CN102263721B - 上行信号的时偏估计方法、基站和ofdma*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种上行信号的时偏估计方法、基站和OFDMA***，属于通信领域。其中，所述方法包括：提取快速反馈信道上各子载波的数据；对提取的数据进行解析得到信源数据；按照所述快速反馈信道的调制方式将所述信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；将所述标准调制数据与所述提取的数据比较，得到所述上行信号的时偏估计值。通过本发明，解决了时偏估计不准确的问题，同时实现简单，时偏估计值准确可靠。

Description

上行信号的时偏估计方法、基站和OFDMA***

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种上行信号的时偏估计方法、基站和OFDMA(Optical Frequency Division MultipleAccess，光频分多址接入)***。

背景技术

近年来，以IEEE 802.16e标准为基础的宽带无线技术已经成为802.16e技术的主流，接入无线网络已经成为很多人生活的一部分。802.16e协议中使用的OFDMA技术已经得到越来越广泛的应用。对于OFDMA***而言，由于空口信号传输产生的时延会严重影响基站对终端所发信号提取及有效检测。因此基站如何有效检测出上行信号的时延并及时通知终端进行有效的时偏(或时延)调整一直都是无线通讯技术中的一项关键技术。

现有的时偏估计技术中有一种是基于导频信号进行时偏估计，因为导频信号是基站已知的，利用接收到的导频信号与已知的导频信号比较估计得到终端发送信号到达基站的时偏。这种方法实现简单，但是因为在一定的空口带宽内导频信号是有限的，估计得到的时偏值并不可靠。

另一种是闭环式的时偏估计方法，该方法是对基站接收到的信号先进行解调，根据解调结果还原出终端所发送的原始信号，再与基站接收到的信号进行比较以得到时偏估计结果，这种方法的缺点在于解调结果会受到信号的时偏影响，再用受时偏影响的解调结果来估计时偏肯定会存在更大的估计误差。

发明人发现上述相关技术中的时偏估计均不准确，且目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种上行信号的时偏估计方法、基站和OFDMA***，以至少解决上述的时偏估计不准确的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种上行信号的时偏估计方法，包括：提取快速反馈信道上各子载波的数据；对提取的数据进行解析得到信源数据；按照快速反馈信道的调制方式将信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；将标准调制数据与提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值。

根据本发明的另一方面，提供了一种基站，包括：数据提取模块，用于提取快速反馈信道上各子载波的数据；解析模块，用于对提取的数据进行解析得到信源数据；还原模块，用于按照快速反馈信道的调制方式将信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；时偏估计值获取模块，用于将标准调制数据与提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值。

根据本发明的又一方面，提供了一种OFDMA***，包括基站和终端，基站包括：数据提取模块，用于提取快速反馈信道上各子载波的数据；解析模块，用于对提取的数据进行解析得到信源数据；还原模块，用于按照快速反馈信道的调制方式将信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；时偏估计值获取模块，用于将标准调制数据与提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值；通知模块，用于将时偏估计值通知给终端；该终端包括：调整模块，用于根据基站通知的时偏估计值调整发送信号的时延。

通过本发明，采用对快速反馈信道进行解析和还原，得到不带时偏的标准调制数据，根据该标准调制数据得到时偏估计值，解决了时偏估计不准确的问题，同时，实现简单，时偏估计值准确可靠。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例1的上行信号的时偏估计方法流程图；

图2是根据本发明实施例1的快速反馈信道的数据、导频子载波的分配方式示意图；

图3是根据本发明实施例2的上行信号的时偏估计方法流程图；

图4是根据本发明实施例2的信源信息获取方法流程图；

图5是根据本发明实施例2的时偏估计值获取方法流程图；

图6是根据本发明实施例3的基站的结构框图；以及

图7是根据本发明实施例4的OFDMA***的结构框图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

OFDMA***包括基站和终端，其中，基站和终端采用无线连接，该无线连接遵循相关通信标准，本发明以下实施例以该OFDMA***为例进行说明。

实施例1

图1示出了根据本发明实施例的上行信号的时偏估计方法流程图，该方法包括以下步骤：

步骤S102，提取快速反馈信道(Fast-Feedback channel，FFB)上各子载波的数据；

其中，快速反馈信道是基站分配给终端的，终端使用快速反馈信道快速反馈物理层相关的信息。一个快速反馈信道由48个数据子载波用四相相移键控(Quadrature Phase-Shift Keying，QPSK)调制方式承载4bit的信息，因此该信道具有容错性强、解调门限低、解析简单等优点。

图2给出802.16e协议中一个快速反馈信道的数据、导频子载波的分配方式。一个快速反馈信道由6个tile组成，每个tile由8个数据子载波和4个导频子载波组成，6个tile一共48个数据子载波，其索引顺序d0～d47如图2所示。其中每一个数据子载波用QPSK调制方式，每个tile的8个数据子载波的不同调制组合成一个矢量索引，如表1所示：

表1

矢量索引	数据子载波的调制组合(数据子载波0，...，数据子载波7)
		0	P0，P1，P2，P3，P0，P1，P2，P3
1	P0，P3，P2，P1，P0，P3，P2，P1
		2	P0，P0，P1，P1，P2，P2，P3，P3
3	P0，P0，P3，P3，P2，P2，P1，P1
		4	P0，P0，P0，P0，P0，P0，P0，P0
5	P0，P2，P0，P2，P0，P2，P0，P2
		6	P0，P2，P0，P2，P2，P0，P2，P0
7	P0，P2，P2，P0，P2，P0，P0，P2

其中：

$P0=\exp (j\·\frac{\mathrm{\π}}{4}),$ $P1=\exp (j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4})$

$P2=\exp (-j\·\frac{3\mathrm{\π}}{4}),$ $P3=\exp (-j\·\frac{\mathrm{\π}}{4})$

每个快速反馈信道承载的4比特信息即由6个tile的不同矢量索引组合而成，如表2所示：

表2

4比特信息	快速反馈信道的矢量组合(Tile0，...，tile5)
		0b0000	0，0，0，0，0，0
0b0001	1，1，1，1，1，1
		0b0010	2，2，2，2，2，2
0b0011	3，3，3，3，3，3
		0b0100	4，4，4，4，4，4
0b0101	5，5，5，5，5，5
		0b0110	6，6，6，6，6，6
0b0111	7，7，7，7，7，7
		0b1000	0，1，2，3，4，5

0b1001	1，2，3，4，5，6
		0b1010	2，3，4，5，6，7
0b1011	3，4，5，6，7，0
		0b1100	4，5，6，7，0，1
0b1101	5，6，7，0，1，2
		0b1110	6，7，0，1，2，3
0b1111	7，0，1，2，3，4

本实施例的基站从快速反馈信道提取的各子载波数据，包括48个子载波上的数据，记为d0～d47；以及24个导频子载波上的导频信号，记为p0～p23；

步骤S104，对提取的数据进行解析得到信源数据；

其中，本实施例的信源数据获取过程为：生成指定数目的该快速反馈信道的数据子载波序列；将指定数目中的每个数据子载波序列与提取的数据中的每个数据进行互相关运算；将互相关运算的结果中最大值对应的索引号的二进制编码设置为信源数据。

对上述48个子载波上的数据进行解析将得到4比特的信源数据b0b1b2b3。

步骤S106，按照快速反馈信道的调制方式将信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；

本实施例将把解析得到的4bit信源数据按照协议要求的快速反馈信道调制方式还原，得到不带时偏的48个标准调制数据d′0～d′47；

步骤S108，将标准调制数据与提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值。

基站得到上行信号的时偏估计值之后，基站将该时偏估计值通知给终端，终端根据该时偏估计值调整发送信号的时延。

相关技术的时偏估计是基于导频信号进行的，而在一定的空口带宽内导频信号有限，致使估计的时偏值不准确；或者采用闭环式的时偏估计，该方法针对的是普通的数据通道上的数据，而这种数据本身的解调过程会受到信号的时偏影响，进而导致估计的时偏值不准确。而本实施例采用的是快速反馈信道，该信道具有容错性强、解调门限低、解析简单等优点，所以还原后的标准调制数据没有时偏，进而估计的时偏值比较准确。

本实施例利用上行快速反馈信道的冗余信息多的特性，通过对快速反馈信道数据进行解析，根据解析得到的信源信息还原回不合时偏的标准调制信号，并与实际接收的信号进行比较得到有效的时偏估计结果；解决了时偏估计不准确的问题，即克服了用导频信号进行时偏估计时导频子载波数量有限的缺陷，也避免了常见闭环方法因为时偏造成数据还原误差导致的时偏估计误差。同时，本实施例的方法实现复杂度低，时偏估计结果准确可靠。

实施例2

图3示出了根据本发明实施例的利用OFDMA技术中快速反馈信道的上行信号的时偏估计方法流程图，该方法包括如下步骤：

步骤S302，按照协议802.16e要求提取接收信号中快速反馈信道的48个数据子载波，记为d[i](i＝0，...，47)；

步骤S304，通过互相关等相应算法解析快速反馈信道的数据子载波d[i](i＝0，...，47)得到快速反馈信道4比特的信源数据，记为b[i](i＝0，...，3)；

参见图4，信源信息获取过程如下：

步骤S3041，根据802.16e协议要求生成快速反馈信道可能的16种信息对应的48个数据子载波序列，记为{d′[i]i＝0，...，47)}_j j∈(0，15)；

步骤S3042，把16个数据子载波序列分别与48个数据子载波d[i](i＝0，...，47)做互相关运算得到16个互相关值Ek，k∈(0，15)；

步骤S3043，找出互相关值E_k，k∈(0，15)中的最大值，其下标记为m，将m对应的2进制码设置为信源数据b[i](i＝0，...，3)；

步骤S306，根据快速反馈信道的调制方式把信源数据b[i](i＝0，...，3)还原成不带时偏的标准数据子载波d′[i](i＝0，...，47)即为{d′[i](i＝0，..，47)}_m；

步骤S308，标准数据子载波d′[i](i＝0，...，47)与实际接收的数据子载波d[i](i＝0，...，47)进行比较得到有效的上行时偏估计值；

参见图5，上行时偏估计值获取过程如下：

步骤S3081，计算每个数据子载波的差值(i＝0，...，47)；

步骤S3082，计算相邻两个差值的共轭乘累加和：

(k＝1，...，24)，其中d^*表示取d的复数共轭；

步骤S3083，求取共轭乘累加和M的相位角其中，Imag(M)为M的虚数部分，Real(M)为M的实数部分；

步骤S3084，由相位角计算出时偏估计值其中，FFTSize是实际***中使用的FFT点数(802.16e协议规定可取为2048、1024、512、128)。

得到上行信号的时偏估计值之后，基站将该时偏估计值通知给终端，终端根据该时偏估计值调整发送信号的时延。

本实施例利用了快速反馈信道容错性强、解调门限低、解析简单等优点进行上行时偏估计，克服了用导频进行时偏估计而在OFDMA技术中导频子载波数量有限的缺陷，也避免了常见闭环方法因为时偏造成数据还原误差导致的时偏估计误差。同时本方法计算复杂度低，时偏估计结果准确可靠。

实施例3

参见图6，本实施例提供了一种基站，该基站包括：

数据提取模块62，用于提取快速反馈信道上各子载波的数据；

解析模块64，用于对提取的数据进行解析得到信源数据；

其中，解析模块64包括：数据子载波序列生成单元，用于生成指定数目的快速反馈信道的数据子载波序列；运算单元，用于将指定数目中的每个数据子载波序列与提取的数据中的每个数据进行互相关运算；设置单元，用于将互相关运算的结果中最大值对应的索引号的二进制编码设置为信源数据。

还原模块66，用于按照快速反馈信道的调制方式将信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；

时偏估计值获取模块68，用于将标准调制数据与提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值。

其中，时偏估计值获取模块68包括：第一设置单元，用于将提取的各子载波的数据与对应的标准调制数据之差设置为各子载波的数据差值；第二设置单元，用于将相邻两个数据差值的共轭乘积累加之和设置为累加和；时偏估计值获取单元，用于根据累加和获取相位角，并根据相位角获取时偏估计值。

时偏估计值获取模块68的具体实现可以参见图5提供的方法，这里不再详述。

优选地，该基站还包括：通知模块，用于将上述时偏估计值通知给终端，以使终端根据该时偏估计值调整发送信号的时延。

本实施例的基站利用了快速反馈信道容错性强、解调门限低、解析简单等优点进行上行时偏估计，克服了用导频进行时偏估计而在OFDMA技术中导频子载波数量有限的缺陷，也避免了常见闭环方法因为时偏造成数据还原误差导致的时偏估计误差。同时本基站采用的实现方式的复杂度低，时偏估计结果准确可靠。

实施例4

参见图7，本实施例提供了一种光频分多址接入OFDMA***，包括基站72和终端74，其中，基站72为实施例3提供的基站，这里不再详述；终端74包括：调整模块，用于根据基站72通知的时偏估计值调整发送信号的时延。

本实施例提供的***中的基站利用了快速反馈信道容错性强、解调门限低、解析简单等优点进行上行时偏估计，克服了用导频进行时偏估计而在OFDMA技术中导频子载波数量有限的缺陷，也避免了常见闭环方法因为时偏造成数据还原误差导致的时偏估计误差。同时本基站采用的实现方式的复杂度低，时偏估计结果准确可靠。并且，终端根据该时偏估计值调整发送信号的时延后，有利于基站对信号进行提取和检测。

从以上的描述中可以看出，本发明实现了如下技术效果：通过利用快速反馈信道容错性强、解调门限低、解析简单等优点进行上行时偏估计，克服了用导频进行时偏估计而在OFDMA技术中导频子载波数量有限的缺陷，也避免了常见闭环方法因为时偏造成数据还原误差导致的时偏估计误差。同时实现的复杂度低，时偏估计结果准确可靠。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种上行信号的时偏估计方法，其特征在于，包括：

提取快速反馈信道上各子载波的数据；

对提取的数据进行解析得到信源数据；

按照所述快速反馈信道的调制方式将所述信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；

将所述标准调制数据与所述提取的数据比较，得到所述上行信号的时偏估计值；

其中，将所述标准调制数据与所述提取的数据比较，得到所述上行信号的时偏估计值包括：

将提取的各子载波的数据与对应的标准调制数据之差设置为各子载波的数据差值；

将相邻两个数据差值的共轭乘积累加之和设置为累加和；

根据所述累加和获取相位角；

根据所述相位角获取时偏估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对提取的数据进行解析得到信源数据包括：

生成指定数目的所述快速反馈信道的数据子载波序列；

将所述指定数目中的每个数据子载波序列与所述提取的数据中的每个数据进行互相关运算；

将所述互相关运算的结果中最大值对应的索引号的二进制编码设置为所述信源数据。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述标准调制数据与所述提取的数据比较，得到所述上行信号的时偏估计值包括：

设置各子载波的数据差值其中，i为所述快速反馈信道上的各子载波，i＝0，...，47；d[i]为提取的第i个子载波上的数据，d′[i]为d[i]还原后的标准调制数据；

设置相邻两个数据差值的共轭乘积累加和 $M=\mathrm{\Σ}\hat{d}\left[2k\right]\·{\hat{d}}^{*}[2k-1],$ 其中，k＝1，...，24；

获取相位角其中，Imag(M)为M的虚数部分，Real(M)为M的实数部分；

获取时偏估计值T＝φ·FFTSize/6π，其中FFTSize是***中使用的FFT点数。

4.根据权利要求1至3任一所述的方法，其特征在于，得到所述上行信号的时偏估计值之后还包括：将所述时偏估计值通知给终端，所述终端根据所述时偏估计值调整发送信号的时延。

5.一种基站，其特征在于，包括：

数据提取模块，用于提取快速反馈信道上各子载波的数据；

解析模块，用于对提取的数据进行解析得到信源数据；

还原模块，用于按照所述快速反馈信道的调制方式将所述信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；

时偏估计值获取模块，用于将所述标准调制数据与所述提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值；

其中，所述时偏估计值获取模块包括：

第一设置单元，用于将提取的各子载波的数据与对应的标准调制数据之差设置为各子载波的数据差值；

第二设置单元，用于将相邻两个数据差值的共轭乘积累加之和设置为累加和；

时偏估计值获取单元，用于根据所述累加和获取相位角，并根据所述相位角获取时偏估计值。

6.根据权利要求5所述的基站，其特征在于，所述解析模块包括：

数据子载波序列生成单元，用于生成指定数目的所述快速反馈信道的数据子载波序列；

运算单元，用于将所述指定数目中的每个数据子载波序列与所述提取的数据中的每个数据进行互相关运算；

设置单元，用于将所述互相关运算的结果中最大值对应的索引号的二进制编码设置为所述信源数据。

7.根据权利要求5或6所述的基站，其特征在于，所述基站还包括：通知模块，用于将所述时偏估计值通知给终端，以使所述终端根据所述时偏估计值调整发送信号的时延。

8.一种光频分多址接入OFDMA***，包括基站和终端，其特征在于，所述基站包括：

数据提取模块，用于提取快速反馈信道上各子载波的数据；

解析模块，用于对提取的数据进行解析得到信源数据；

还原模块，用于按照所述快速反馈信道的调制方式将所述信源数据还原为不带时偏的标准调制数据；

时偏估计值获取模块，用于将所述标准调制数据与所述提取的数据比较，得到上行信号的时偏估计值；

通知模块，用于将所述时偏估计值通知给所述终端；

所述终端包括：

调整模块，用于根据所述基站通知的时偏估计值调整发送信号的时延；

其中，所述时偏估计值获取模块包括：

第一设置单元，用于将提取的各子载波的数据与对应的标准调制数据之差设置为各子载波的数据差值；

第二设置单元，用于将相邻两个数据差值的共轭乘积累加之和设置为累加和；

时偏估计值获取单元，用于根据所述累加和获取相位角，并根据所述相位角获取时偏估计值。