元素为所述系数；以及从发射方天线输出发射的输出信号至接收方天线。

可以理解的是，本发明的上述一般性描述和以下的具体描述都是示例性的和说明性的，并且旨在提供对所要求的本发明的进一步解释。

附图说明

附图被包括用来提供对本发明的进一步理解，并结合于此而构成说明书的一部分，解释说明本发明的实施方式，并且连同描述一起来解释本发明的原理。

图1示出了用于通过两个发射天线发射信息至两个用户的示例性多输入多输出(MIMO)***；

图2示出了通过波束成型将信息发射至两个用户的实例；

图3示出了根据示例性实施方式的包括预编码器的多用户、多天线的无线发射/接收***；

图4示出了根据示例性实施方式的用于2x2MU-MIMO***的预编码矩阵；以及

图5为根据示例性实施方式的包括预编码器的多用户、多天线的无线发射/接收***的详细视图。

具体实施方式

现在将参照附图在下文中更全面地描述示例性实施方式，附图中示出了示例性实施方式。但是，这些公开内容可以表现为不同的形式，并不局限于本文所阐述的示例性实施方式。更确切地，提供这些示例性实施例被以便这些公开内容将是全面和完整的，且对于本领域技术人员而言将全面表达这些公开内容的范围。本文中描述的***、装置和/或方法的各种变化、改变和等同替换将很可能给本领域普通技术人员启示。在整个附图和具体描述中，元件、特征和结构被由相同的附图标记表示，并且为了清晰和方便，附图中某些元件的尺寸和比例可以被夸大。

当使用预编码器时，在接收端的接收信号与干扰加噪声比(SINR)为不容易分析的复杂形式。因此，如果接收端必须处理构造为被配置以设置或最大化SINR的预编码矩阵时，则由于预编码矩阵的元件可以相对于信道特征参数不可微分，计算复杂。

根据示例性实施方式，发射方可以计算预编码矩阵，该预编码矩阵被配置以设置发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率，该预编码矩阵提供了封闭解(closed form solution)，因此能够在各种信道状态下响应。更具体地，发射方可以计算被配置的预编码矩阵，以根据某一假设最大化该比率。通过引入发射SINR的这个概念，发射侧的预编码器可以被配置以通过连续的优化将接收SINR更改为最简形式，以及然后通过相位优化确定接收SINR。

以下描述涉及预编码器，该预编码器被设计为在假设用户应该接收恒定接收SINR的情况下，设置由接收端接收的信号的SINR的平均值。

图3示出了根据示例性实施方式的包括预编码器100的多用户、多天线的无线发射/接收***。用于基于多用户多输入多输出(MU-MIMO)方案的无线发射端的预编码器100，具有被配置的系数，以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声的强度的比率。在图3中，S₀和S₁表示将被发射的信号(也称作发射信号)，h₀至h₃表示各个信道的衰减特征参数，而r₀和r₁表示由接收端接收到的信号。并且，在图3中，连接天线的实线表示用于信息发射的预期路径，而天线之间的虚线表示发生干扰的路径

参照图3，当预编码器100的系数矩阵由矩阵C表示时，发射和接收关系可以如下表示：

R＝H    C    S+N

$\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_2& h_3\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{c}_0& c_1\\ c_2& c_3\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_0\\ {\mathrm{\η}}_1\end{array}\right)---\left(1\right)$

或者

$\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_0{c}_0+h_1{c}_2& h_0{c}_1+h_1{c}_3\\ h_2{c}_0+h_3{c}_2& h_2{c}_1+h_3{c}_3\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_0\\ {\mathrm{\η}}_1\end{array}\right)---\left(2\right)$

这里，η₀和η₁为噪声分量。

在这种情况下，由接收端接收的信号的SINR可以如下表示。

${\mathrm{SINR}}_0=\frac{(h_0{c}_0+h_1{c}_2){(h_0{c}_0+h_1{c}_2)}^{*}}{(h_0{c}_1+h_1{c}_3+{\mathrm{\η}}_0){(h_0{c}_1+h_1{c}_3+{\mathrm{\η}}_0)}^{*}}$

${\mathrm{SINR}}_1=\frac{(h_2{c}_1+h_3{c}_3){(h_2{c}_1+h_3{c}_3)}^{*}}{(h_2{c}_0+h_3{c}_2+{\mathrm{\η}}_1){(h_2{c}_0+h_3{c}_2+{\mathrm{\η}}_1)}^{*}}---\left(3\right)$

上述等式可以通过应用平均SINR被改写如下。

${\mathrm{SINR}}_0=\frac{(h_0{c}_0+h_1{c}_2){(h_0{c}_0+h_1{c}_2)}^{*}}{(h_0{c}_1+h_1{c}_3){(h_0{c}_1+h_1{c}_3)}^{*}+{\mathrm{\σ}}_0^2}$

${\mathrm{SINR}}_1=\frac{(h_2{c}_1+h_3{c}_3){(h_2{c}_1+h_3{c}_3)}^{*}}{(h_2{c}_0+h_3{c}_2){(h_2{c}_0+h_3{c}_2)}^{*}+{\mathrm{\σ}}_1^2}---\left(4\right)$

这里，

表示在接收端n的接收到的信号的噪声。

由于SINR(SINR₀和SINR₁)是接收端的接收SINR，被作为包括四个复合变量的函数给出，且相对于c₀至c₃不可微分，用于达到期望SINR的c₀至c₃的值可以通过复合计算来计算。这样的计算可以是很复杂或费时的。

当前的实施方式公开了以封闭解的形式计算的方法，预编码被配置以设置接收SINR。预编码器执行这样的预编码可以更适合于各种信道状态。

在当前实施方式中，发射SINR在下述等式中被定义。

因此，发射SINR可以如下表示。s_n

${\mathrm{SINR}}_0^{\mathrm{tx}}=E\left[\frac{(h_0{c}_0+h_1{c}_2){(h_0{c}_0+h_1{c}_2)}^{*}}{(h_2{c}_0+h_3{c}_2+{\mathrm{\η}}_1){(h_2{c}_0+h_3{c}_2+{\mathrm{\η}}_1)}^{*}}\right]=\frac{(h_0{c}_0+h_1{c}_2){(h_0{c}_0+h_1{c}_2)}^{*}}{(h_2{c}_0+h_3{c}_2){(h_2{c}_0+h_3{c}_2)}^{*}+{\mathrm{\σ}}_1^2}$

${\mathrm{SINR}}_1^{\mathrm{tx}}=E\left[\frac{(h_2{c}_1+h_3{c}_3){(h_2{c}_1+h_3{c}_3)}^{*}}{(h_0{c}_1+h_1{c}_3+{\mathrm{\η}}_0){(h_0{c}_1+h_1{c}_3+{\mathrm{\η}}_0)}^{*}}\right]=\frac{(h_2{c}_1+h_3{c}_3){(h_2{c}_1+h_3{c}_3)}^{*}}{(h_0{c}_1+h_1{c}_3){(h_0{c}_1+h_1{c}_3)}^{*}+{\mathrm{\σ}}_0^2}---\left(6\right)$

如果接收SINR表示为：

${\mathrm{SINR}}_0=\frac{B}{A}$ ${\mathrm{SINR}}_1=\frac{D}{C}---\left(7\right)$

发射SINR可以定义为如下。

${\mathrm{SINR}}_0^{\mathrm{tx}}=\frac{B}{C}$ ${\mathrm{SINR}}_1^{\mathrm{tx}}=\frac{D}{A}---\left(8\right)$

在这种情况下，进行发射控制以满足

由于通过最小化发射SINR给出

和可以计算出满足

的c₀至c₃值以及最大化的

图4是解释用于计算在2x2MU-MIMO***中使用的预编码矩阵的系数的方法的视图。在这个实例中，第一步骤可以是计算c₀的值，第二步骤可以是将c₀值与列间倍增因数(inter-column multiplication factor)β相乘。第三步骤可以是将c₀值和第二步骤的乘积分别与第一行间倍增因数α₀e^jθ0和第二行间倍增因数α₁e^jθ1相乘以分别确定第三和第四系数c₂和c₃。第四系数c₃可以通过将c₀值与行间倍增因数α₀e^jθ0以及列间倍增因数β顺序相乘来确定。由于倍增因数以信道参数的封闭解形式实现，所以预编码矩阵的系数c_n可以被更容易地计算。

通过使用图4所示的预编码矩阵，可以使用这里所示的三角函数来定义发射SINR。

${\mathrm{SINR}}_0^{\mathrm{tx}}=\frac{2\mathrm{Re}\left(h_0^{*}{h}_1\right){\mathrm{\α}}_0\cos {\mathrm{\θ}}_0+2\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1\right){\mathrm{\α}}_0\sin {\mathrm{\θ}}_0+{\mathrm{\α}}_0^2{h}_3{h}_3^{*}+h_0{h}_0^{*}}{2\mathrm{Re}\left(h_2^{*}{h}_3\right){\mathrm{\α}}_0\cos {\mathrm{\θ}}_0+2\mathrm{Im}\left(h_2^{*}{h}_3\right){\mathrm{\α}}_0\sin {\mathrm{\θ}}_0+{\mathrm{\α}}_0^2{h}_3{h}_3^{*}+{\mathrm{\σ}}_1^2(1+{\mathrm{\α}}_0^2)+h_2{h}_2^{*}}$

${\mathrm{SINR}}_1^{\mathrm{tx}}=\frac{2\mathrm{Re}\left(h_2^{*}{h}_3\right){\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_1+2\mathrm{Im}\left(h_2^{*}{h}_3\right){\mathrm{\α}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\α}}_1^2{h}_3{h}_3^{*}+h_2{h}_2^{*}}{2\mathrm{Re}\left(h_0^{*}{h}_1\right){\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_1+2\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1\right){\mathrm{\α}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\α}}_1^2{h}_1{h}_1^{*}+{\mathrm{\σ}}_0^2(1+{\mathrm{\α}}_1^2)+h_0{h}_0^{*}}---\left(9\right)$

上述等式相对于α_n和θ_n可微分。通过相对于每个α_n和θ_n对

和

偏微分(partially differentiated)，可以计算

和

的最大值。

并且，上述变量以下面的封闭形式给出。

$H_0=h_0{h}_0^{*}$ $H_1=h_3{h}_3^{*}+{\mathrm{\σ}}_1^2$ $H_2={\mathrm{\σ}}_1^2+h_2{h}_2^{*}$ $H_3=h_3{h}_3^{*}$

$J_0=h_2{h}_2^{*}$ $J_1=h_1{h}_1^{*}+{\mathrm{\σ}}_0^2$ $J_2={\mathrm{\σ}}_0^2+h_0{h}_0^{*}$ $J_3=h_1{h}_1^{*}---\left(10\right)$

如果

和

相对于α_n和θ_n偏微分，则可以如下计算根据特定假设最大化发射SINR的α_n和θ_n的值。

${\mathrm{\α}}_0=\sqrt{\frac{(h_2^{*}{h}_3{H}_0-h_0^{*}{h}_1{H}_2)(1-C)}{(h_2^{*}{h}_3{H}_3-h_0^{*}{h}_1{H}_1)(1+C)}}$ $C=\frac{H_2{H}_3-H_3^2-{\mathrm{\σ}}_1^2{H}_0}{2\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}$

${\mathrm{\α}}_1=\sqrt{\frac{(h_0^{*}{h}_1{J}_0-h_2^{*}{h}_3{J}_2)(1-T)}{(h_0^{*}{h}_1{J}_3-h_2^{*}{h}_3{J}_1)(1+T)}}$ $T=\frac{J_2{J}_3-J_3^2-{\mathrm{\σ}}_0^2{J}_0}{2\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}$

${\mathrm{\θ}}_0={\sin }^{-1}\left(\frac{2{\mathrm{\α}}_0\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}{|h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_0^2{H}_1+H_2)-h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_0^2{H}_3+H_0)|}\right)-\mathrm{\φ}(h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_0^2{H}_1+H_2)-h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_0^2{H}_3+H_0))$

${\mathrm{\θ}}_1={\sin }^{-1}\left(\frac{2{\mathrm{\α}}_1\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}{|h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_1^2{J}_1+H_2)-h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_1^2{J}_3+J_0)|}\right)-\mathrm{\φ}(h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_1^2{J}_1+J_2)-h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_1^2{J}_3+J_0))---\left(11\right)$

这里，Φ(c)为复数c的相位。

并且，由于c₁＝βc₀以及

或AD＝BC，β可以被改写如下。

$\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0}){(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0})}^{*}\{(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0}){(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0})}^{*}+(1+{\mathrm{\α}}_0^2){\mathrm{\σ}}_1^2\}}{(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1}){(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1})}^{*}\{(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1}){(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1})}^{*}+(1+{\mathrm{\α}}_1^2){\mathrm{\σ}}_0^2\}}}---\left(12\right)$

在这时，如果设置

则计算出下面的结果。

$c_0=\sqrt{\frac{c_{0,\mathrm{ini}}^2+c_{1,\mathrm{ini}}^2}{1+{\mathrm{\β}}^2}}$ $c_1=\mathrm{\β}\sqrt{\frac{(c_{0,\mathrm{ini}}^2+c_{1,\mathrm{ini}}^2)}{1+{\mathrm{\β}}^2}}$

$c_{1,\mathrm{ini}}=\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}_1^2}$ $c_{0,\mathrm{ini}}=\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}_0^2}$

相应地，通过上述变换，编码器100的系数计算如下。

$c_0=\sqrt{\frac{c_{0,\mathrm{ini}}^2+c_{1,\mathrm{ini}}^2}{1+{\mathrm{\β}}^2}}$ $c_1=\mathrm{\β}\sqrt{\frac{(c_{0,\mathrm{ini}}^2+c_{1,\mathrm{ini}}^2)}{1+{\mathrm{\β}}^2}}$

$c_2={\mathrm{\α}}_0{c}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0}$ $c_3={\mathrm{\α}}_1{c}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1}$

图5是根据示例性实施方式的包括预编码器100的多用户、多天线的无线发射/接收***的更详细的视图。如图5所示，多天线无线发射装置包括信道特征获取单元300、系数计算器500以及预编码器100，该信道特征获取单元300用来获取发射方天线与接收方天线之间的无线发射信道的特征参数，该系数计算器500用来使用无线发射信道的特征参数的函数来计算系数，该系数被配置以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率，以及该预编码器100用来将输入信号与矩阵相乘以及用来输出乘积，其中该矩阵的元素为由系数计算器500计算出的系数。例如，发射方可以最大化在接收方的发射信号的接收功率与发射信号的干扰和噪声强度的比率。

系数计算器500包括倍增因数计算器510、第一系数计算器530和矩阵计算器550。倍增因数计算器510用来计算列间倍增因数和行间倍增因数，第一系数计算器530用来使用无线发射信道的特征系数的函数来计算矩阵的第一系数，矩阵计算器550用来通过将第一系数与列间倍增因数相乘、将第一系数与行间倍增因数相乘、以及将第一系数与列间倍增因数和行间倍增因数相乘来计算矩阵的剩余系数。例如，矩阵计算器550可以通过将第一系数与第一行间倍增因数和列间倍增因数或与列间倍增因数和第二行间倍增因数顺序相乘来计算矩阵的最后的系数。

信道特征获取单元300可以在均匀设置的时间间隔获取信道特征参数，以便基站的发射端与单元中存在的接收端通信。倍增因数计算器510计算图4所示的列间和行间倍增因数。第一系数计算器530计算矩阵的四个元素中的c₀值。矩阵计算器550通过将c₀值与上述列间和/或行间倍增因数相乘来计算矩阵剩余元素的值。

预编码器100使用预编码矩阵处理输入信号并通过发射端发射由此产生的信号。

基于使用两个发射天线来发射信息至两个用户的MIMO***实现了上述实施方式，但是本发明并不限定于所示和所描述的这个***。本领域技术人员应该理解，通过使用本说明书中提出的方法，可以容易地实现预编码器以将其被应用于常规MIMO***或实现预编码器的其它***中，该常规MIMO***通过N个发射天线发射信号至1到N个用户。

本申请要求于2009年3月16日提交的第10-2009-22358号韩国专利申请的优先权和权益，其全部内容出于全部目的通过引用结合于此。

尽管已经示出和描述了示例性实施方式，但是本领域技术人员应该理解，在不脱离所附权利要求书及其等同替换所限定的本公开内容的精神和范围的情况下，可以对其形式和细节做各种改变。因此，只要修改落入所附权利要求书及其等同替换的范围内，他们就不应该误解为脱离本方面自身的范围。

Claims (13)

1.一种用于基于多输入多输出(MIMO)方案的无线发射端的预编码器，该预编码器被配置成将输入信号与矩阵相乘，以及输出无线发射乘积，所述预编码器矩阵具有被配置的系数，以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与该发射信号的干扰和噪声强度的比率。

2.根据权利要求1所述的预编码器，该预编码器应用于2x2MIMO***，其中该预编码器的所述系数为：

$\left[\begin{array}{cc}{c}_0& c_1\\ c_2& c_3\end{array}\right]$

其中c₀为使用发射方天线与接收方天线之间的无线发射信道的特征参数确定的矩阵的第一系数，c₁被确定为所述第一系数与列间倍增因数的乘积，c₂被确定为所述第一系数与第一行间倍增因数的乘积，以及c₃被确定为所述第一系数、所述列间倍增因数、以及所述第一行间倍增因数和第二行间倍增因数中的一者的乘积。

3.根据权利要求2所述的预编码器，其中，c₁＝β×c₀，c₂＝α₀e^jθ0×c₀，以及c₃＝α₁e^jθ1×c₁，β为所述列间倍增因数，α₀e^jθ0为所述第一行间倍增因数，而α₁e^jθ1为所述第二行间倍增因数。

4.根据权利要求3所述的预编码器，其中，

$\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0}){(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0})}^{*}\{(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0}){(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_0{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0})}^{*}+(1+{\mathrm{\α}}_0^2){\mathrm{\σ}}_1^2\}}{(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1}){(h_2+h_3{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1})}^{*}\{(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1}){(h_0+h_1{\mathrm{\α}}_1{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1})}^{*}+(1+{\mathrm{\α}}_1^2){\mathrm{\σ}}_0^2\}}}$

$c_0=\sqrt{\frac{c_{0,\mathrm{ini}}^2+c_{1,\mathrm{ini}}^2}{1+{\mathrm{\β}}^2}}$ $c_{1,\mathrm{ini}}=\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}_1^2}$ $c_{0,\mathrm{ini}}=\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}_0^2}$

${\mathrm{\α}}_0=\sqrt{\frac{(h_2^{*}{h}_3{H}_0-h_0^{*}{h}_1{H}_2)(1-C)}{(h_2^{*}{h}_3{H}_3-h_0^{*}{h}_1{H}_1)(1+C)}}$ ${\mathrm{\α}}_1=\sqrt{\frac{(h_0^{*}{h}_1{J}_0-h_2^{*}{h}_3{J}_2)(1-T)}{(h_0^{*}{h}_1{J}_3-h_2^{*}{h}_3{J}_1)(1+T)}}$

$C=\frac{H_2{H}_3-H_3^2-{\mathrm{\σ}}_1^2{H}_0}{2\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}$ $T=\frac{J_2{J}_3-J_3^2-{\mathrm{\σ}}_0^2{J}_0}{2\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}$

${\mathrm{\θ}}_0={\sin }^{-1}\left(\frac{2{\mathrm{\α}}_0\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}{|h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_0^2{H}_1+H_2)-h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_0^2{H}_3+H_0)|}\right)-\mathrm{\φ}(h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_0^2{H}_1+H_2)-h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_0^2{H}_3+H_0))$

${\mathrm{\θ}}_1={\sin }^{-1}\left(\frac{2{\mathrm{\α}}_1\mathrm{Im}\left(h_0^{*}{h}_1{h}_2{h}_3^{*}\right)}{|h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_1^2{J}_1+H_2)-h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_1^2{J}_3+J_0)|}\right)-\mathrm{\φ}(h_2^{*}{h}_3({\mathrm{\α}}_1^2{J}_1+J_2)-h_0^{*}{h}_1({\mathrm{\α}}_1^2{J}_3+J_0))$

Φ(c)为复数c的相位，

$H_0=h_0{h}_0^{*}$ $H_1=h_3{h}_3^{*}+{\mathrm{\σ}}_1^2$ $H_2={\mathrm{\σ}}_1^2+h_2{h}_2^{*}$ $H_3=h_3{h}_3^{*}$

$J_0=h_2{h}_2^{*}$ $J_1=h_1{h}_1^{*}+{\mathrm{\σ}}_0^2$ $J_2={\mathrm{\σ}}_0^2+h_0{h}_0^{*}$ $J_3=h_1{h}_1^{*},$ 以及其中发射和接收关系表示为：

R＝H    C    S+N

$\left(\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_2& h_3\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{c}_0& c_1\\ c_2& c_3\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_0\\ {\mathrm{\η}}_1\end{array}\right)$

5.根据权利要求1所述的预编码器，其中，所述预编码器矩阵具有被配置的系数，以便发射方最大化在接收方的发射信号的接收功率与该发射信号的干扰和噪声强度的比率。

6.一种多天线无线发射装置，该多天线无线发射装置包括：

信道特征获取单元，被配置成获取发射方天线与接收方天线之间的无线发射信道的特征参数；

系数计算器，被配置成使用所述无线发射信道的所述特征参数来计算被配置的系数，以便所述发射方设置在所述接收方的发射信号的接收功率与该发射信号的干扰和噪声强度的比率；以及

预编码器，被配置成将输入信号与矩阵相乘并输出发射乘积至所述接收方天线，其中所述矩阵的元素为由所述系数计算器计算出的所述系数。

7.根据权利要求6所述的多天线无线发射装置，其中所述系数计算器包括：

倍增因数计算器，被配置成计算列间倍增因数和行间倍增因数；

第一系数计算器，被配置成使用所述无线发射信道的所述特征参数计算所述矩阵的第一系数；以及

矩阵计算器，被配置成通过将所述第一系数与所述列间倍增因数相乘、将所述第一系数与所述行间倍增因数相乘、以及将所述第一系数分别与所述列间倍增因数和所述行间倍增因数相乘来计算所述矩阵的剩余系数。

8.根据权利要求6所述的多天线无线发射装置，其中所述系数被配置，以便所述发射方最大化在所述接收方的发射信号的接收功率与该发射信号的干扰和噪声强度的比率。

9.根据权利要求6所述的多天线无线发射装置，其中所述系数为：

$\left[\begin{array}{cc}{c}_0& c_1\\ c_2& c_3\end{array}\right]$

其中c₀为使用所述无线发射信道的所述特征参数确定的矩阵的第一系数，c₁被确定为所述第一系数与列间倍增因数的乘积，c₂被确定为所述第一系数与第一行间倍增因数的乘积，以及c₃被确定为所述第一系数、所述列间倍增因数、以及所述第一行间倍增因数和第二行间倍增因数中的一者的乘积。

10.一种用于从基于多输入多输出(MIMO)方案的无线发射端发射发射信号的方法，该方法包括：

获取发射方天线与接收方天线之间的发射信道的特征参数；

计算被配置的系数，以便发射方设置在接收方的发射信号的接收功率与该发射信号的干扰和噪声强度的比率；

将输入信号与矩阵相乘以生成输出信号，其中所述矩阵的元素为所述系数；以及

从所述发射方天线输出用于发射的所述输出信号至所述接收方天线。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，计算所述系数还包括：

计算列间倍增因数和行间倍增因数；

使用所述发射信道的所述特征参数计算所述系数的第一系数；以及

分别通过将所述第一系数与所述列间倍增因数相乘、将所述第一系数与所述行间倍增因数相乘、以及将所述第一系数分别与所述列间倍增因数和所述行间倍增因数相乘来计算的剩余系数。

12.根据权利要求10所述的方法，其中所述系数被配置，以便发射方最大化在接收方的发射信号的接收功率与该发射信号的干扰和噪声强度的比率。

13.根据权利要求10所述的方法，其中所述系数为：

$\left[\begin{array}{cc}{c}_0& c_1\\ c_2& c_3\end{array}\right],$ 其中c₀为使用所述发射信道的所述特征参数确定的矩阵的第一系数，c₁被确定为所述第一系数与列间倍增因数的乘积，c₂被确定为所述第一系数与第一行间倍增因数的乘积，以及c₃被确定为所述第一系数、所述列间倍增因数、以及所述第一行间倍增因数和第二行间倍增因数中的一者的乘积。

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