CN102299891B - 多业务分级传输的信号调制解调方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多业务分级传输的信号调制解调方法及***，涉及数字信号传输技术领域，包括以下步骤：A1：对高优先级的数据流进行处理；A2：对低优先级的数据流进行处理；A3：将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中。本发明通过对高优先级的数据流进行差分调制，在不影响传输业务的性能的情况下，实现了增加一路业务的传输，另外，还可在本方案的基础上利用时分复用或频分复用，实现更灵活的多路业务传输。

Description

多业务分级传输的信号调制解调方法及***

技术领域

本发明涉及数字信号传输技术领域，特别涉及一种多业务分级传输的信号调制解调方法及***。

背景技术

我国数字电视整体正处在加速发展的时期，三种传输方式(有线电视广播、地面数字无线广播和数字卫星广播)都蓄势待发。其中，地面数字电视由于覆盖范围广、普及程度高，在城郊及农村地区的广播电视传播方面具有重要作用。地面数字电视不仅成为国家满足人民娱乐生活的重要工程，其产业开发前景也颇值得期待。例如在香港，数字地面电视广播已于2007年12月起，开始采用中国的数字电视广播DMB-T/H制式广播节目。

数字电视地面广播是一种宽带无线传输的***，面临着由多径信道引起的频率选择性衰落。为了对抗这种衰落，正交频分复用技术(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)将信道分成若干正交子信道，把高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输。每个子信道上的信号带宽都远小于信道的相关带宽，因此每个子信道都可近似看成是平坦衰落，从而可以消除这种频率选择性衰落。正是由于OFDM在对抗频率选择性衰落方面具有独特的优势，它被广泛的应用与各种无线传输***中，例如WIMAX、WLAN。目前，有三种常用的OFDM技术，循环前缀的OFDM(CP-OFDM)，零填充的OFDM(ZP-OFDM)，时域同步的OFDM(TDS-OFDM)。其中，TDS-OFDM通过时域和频域混合处理，简单方便地实现了快速码字捕获和稳健的同步跟踪，已经成为中国地面数字电视广播标准的核心技术，形成了与欧、日多载波技术不同的自主核心技术。另外，发射分集也是一种可以大大改善数字电视地面广播***性能的技术。利用空频编码，在不同天线发射信号之间引入时域和空域相关，综合利用时域和空域二维信息实现发射分集，可以同时从***的整体出发提高多径衰落信道的通信质量和数量。

经过近几年的迅猛发展，数字地面电视广播的应用范围越来越广，其所提供的业务仍以固定接收的电视业务为主。但是，目前的广播业务需求中，新的业务不断地涌现。例如，为手机、PDA、笔记本电脑等移动的便携式设备提供移动电视节目或数据信息服务。因此，我们设计的新一代广播***时需要能够支持高清晰电视和移动电视这二种不同业务的同时广播。高清晰度电视(High DefinitionTelevision，HDTV)是一种新的电视业务，其水平和垂直清晰度是常规电视的两倍左右，配有多路环绕立体声。现有的HDTV三种显示分辨率格式分别是：720P(1280×720，逐行)、1080i(1440×1080，隔行)和1080P(1920×1080，逐行)，需要较高的传输速率。移动电视是指以一切可以以移动方式收看电视节目的技术或应用，这就包括了公共汽车、手机等其它可移动物体，其中800×480的显示分辨率已算是高清高亮的手机电视，其传输速率相对比较低。

因此支持类似于高清电视和移动电视这种，需要实现具有不同的传输速率和接收条件的多种业务的分级传输。实现这种传输的方法有很多种，例如通过分级调制的方法，但是其接收机在分离二种业务时复杂度比较高，也有的是通过划分时频资源块，但是造成***的容量下降。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是：如何在不影响传输业务的性能的情况下，实现增加一路业务的传输。

(二)技术方案

为解决上述技术问题，本发明提供了一种多业务分级传输的信号调制方法，包括以下步骤：

A1：对高优先级的数据流进行处理；

A2：对低优先级的数据流进行处理；

A3：将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中。

优选地，步骤A1具体包括以下步骤：

A11：对所述高优先级的数据流进行预处理，以获得待传输的高优先级符号；

A12：使用所述高优先级符号对上一组的基础序列对进行差分调制，以获得当前组的基础序列对；

A13：对所述当前组的基础序列对进行空时或空频编码，以获得各个发射天线的待发送时域训练序列。

优选地，步骤A2具体包括以下步骤：

A21：对所述低优先级的数据流进行预处理，以获得待传输的低优先级符号；

A22：对所述低优先级符号进行空频编码，以获得待发送的频域数据块；

A23：对所述频域数据块进行反傅里叶变换，以获得各个发射天线的待发送时域数据块。

优选地，步骤A3具体包括以下步骤：

A31：将所述各个发射天线的待发送时域数据块分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中；

A32：将所述各个发射天线的待发送时域训练序列分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中，且位于所述待发送时域数据块之前。

优选地，所述预处理包括：依次进行的交织、信道编码和映射。

优选地，所述发射天线的发射个数的取值范围为大于等于1。

本发明还公开了一种多业务分级传输的信号解调方法，包括以下步骤：

B1：对当前数据帧中的时域训练序列和上一组基础序列对进行差分解调，获得高优先级符号；

B2：对所述高优先级符号进行解调制，以获得高优先级的数据流；

B3：根据所述上一组基础序列和所述高优先级符号计算当前组基础序列，并根据所述当前组基础序列进行信道估计，以获得信道状态信息；

B4：根据所述信道状态信息对所述数据帧中的时域数据块进行相干解调，以获得低优先级符号，再对所述低优先级符号进行解调制，以获得低优先级的数据流。

优选地，所述解调制包括：依次进行的解映射、信道解码和解交织。

本发明还公开了一种多业务分级传输的信号调制***，包括：

高优先级处理模块，用于对高优先级的数据流进行处理；

低优先级处理模块，用于对低优先级的数据流进行处理；

填充模块，用于将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中。

本发明还公开了一种多业务分级传输的信号解调***，包括：

差分解调模块，用于对数据帧中的时域训练序列和上一组基础序列对进行差分解调，获得高优先级符号；

解调制模块，用于对所述高优先级符号进行解调制，以获得高优先级的数据流；

信道估计模块，用于根据所述上一组基础序列和所述高优先级符号计算当前组基础序列，并根据所述当前组基础序列进行信道估计，以获得信道状态信息；

相干解调模块，用于根据所述信道状态信息对所述数据帧中的时域数据块进行相干解调，以获得低优先级符号，再对所述低优先级符号进行解调制，以获得低优先级的数据流。

(三)有益效果

本发明通过对高优先级的数据流进行差分调制，在不影响传输业务的性能的情况下，实现了增加一路业务的传输，另外，在本方案的基础上还可通过时分复用或频分复用，实现多路业务的传输。

附图说明

图1是按照本发明一种实施方式的多业务分级传输的信号调制方法的流程图；

图2是图1所示的信号调制方法中使用的双发射天线TDS-OFDM***的信号帧结构示意图；

图3是对图1所示的信号调制方法进行信号解调的方法流程图；

图4是在信道1和多普勒频移为100Hz环境下，本发明实施例提出的多业务分级传输方法中一种高优先级数据(图中简称高级数据)采用BPSK、低优先级数据(图中简称低级数据)采用16QAM的双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能和传统16QAM调制双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能比较图；

图5是在信道1和多普勒频移为100Hz环境下，本发明实施例提出的的多业务分级传输方法中一种高优先级数据(图中简称高级数据)采用4QPSK、低优先级数据(图中简称低级数据)采用64QAM的双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能和传统64QAM调制双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能比较图；

图6是在信道2和多普勒频移为20Hz环境下，本发明实施例提出的的多业务分级传输方法中一种高优先级数据(图中简称高级数据)采用BPSK、低优先级数据(图中简称低级数据)采用16QAM的双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能和传统16QAM调制双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能比较图；

图7是在信道2和多普勒频移为20Hz环境下，本发明实施例提出的多业务分级传输方法中一种高优先级数据采用4QPSK、低优先级数据采用64QAM双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能和传统64QAM调制双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能比较图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参照图1，本实施方式的多业务分级传输的信号调制方法，包括以下步骤：

A1：对高优先级的数据流进行处理；

A2：对低优先级的数据流进行处理(本实施方式中，对高优先级的数据流的处理和对低优先级的数据流的处理是完全独立的)；

A3：将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中。

步骤A1具体包括以下步骤：

A11：对所述高优先级的数据流进行预处理，以获得待传输的高优先级符号[…d_td_t+1d_t+2d_t+3…]，其中

(k为子载波序号)，N_d是高优先级数据块的长度；本实施方式中，所述预处理包括：依次进行的交织、信道编码和映射，所述交织可以为卷积交织或块交织等，所述映射可以为QAM调制或PSK调制等；

A12：使用所述高优先级符号对上一组的基础序列对进行差分调制，以获得当前组的基础序列对；记上一组基础序列对为

其中N_T是训练序列的长度，且满足N_T＝2N_d。记所述上一组基础序列对的N_T点傅里叶变化为

使用所述高优先级符号d_t，d_t+1对上一组的基础序列对进行差分调制，得到当前组的基础序列对。

A13：对所述当前组的基础序列对进行空时或空频编码，以获得各个发射天线(所述发射天线的个数取值范围为大于等于1，本实施方式中发射天线数为2个，但不限制其保护范围)的待发送时域训练序列；在TDS-OFDM***中，为了避免两个天线的训练序列之间相互干扰，进行信道估计，要对训练序列进行空时或空频编码。在时间选择性强的信道下，对训练序列进行空频编码，以利用信道的频域相关性实现信道估计；在频率选择性强的信道下，对训练序列进行空时编码，以利用信道的频/时域相关性实现信道估计。

不同的编码方式中，本方案提出的差分方案也不同。为了表述方便，定义高优先级d_t，d_t+1符号拼接成了一个数据块d，

$d={\left\{d\left(k\right)\right\}}_{k=1}^{N_T}=[d_t\left(0\right)...d_t(N_d-1)d_{t+1}\left(0\right)...d_{t+1}(N_d-1)]$

当训练序列是空时编码时，则当前组的基础序列对为：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{C}}_t\left(t\right)={\tilde{C}}_{t-2}\left(k\right)d\left(k\right)\\ {\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)={\tilde{C}}_{t-1}\left(k\right)d\left(k\right)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,1,2},...N_T-1$

对基础训练对进行空时编码，得到发射天线Tx₀的第t和t+1个信号帧的待发送的训练序列C_0，t，C₀，_t+1和发射天线Tx₁的第t和t+1个信号帧的待发送的训练序列C_1，t，C_1，t+1。

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{0,t}\left(k\right)={\tilde{C}}_t\left(k\right)\\ C_{1,t}\left(k\right)={\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\\ C_{0,t+1}\left(k\right)={\left({\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\right)}^{*}\\ C_{1,t+1}\left(k\right)=-{\left({\tilde{C}}_t\left(k\right)\right)}^{*}\end{array}\right.,k=\mathrm{0,1,2},...N_T-1$

当训练序列是空频编码时，则当前组的基础序列对为：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{C}}_t\left(k\right)={\tilde{C}}_{t-1}\left(k\right)d\left(k\right)\\ {\tilde{C}}_t(k+1)={\tilde{C}}_{t-1}(k+1)d^{*}\left(k\right)\\ {\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)={\tilde{C}}_{t}d(k+1)\\ {\tilde{C}}_{t+1}(k+1)={\tilde{C}}_t(k+1)d^{*}(k+1)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,2,4}...N_T-2$

对基础训练对进行空频编码，得到发射天线Tx₀的第t和t+1个信号帧的待发送的训练序列C_0，t，C_0，t+1和发射天线Tx₁的第t和t+1个信号帧的待发送的训练序列C_1，t，C_1，t+1。

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{0,t}\left(k\right)=-{\left(C_{1t}(k+1)\right)}^{*}={\tilde{C}}_t\left(k\right)\\ C_{0,t}(k+1)={\left(C_{1,t}\left(k\right)\right)}^{*}={\tilde{C}}_t(k+1)\\ C_{0,t+1}\left(k\right)=-{\left(C_{1,t+1}(k+1)\right)}^{*}={\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\\ C_{0,t+1}(k+1)={\left(C_{1,t+1}\left(k\right)\right)}^{*}={\tilde{C}}_{t+1}(k+1)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,2,4},...N_T-2$

由于差分调制会导致误码扩散，为了避免这种情况，本方案中发射端每差分间隔D_dif信号帧发送已知的基础序列对，即当mod(t，D_dif)＝0时，

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{C}}_t\left(k\right)={\stackrel{\‾}{C}}_0\left(k\right)\\ {\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)={\stackrel{\‾}{C}}_1\left(k\right)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,1,2}...N_T-1$

其中，

和

为发送端和接收端都已知的基础序列。

步骤A2具体包括以下步骤：

A21：对所述低优先级的数据流进行预处理，以获得待传输的低优先级符号[…S_tS_t+1S_t+2S_t+3…]；本实施方式中，所述预处理包括：交织、编码和映射；

A22：对所述低优先级符号进行空频编码，以获得待发送的频域数据块；在第t个信号帧发射时，对

进行空频编码，分别得到两个发射天线的待发送的频域数据块，具体为：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{0,t}\left(k\right)=S_t\left(k\right)\\ S_{0,t}(k+1)=S_t(k+1)\\ S_{1,t}\left(k\right)={S_t}^{*}(k+1)\\ S_{1,t}(k+1)=-{S_t}^{*}\left(k\right)\end{array}\right.$

k＝0，2，4，…N-2

A23：对所述频域数据块进行反傅里叶变换，以获得各个发射天线的待发送时域数据块(所述发射天线的个数取值范围为大于等于1，本实施方式中，发射天线数为2，但不限制其保护范围)；具体为，对所述频域数据块进行反傅里叶变换，分别得到发射天线Tx₀的待发送的时域数据块[…s_0，ts_0，t+1s_0，t+2s_0，t+3…]和发射天线Tx₁的待发送的时域数据块[…s_1，ts_1，t+1s_1，t+2s_1，t+3…]。

$\left\{\begin{array}{c}{s}_{0,t}=\mathrm{idft}\left(S_{0,t}\right)\\ s_{1,t}=\mathrm{idft}\left(S_{1,t}\right)\end{array}\right..$

步骤A3具体包括以下步骤：

A31：将所述各个发射天线的待发送时域数据块分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中；

A32：参照图2，将所述各个发射天线的待发送时域训练序列分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中，且位于所述待发送时域数据块之前。

本发明还公开了一种对所述的信号调制方法所调制的信号进行信号解调的方法，参照图3，包括以下步骤：

B1：对当前数据帧中的时域训练序列和上一组基础序列对进行差分解调，获得高优先级符号；记第t-2、t-1、t、t+1个接收数据块分别为Y_t-1、Y_t、Y_t+1，它们可以写为：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_{t-2}\left(k\right)=H_{0,t-2}\left(k\right)C_{0,t-2}\left(k\right)+H_{1,t-2}\left(k\right)C_{1,t-2}\left(k\right)\\ Y_{t-1}\left(k\right)=H_{0,t-1}\left(k\right)C_{0,t-1}\left(k\right)+H_{1,t-1}\left(k\right)C_{1,t-1}\left(k\right)\\ Y_t\left(k\right)=H_{0,t}\left(k\right)C_{0,t}\left(k\right)+H_{1,t}\left(k\right)C_{1,t}\left(k\right)\\ Y_{t+1}\left(k\right)=H_{0,t+1}\left(k\right)C_{0,t+1}\left(k\right)+H_{1,t+1}\left(k\right)C_{1,t+1}\left(k\right)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,1,2}...N_T-1$

不同的训练序列的编码方式，本方案中所述的差分解调方法不一样。当训练序列是空时编码时，接收数据块可以写为：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_{t-2}\left(k\right)=H_{0,t-2}\left(k\right){\tilde{C}}_{t-2}\left(k\right)+H_{1,t-2}\left(k\right){\tilde{C}}_{t-1}\left(k\right)\\ Y_{t-1}\left(k\right)=H_{0,t-1}\left(k\right){{\tilde{C}}_{t-1}}^{*}\left(k\right)-H_{1,t-1}\left(k\right){{\tilde{C}}_{t-2}}^{*}\left(k\right)\\ Y_t\left(k\right)=(H_{0,t}\left(k\right){\tilde{C}}_{t-2}\left(k\right)+H_{1,t}\left(k\right){\tilde{C}}_{t-1}\left(k\right))d\left(k\right)\\ Y_{t+1}\left(k\right)=(H_{0,t+1}\left(k\right){{\tilde{C}}_{t-1}}^{*}\left(k\right)-H_{1,t+1}\left(k\right){{\tilde{C}}_{t-2}}^{*}\left(k\right))d^{*}\left(k\right)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,1},...,N_T-1$

假设相邻信道的信道变化较小，即

$\left\{\begin{array}{c}{H}_{0,t-2}\left(k\right)\≈H_{0,t-1}\left(k\right)\≈H_{0,t}\left(k\right)\\ H_{1,t-2}\left(k\right)\≈H_{1,t-1}\left(k\right)\≈H_{1,t}\left(k\right)\end{array}\right.$

则发送的高优先级数据符号流可以恢复为：

$d\left(k\right)=\frac{1}{2}{\left(Y_{t-2}\left(k\right)\right)}^{*}{Y}_t\left(k\right)+\frac{1}{2}{Y}_{t-1}\left(k\right){\left(Y_{t+1}\left(k\right)\right)}^{*},k=\mathrm{0,1},...,N_T-1$

本方案中所述的差分解调方法不一样。当训练序列是空频编码时，接收数据块可以写为：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_{t+1}\left(k\right)=H_{0,t+1}\left(k\right){\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)+H_{1,t+1}\left(k\right){{\tilde{C}}_{t+1}}^{*}(k+1)\\ Y_{t+1}(k+1)=H_{0,t+1}(k+1){\tilde{C}}_{t+1}(k+1)-H_{1,t+1}(k+1){{\tilde{C}}_{t+1}}^{*}\left(k\right)\\ Y_{t+2}\left(k\right)=(H_{0,t+2}\left(k\right){\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)+H_{1,t+2}\left(k\right){{\tilde{C}}_{t+1}}^{*}(k+1))d\left(k\right)\\ Y_{t+2}(k+1)=(H_{0,t+2}(k+1){\tilde{C}}_{t+1}(k+1)-H_{1,t+2}(k+1){{\tilde{C}}_{t+1}}^{*}\left(k\right))d^{*}\left(k\right)\end{array}\right.,k=\mathrm{0,2,4}...N_T-2$

假设相邻信道的信道变化较小，即

$\left\{\begin{array}{c}{H}_{0,t-1}\left(k\right)\≈H_{0,t}\left(k\right)\\ H_{1,t-1}\left(k\right)\≈H_{1,t}\left(k\right)\end{array}\right.$

则发送的高优先级数据符号流可以恢复为：

$d\left(k\right)=\frac{1}{2}{Y_{t-1}}^{*}\left(k\right)Y_t\left(k\right)+\frac{1}{2}{Y}_{t-1}(k+1)Y_t^{*}(k+1),k=\mathrm{0,2,4}...N_T-2$

同理，偶数子载波上携带的数据流可以恢复为：

$d(k+1)=\frac{1}{2}{Y}_t^{*}\left(k\right)Y_{t+1}\left(k\right)+\frac{1}{2}{Y}_t(k+1){Y_{t+1}}^{*}(k+1),k=\mathrm{0,2,4}...N_T-2$

B2：对所述高优先级符号进行解调制，以获得高优先级的数据流；所述解调制包括：依次进行的解映射、信道解码和解交织；

B3：根据所述上一组基础序列和所述高优先级符号计算当前组基础序列，并根据所述当前组基础序列进行信道估计，以获得信道状态信息；当高优先级数据符号流恢复后，可以通过简单的计算恢复得到当前组的基础训练序列对

和

利用当前组的接收信号和基础序列和

就可以对当前信号帧所经过的无线信道进行估计。以空时编码为例，接收信号可以写为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_t\left(k\right)\\ Y_{t+1}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{C}}_t\left(k\right)& {\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\\ {\left({\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\right)}^{*}& -{\left({\tilde{C}}_t\left(k\right)\right)}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{H}_{1,t}\left(k\right)\\ H_{2,t}\left(k\right)\end{array}\right]$

则：

$\left[\begin{array}{c}{H}_{1,t}\left(k\right)\\ H_{2,t}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{1}{{\left|{\tilde{C}}_t\left(k\right)\right|}^2+{\left|{\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\right|}^2}\left[\begin{array}{cc}{\left({\tilde{C}}_t\left(k\right)\right)}^{*}& {\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\\ {\left({\tilde{C}}_{t+1}\left(k\right)\right)}^{*}& -\left({\tilde{C}}_t\left(k\right)\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Y}_t\left(k\right)\\ Y_{t+1}\left(k\right)\end{array}\right]$

B4：根据所述信道状态信息对所述数据帧中的时域数据块进行相干解调，以获得低优先级符号，再对所述低优先级符号进行解调制，以获得低优先级的数据流。

本发明针对图1和图3所示的多业务分级传输的信号调制解调方法进行了计算机仿真，主要仿真参数如表1所示。仿真中所用的两种信道模型为如表2所示的典型的无线多径瑞利衰落信道，其中，信道1是和信道2分别是用于场地测试的巴西A模型和巴西B模型。

表1

符号率	7.56M符号/秒
		OFDM子载波星座图	QPSK/16QAM
OFDM子载波数N	3780
		训练序列长度	420
LDPC编码码率	0.6

表2

为了对比分析，仿真结果给出了传统的TDS-OFDM***的BER(Bit Error Rate，误比特率)性能曲线。图4为在信道1和多普勒频移为100Hz的环境下，高优先级数据采用BPSK、低优先级数据采用16QAM的双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能和传统16QAM调制双发射天线的TDS-OFDM***的误比特率性能比较图，图中，SNR(Signal Noise Ratio)为信噪比。因为信道1是典型的时间选择性信道，所以仿真中训练序列采用空频编码。从图中可以看出，高优先级数据具有较低的接收门限，可以用于支持移动业务、低复杂度接收机。另外，低优先级数据流的性能也非常的接近传统的TDS-OFDM***，即使差分间隔Ddif增大，性能损失也非常的小。图5为在信道1和多普勒频移为100Hz的环境下，高优先级数据采用4QAM、低优先级数据采用64QAM的本方案和传统64QAM调制的TDS-OFDM方案的误比特率性能曲线。从图中可以看出，低优先级业务的性能与传统TDS-OFDM的系能几乎是重合在一起的。

图6和图7分别为在信道2和多普勒频移为20Hz的环境下，“BPSK+16QAM”和“4QAM+64QAM”二种应用的误比特率性能曲线。此时环境为典型的频率选择性信道，所以仿真中训练序列采用空时编码。仿真结果显示本方法在频率选择性信道下也仍然使用。

本发明还公开了一种多业务分级传输的信号调制***，包括：

高优先级处理模块，用于对高优先级的数据流进行处理；

低优先级处理模块，用于对低优先级的数据流进行处理；

填充模块，用于将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中。

本发明还公开了一种对所述的信号调制***所调制的信号进行信号解调的***，包括：

差分解调模块，用于对数据帧中的时域训练序列通过上一组基础序列对进行差分解调，以获得高优先级符号；

解调制模块，用于对所述高优先级符号进行解调制，以获得高优先级的数据流；

信道估计模块，用于根据所述上一组基础序列和所述高优先级符号计算当前组基础序列，并根据所述当前组基础序列进行信道估计，以获得信道状态信息；

相干解调模块，用于根据所述信道状态信息对所述数据帧中的时域数据块进行相干解调，以获得低优先级符号，再对所述低优先级符号进行解调制，以获得低优先级的数据流。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (7)

1.一种多业务分级传输的信号调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

A1：对高优先级的数据流进行处理；

A2：对低优先级的数据流进行处理；

A3：将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中；

步骤A1具体包括以下步骤：

A11：对所述高优先级的数据流进行预处理，以获得待传输的高优先级符号；

A12：使用所述高优先级符号对上一组的基础序列对进行差分调制，以获得当前组的基础序列对；

A13：对所述当前组的基础序列对进行空时或空频编码，以获得各个发射天线的待发送时域训练序列；

步骤A2具体包括以下步骤：

A21：对所述低优先级的数据流进行预处理，以获得待传输的低优先级符号；

A22：对所述低优先级符号进行空频编码，以获得待发送的频域数据块；

A23：对所述频域数据块进行反傅里叶变换，以获得各个发射天线的待发送时域数据块；

步骤A3具体包括以下步骤：

A31：将所述各个发射天线的待发送时域数据块分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中；

A32：将所述各个发射天线的待发送时域训练序列分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中，且位于所述待发送时域数据块之前。

2.如权利要求1所述的信号调制方法，其特征在于，所述预处理包括：依次进行的交织、信道编码和映射。

3.如权利要求1所述的信号调制方法，其特征在于，所述发射天线的发射个数的取值范围为大于等于1。

4.一种多业务分级传输的信号解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

B1：对当前数据帧中的时域训练序列和上一组基础序列对进行差分解调，获得高优先级符号；

B2：对所述高优先级符号进行解调制，以获得高优先级的数据流；

B3：根据所述上一组基础序列和所述高优先级符号计算当前组基础序列，并根据所述当前组基础序列进行信道估计，以获得信道状态信息；

B4：根据所述信道状态信息对所述数据帧中的时域数据块进行相干解调，以获得低优先级符号，再对所述低优先级符号进行解调制，以获得低优先级的数据流。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述解调制包括：依次进行的解映射、信道解码和解交织。

6.一种多业务分级传输的信号调制***，其特征在于，包括：

高优先级处理模块，用于对高优先级的数据流进行处理，使用所述高优先级符号对上一组的基础序列对进行差分调制，对当前组的基础序列对进行空时或空频编码；

低优先级处理模块，用于对低优先级的数据流进行处理，对所述低优先级符号进行空频编码，对频域数据块进行反傅里叶变换；

填充模块，用于将所述高优先级的数据流处理的结果和所述低优先级的数据流处理的结果分别填充至待发送数据帧中，将各个发射天线的待发送时域训练序列分别填充至各个发射天线的待发送数据帧中，且位于所述待发送时域数据块之前。

7.一种多业务分级传输的信号解调***，其特征在于，包括：

差分解调模块，用于对数据帧中的时域训练序列和上一组基础序列对进行差分解调，获得高优先级符号；

解调制模块，用于对所述高优先级符号进行解调制，以获得高优先级的数据流；

信道估计模块，用于根据所述上一组基础序列和所述高优先级符号计算当前组基础序列，并根据所述当前组基础序列进行信道估计，以获得信道状态信息；

相干解调模块，用于根据所述信道状态信息对所述数据帧中的时域数据块进行相干解调，以获得低优先级符号，再对所述低优先级符号进行解调制，以获得低优先级的数据流。

Images