CN102195114B - 高频耦合器及通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高频耦合器及通信装置。该高频耦合器包括：接地部；耦合电极，其面向接地部，并且被支撑成间隔开相对于高频信号可忽略的高度；谐振单元，其用于使流入耦合电极的电流增大；支撑单元，其连接至谐振单元；以及短路单元，其将耦合电极的末端部分短路连接，其中，形成微小偶极子，所述微小偶极子由将累积在耦合电极中的电荷的中心与累积在接地部中的镜像电荷的中心连接的线段构成，并且朝向通信对方的高频耦合器发送高频信号，使得沿所述微小偶极子的方向形成的角度θ大致为0度。

Description

高频耦合器及通信装置

技术领域

本发明涉及通过使用高频宽带的弱UWB(超宽带)通信技术而在近距离执行大量数据传输的高频耦合器及通信装置，具体涉及利用电场耦合确保在弱UWB通信中沿横向的通信范围的高频耦合器及通信装置。

背景技术

已经广泛使用了非接触通信作为用于认证信息、电子货币或其他价值信息的手段。此外，近年来，作为对上述非接触通信***的其他应用方式，可以例举出诸如下载及传输动画或音乐等大容量数据传输。也可通过单一使用者的操作来进行上述大容量数据传输，优选地在与现有认证或帐目处理所耗费的相同的访问时间内完成，因此需要提高通信速率。

一般的RFID标准使用13.56MHz带(用于采用电磁感应作为主原理的近距离(0至10cm或更短：近距离)非接触双向通信)，并采用约106kbps至424kbps的通信速率。另一方面，利用弱UWB信号的TransferJet(例如，参考日本专利号4345849以及www.transferjet.org/en/index.html)可以例举出可应用至高速通信的近距离无线传输技术。近距离无线传输技术(TransferJet)大致上是一种通过利用电场耦合作用来传输信号的方法，并且这种通信装置的高频耦合器包括处理高频信号的通信电路单元、布置在离地面特定高度处的耦合电极以及有效地向耦合电极供应高频信号的谐振单元。

利用弱UWB的近距离无线传输具有约2至3cm的通信距离，沿横向及纵向具有大致相同的宽度，不具有偏振波，并且具有大致半球拱顶状的通信范围。为此，需要通过在用于执行数据传输的通信装置之间使耦合电极适当地彼此相对来有效地促成电场耦合。

如果将近距离无线传输的功能单元制造的较小，则功能适于被加入，并且可被安装在各种不同类型的信息设备(例如，个人电脑或移动电话等)中。但是，如果减小了高频耦合器中的耦合电极的尺寸，则存在通信范围沿横向缩小的问题。例如，如果在信息设备的壳体表面上标记出表明高频耦合器被嵌入的位置的目标点，则使用者可着眼于目标点实施对准。但是，如果横向通信范围较窄，则在目标点与其他设备相邻时目标点会被其他设备的影子遮蔽，由此导致对目标点实施对准但出现沿横向偏离其中心的情况。

为了提高在实际使用近距离无线传输功能时的可用性，需要扩展沿横向的通信范围。但是，如果仅简单增大高频耦合器中耦合电极的尺寸，则在耦合电极的表面上会产生驻波。此外，因为在驻波的振幅沿相反方向行进的部分处分布有不同极性的电荷并且具有不同极性的两个相邻电场的电场会被抵消，故会出现具有高强度及低强度电场的位置。具有低强度电场的位置变为静点(零点(null point))，其中即使在通信对方的耦合电极被对准时，也不能轻易获得良好的电场耦合效果。

高频耦合器大致仅向正面发出电场信号，而并不会向侧面发出信号。为此，除非结合有高频耦合器的通信装置的前表面彼此面对，否则就不能够确保稳定的通信，因此可用性并不能令人满意。

发明内容

希望本发明提供一种极佳的高频耦合器及通信装置，其能够实现在利用高频宽带的弱UWB通信方法中的近距离大量数据传输。

还希望本发明提供一种极佳的高频耦合器及通信装置，其能够在利用弱UWB不具有偏振波的近距离无线传输中确保沿横向的足够通信范围

根据本发明的实施例，提供了一种高频耦合器，包括：接地部；耦合电极，其面向所述接地部，并且被支撑成间隔开相对于高频信号的波长可忽略的高度；谐振单元，用于使经由传输路径流入所述耦合电极的电流增大；支撑单元，其在所述耦合电极的大致中央位置处连接至所述谐振单元；以及短路单元，其将所述耦合电极的末端部分短路连接至所述接地部，其中，形成微小偶极子，所述微小偶极子由将累积在所述耦合电极中的电荷的中心与累积在所述接地部中的镜像电荷的中心连接的线段构成，并且朝向彼此面对布置使得沿所述微小偶极子的方向形成的角度θ大致为0度的通信对方侧的高频耦合器发送所述高频信号。

根据本发明的实施例，所述耦合电极从所述支撑单元的根部至经由所述短路单元被短路连接至所述接地部的所述末端部分具有1/2波长的尺寸。

根据本发明的实施例，所述耦合电极的正面方向是所述面发挥第一辐射面的作用的电场信号的发射方向，并且所述短路单元的侧面方向是所述面发挥第二辐射面的作用的电场信号的发射方向。

根据本发明的实施例，提供了一种通信装置，包括：通信电路单元，其执行对高频信号传输数据的处理；高频信号的传输路径，其连接至所述通信电路单元；耦合电极，其面向接地部，并且被支撑成间隔开相对于所述高频信号的波长可忽略的高度；谐振单元，其用于使经由所述传输路径流入所述耦合电极的电流增大；支撑单元，其大致在所述耦合电极的中央位置处连接至所述谐振单元；以及短路单元，其将所述耦合电极的末端部分短路连接至所述接地部，其中，所述耦合电极从所述支撑单元的根部至经由所述短路单元被短路连接至所述接地部的所述末端部分具有1/2波长的尺寸，并且其中，形成微小偶极子，所述微小偶极子由将累积在所述耦合电极中的电荷的中心与累积在所述接地部中的镜像电荷的中心连接的线段构成，并且朝向彼此面对布置使得沿所述微小偶极子的方向形成的角度θ大致为0度的通信对方侧的高频耦合器发送所述高频信号。

根据本发明的实施例，提供了一种极佳的高频耦合器及通信装置，其能够实现在利用高频宽带的弱UWB通信方法中的近距离大量数据传输。

根据本发明的实施例，提供了一种极佳的高频耦合器及通信装置，其能够在不具有偏振波的情况下利用弱UWB的近距离无线传输中确保沿横向的足够通信范围。

根据本发明的实施例，提供了一种极佳的高频耦合器及通信装置，其能够通过增大耦合电极的尺寸并在较广范围内发射电场信号来扩展尤其在横向上的通信范围。

根据本发明的实施例，因为主要可以从耦合电极的中心沿横向扩展通信范围，故即使例如在配备有高频耦合器的信息设备彼此面对时，无需使目标点的标记接近以完成对准，使用者也可进行稳定的通信。

参考附图，通过基于下述本发明的实施例的详细描述，可以使本发明的其他目的、特征及优点明晰。

附图说明

图1是示意性示出基于弱UWB通信技术的近距离无线传输***的构造的示意图；

图2是示出设置了发送器及接收器的高频耦合器的基本构成的示意图；

图3是示出图2所示高频耦合器的实施例的示意图；

图4是示出基于微小偶极子的电场的示意图；

图5是图4所示的电场匹配在耦合电极上的示意图；

图6是示出电容负载型天线的构成示例的示意图；

图7是示出利用谐振单元中的分布常数电路的高频耦合器的构成示例的示意图；

图8是示出在图7所示的高频耦合器中的短截线(stub)上出现驻波的状态的示意图；

图9是示出在耦合电极被输入高频信号时电荷在高频耦合器中的耦合电极中累积的状态的示意图，其中，耦合电极安装在接地电路上；

图10A是用于描述作为耦合电极的尺寸的1/4波长的示意图；

图10B是用于描述作为耦合电极的尺寸的1/4波长的示意图；

图10C是用于描述作为耦合电极的尺寸的1/4波长的示意图；

图11是示出高频耦合器的构成示例的示意图，其中耦合电极的末端部分与接地部短路连接；

图12是图11所示高频耦合器的剖视图；

图13是示出高频耦合器的改变示例的示意图；

图14是示出在图11所示的高频耦合器沿正面方向彼此面对时通过测量耦合强度而获得的结果的示意图；

图15是示出在由与图11所示的高频耦合器相同的短截线所形成的谐振单元上设置有具有1/4波长尺寸的耦合电极的高频耦合器的示意图；

图16是示出设置有具有约1/2波长尺寸的耦合电极的高频耦合器的示意图，其中耦合电极的末端部分并未短路连接在由与图11所示的高频耦合器相同的短截线所形成的谐振单元上；

图17是示出电场分别从图11所示的高频耦合器的耦合电极的第一辐射面及第二辐射面辐射的状态的示意图；

图18是示出安装有图11所示的高频耦合器的无线通信终端沿正面方向接近目标点的状态的示意图；并且

图19是示出安装有图11所示的高频耦合器的无线通信终端沿侧面方向接近目标点的状态的示意图。

具体实施方式

以下将参考附图来详细描述本发明的实施例。

图1是示意性示出利用电场耦合作用的弱UWB通信方法中近距离无线传输***的构成的示意图。在同一附图中，分别属于发射器10及接收器12的在发射及接收时使用的耦合电极14及24以相对方向彼此分隔布置，例如间距约3cm(或约为所使用频带的1/2波长)，由此实现电场耦合。当从更高级别应用发出发送请求时，发射器侧的发射电路单元11基于发射数据产生诸如UWB信号的高频发射信号，并且信号作为电场信号从耦合电极14穿过到达接收电极24。此外，接收器20一侧的接收电路单元21对接收到的高频电场信号执行解调及解码处理，并将产生的数据传输至更高级别应用。

如果在近距离无线传输中使用UWB，则可以实现100Mbps的超高速数据传输。此外，在近距离无线传输中，如下所述，并未利用辐射电场，而是利用了静电场的耦合作用或感应电场。因为电场的强度与距离的三次方或二次方成比例，故通过在距无线设备3米的距离内将电场的强度抑制到特定水平或更低，可以使用近距离无线传输***作为无需无线电台许可的弱无线，并可以低成本形成。此外，因为在近距离无线传输中的电场耦合方法中执行数据通信，故有利之处在于仅在作为来自***环境中的反射物体的反射波的干涉影响较小，并且无需考虑在传输路径上预防黑客或确保私密性。

另一方面，在无线通信中，传播损耗随着波长传播的距离的长度而变大。在使用高频宽带信号作为UWB信号的近距离无线传输中，约3cm的通信距离等于1/2波长。换言之，通信距离可以被称为近距离，但其是不可被忽略的长度，因此，需要将传播损耗抑制到足够低的水平。最重要的是，相较于低频电路，高频电路在特征阻抗方面存在更严重的问题，并且会因发射器与接收器的电极之间的耦合点的阻抗失配而产生较大影响。

例如，在图1所示的近距离无线传输***中，即使将发射电路单元11和发射电极14连接的高频电场信号的传输路径处于匹配50Ω阻抗的同轴线缆上，当耦合电极14与接收电极24之间的耦合部分中的阻抗失配时，电场信号也会被反射造成传播损耗，由此导致通信效率降低。

因此，如图2所示，构造设置在发射器10及接收器20中各自的高频耦合器，使得板状电极14及24以及包括串联电感器12及22以及并联电感器13及23的谐振单元被连接至高频信号传输路径。这里描述的高频信号传输路径可由同轴线缆、微带线路或共面线路等构成。如果将这种高频耦合器彼此面对设置，则耦合部分在准电场处于统治地位的极近距离中起带通滤波器的作用，由此可以传输高频信号。此外，即使在感应电场占统治地位并且相对于波长不可被忽略的距离内，可经由通过由分别在耦合电极及接地部中累积的电荷及镜像电荷而形成的微小偶极子(以下描述)所产生的感应电场，在两个高频耦合器之间有效地传输高频信号。

因此，如果目的在于在发射器10以及接收器20的电极之间(即，在耦合部分中)简单地使阻抗匹配并仅抑制反射波，则即使在各个耦合器均采用在高频信号传输路径上将板状电极14及24与串联电感器12及22进行串联连接的简单构造的情况下，也可以将耦合部分中的阻抗设计为连续。但是，因为耦合部分的前部与后部的特征阻抗并无变化，故电流的大小并无变化。着眼于此，可通过设置并联电感器13及23来将更大的电荷馈送至耦合电极14，并且在耦合电极14及24之间可产生较强的电场耦合作用。此外，在耦合电极14的表面周围感应生成较大的电场，并且产生的电场作为振荡纵波的电场信号从耦合电极14的表面向正面方向(下述微小偶极子的方向)传播。电场的波使得即使在耦合电极14及24之间的间距(相位高度)相对较长时电场信号也得以传播。

综上所述，基于弱UWB通信方法的近距离无线传输***中的高频耦合器的关键环境状况如下。

(1)设置面对接地部的耦合电极，以在分隔开相对于高频信号的波长可忽略高度的位置处执行与电场的耦合。

(2)设置谐振单元，以执行与更强电场的耦合。

(3)通过串联/并联电感器以及耦合电极或通过短截线的高度来设定电容器的常数，使得当在用于通信的频带中耦合电极被布置为彼此面对时，阻抗匹配。

当在图1所示的近距离无线传输***中发射器10及接收器20的耦合电极14及24以间隔适当距离彼此面对时，两个高频耦合器作为带通滤波器(通过其使在预定高频带中的电场信号穿过)工作，并且单一高频耦合器起到放大电流的阻抗转换电路的作用，由此在耦合电极中使具有较高振幅的电流流过。另一方面，当高频耦合器被独立地布置在自由空间内时，高频耦合器的输入阻抗不会对应于高频信号传输路径上的特征阻抗，进入高频信号传输路径内的信号在高频耦合器内被反射，但不会向外发射，由此信号不会对其他邻近的通信***构成影响。换言之，当不存在通信对方时，发射器不会像过去的天线那样发出无线电波，并且当通信对方接近时，通过进行阻抗匹配来传输高频电场信号。

图3示出了图2所示的高频耦合器的实施例。可以相同的方式来构造发射器10以及接收器20的高频耦合器。在附图中，耦合电极14设置在由介电材料制成的隔离器15的项表面上，并且经由穿过隔离器15的通孔16而电连接至印刷板17上的高频信号传输路径。在同一附图中，隔离器15大致呈圆筒形状，并且耦合电极14大致呈圆形，但两者并不限于某一特定形状。

例如，在具有希望高度的电介质在其中形成有通孔16时，通孔16被填充导体，并且要作为耦合电极14的导体图案例如通过电镀工艺被沉积在电介质的项表面上。此外，起高频信号传输路径作用的配线图案被形成在印刷板17上。然后，通过进行回流焊接，将隔离器15安装在印刷板17上来制成高频耦合器。根据要使用的波长来对从印刷板17(或接地部18)上的电路安装表面至耦合电极14的高度(即，通孔16的长度(相位高度))进行适当的调节，使得能够使通孔16具有感应性，并用于替代图2所示的串联电感器12。此外，高频信号传输路径经由芯片状并联电感器13连接至接地部18。

以下将说明发射器10那侧的耦合电极14中产生的电磁场。

如图1及图2所示，耦合电极14连接至高频信号传输路径的一端，并在高频信号从发射电路单元11输出并在其中流过的情况下累积电荷。此时，经由传输路径流入耦合电极14的电荷因串联电感器12以及并联电感器13所形成的谐振单元的谐振效应而增大，由此累积了更大的电荷。

此外，接地部18被设置为面对耦合电极14以分离开相对于高频信号的波长可忽略的高度(相位高度)。然后，如果如上所述电荷被累积在耦合电极14中，则镜像电荷被累积在接地部18中。如果点电荷Q位于平面导体外部，则在平面导体内设置镜像电荷-Q(其为虚拟并且替代表面电荷分布)，但这是在诸如Tadashi Mizoguchi所著的“Electromagnetics”(54至57页，Shokabo)的现有技术中描述的方式。

因为如上所述点电荷Q以及镜像电荷-Q被累积，故形成微小偶极子(infinitesimal dipole)，其由将在耦合电极14中累积的电荷的中心与在接地部18中累积的镜像电荷的中心连接的线段形成。严格上讲，电荷Q以及镜像电荷-Q具有体积，并且微小偶极子被形成使得电荷的中心与镜像电荷的中心彼此相连。这里所述的“微小偶极子”指“在电偶极子的电荷之间具有极短距离的偶极子”。例如，Yasuto Mushiake所著的“Antennasand Propagation”(16至18页，Corona)也描述了“微小偶极子”。此外，微小偶极子引发产生电场的横向波分量E_θ、电场的纵向波分量E_R以及微小偶极子***的磁场H_φ。

图4示出了微小偶极子的电场。此外，图5示出了电场匹配在耦合电极上的状态。如图所示，电场的横向波分量E_θ沿与传播方向垂直的方向振荡，而电场的纵向波分量E_R沿与传播方向平行的方向振荡。此外，在微小偶极子的***产生磁场H_φ。以下公式(1)至(3)表示出由微小偶极子产生的电磁场。在公式中，与距离R的立方成反比的分量是静态电磁场，与距离R的平方成反比的分量是感应电磁场，而与距离R成反比的成分是辐射电磁场。

$E_{\mathrm{\θ}}=\frac{{\mathrm{pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{4\mathrm{\π\ϵ}}(\frac{1}{R^3}+\frac{\mathrm{jk}}{R^2}-\frac{k^2}{R})\sin \mathrm{\θ}\·\·\·\left(1\right)$

$E_R=\frac{{\mathrm{pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{2\mathrm{\π\ϵ}}(\frac{1}{R^3}+\frac{\mathrm{jk}}{R^2})\cos \mathrm{\θ}\·\·\·\left(2\right)$

$H_{\mathrm{\φ}}=\frac{{\mathrm{j\ωpe}}^{-\mathrm{jkR}}}{4\mathrm{\π}}(\frac{1}{R^2}+\frac{\mathrm{jk}}{R})\sin \mathrm{\θ}\·\·\·\left(3\right)$

为了抑制******的干扰波，优选考虑抑制包括辐射电场分量的横向波E_θ，并且在图1所示的近距离无线传输***中使用不包括辐射电场分量的纵向波E_R。从以上公式(1)及(2)可知，原因在于电场的横向波分量E_θ包括与距离成反比(换言之，表明随距离减小程度较小)的辐射电场，但纵向波成分E_R不包括辐射电场。

首先，为了不产生电场的横向波E_θ，需要高频耦合器不作为天线进行工作。图2所示的高频耦合器具有与“电容负载型”天线类似的结构，电容负载型天线通过将金属安装在天线元件的末端而具有静电电容，并且其高度降低。因此，需要高频耦合器不作为电容负载型天线进行工作。图6示出了电容负载型天线的构成示例，并且沿箭头A的方向大量产生电场的纵向波成分E_R，并且沿箭头B₁及B₂的方向产生电场的横向波E_θ。

在图3所示的耦合电极的构成示例中，电介质15及通孔16起到避免耦合电极14与接地部18耦合的作用并且起到形成串联电感12的作用这两个作用。通过将串联电感12构造为具有从印刷板17上的电路安装表面至电极14的足够高度，可避免接地部18与电极14的电耦合并确保与接收器一侧的高频耦合器的电耦合效果。但是，如果电介质15的高度较高，换言之，如果从印刷板17上的电路安装表面至电极14的距离对于使用的波长而言具有不可忽略的长度，则高频耦合器起电容负载型天线的作用，由此如图6中的箭头B₁及B₂所示产生横向波E_θ。因此，存在下述条件，即电介质15的高度需要具有足够长度，以形成通过避免电极14与接地部18的耦合而获取作为高频耦合器的特性并且起阻抗匹配电路作用所需的串联电感12，并且电介质15的高度需要短至不会因流过串联电感12的电流而大量地辐射不需要的电波E_θ的程度。

另一方面，从公式(2)可以理解，当纵向波分量与微小偶极子的方向形成角度θ＝0时，纵向波成分E_R最大。因此，为了通过利用电场的纵向波成分E_R来进行非接触通信，优选地通过将通信对方的高频耦合器以相对方式布置，使得与微小偶极子的方向形成的角度θ约为0度，来传输高频电场信号。

此外，通过由串联电感12以及并联电感13形成的谐振单元，可使流入耦合电极14的高频信号的电流更大。因此，由累积在耦合电极14中的电荷以及接地部侧中的镜像电荷形成的微小偶极子的矩会更大，并且在与微小偶极子的方向形成的角度θ约为0度的情况下，可朝向传播方向有效地发射由纵向波E_R形成的高频电场信号。

在图2所示的高频耦合器中，通过并联电感及串联电感的常数L₁及L₂来在阻抗匹配单元中确定工作频率f₀。但是，通常，因为集总常数电路的波带比高频电路中分布常数电路的波带窄，并且电感的常数随着频率变高而变小，故存在谐振频率因常数的偏差而产生偏移的问题。由此，可以考虑通过以下方案来实现较宽的带宽，即通过在阻抗匹配单元及谐振单元中利用分布常数电路替代集总常数电路来构造高频耦合器。

图7示出了高频耦合器的构成示例，其中分布常数电路被用于阻抗匹配单元及谐振单元。在图中所示的示例中，提供了高频耦合器，其中接地导体72形成在底表面上，而形成有印刷图案的印刷板71则布置在顶表面上。作为高频耦合器的阻抗匹配单元及谐振单元，微带线或共面波导(即短截线73)被形成为分布常数电路而非并联电感及串联电感，并经由信号线图案74被连接至发送/接收电路模块75。短截线73经由在短截线的末端穿过印刷板71的通孔76而连接并短路连接至底表面中的接地部72。此外，在短截线73的中心周围，耦合电极78通过由薄金属线形成的一根端子77而连接至短截线。

此外，在电子工程技术领域，这里的“短截线(stub)”是如下所述的电线的统称术语：所述电线的一端连接，另一端未连接或接地，并且所述电线设置在电路的中央用于调节、测量、阻抗匹配、滤波等。

经由信号线从发送/接收电路输入的信号在短截线73的末端部分中反射，并且在短截线73中产生驻波。短截线73的相位高度约为高频信号的波长的1/2(就相位而言为180度)，信号线74及短截线73由印刷板71上的微带线及共面线等形成。如图8所示，当末端与1/2波长相位高度的短截线73进行短路连接时，在短截线73中产生的驻波的电压大小在短截线73的末端处为0，并在短截线73的中央(即，距离短截线73的末端为1/4波长(90度)的位置)处达到最大。如果耦合电极78被连接至短截线73的中央(驻波的电压大小在此处达到最大)周围的一个端子77，则可以形成具有极佳传播效率的高频耦合器。

因为图7所示的短截线73是印刷板71上的微带线或共面波导，并且DC阻抗较小，故高频信号的损耗较小，因此，可以减小高频耦合器之间的传播损耗。此外，因为构成分布常数电路的短截线73的尺寸与高频信号的波长的1/2大小相当，所以由于制造公差而导致的尺寸误差相对于整个相位高度而言极小，并且不容易出现特性的偏差。

以下将描述在使用弱UWB的近距离无线传输中扩展通信范围的方法。

当应用近距离无线传输功能以将其结合在信息设备中时，使用者不能够观察到用于对准而附着在设备壳体上的目标点的标记，并且设备接触沿横向偏离中心。为此，为了改进实际应用时近距离无线传输功能的优点，需要沿横向扩展通信范围。

图9示出了通过将耦合电极92安装在接地板91上而形成的高频耦合器90的状态，其中当高频信号被输入耦合电极时，电荷在耦合电极中累积。如图所示，在耦合电极92中累积的电荷量以正弦波形式发生变化。在其波长与UWB同样短的GHz级高频带中，耦合电极的尺寸相对于波长变的不可忽略的大。为此，在耦合电极92上发生诸如驻波的电荷分布。此外，在同一附图中，由虚线表示从耦合电极92产生的电场。

在图9的示例中，就耦合电极92的尺寸而言，将从连接至接地板91(谐振单元)的支撑单元93的根部到末端的高度设计为1/4波长。此外，耦合电极92的末端处于开路状态(open-ended state)。开路状态对应于电流的驻波的固定端，并且对应于累积在末端部中的电荷的振幅变为最大的波腹(anti-node)。如果高频信号被输入耦合电极92，则产生电流的驻波。在此情况下，在耦合电极92上的各部分中累积的电荷在所有时间均具有相同极性。此外，根据在各部分中累积的电荷，接地板91累积具有相反极性的镜像电荷。

这里，将描述作为耦合电极的尺寸的1/4波长。如之前参考图6所述，其中在高频耦合器中耦合电极被支撑在接地板上的结构与能够使其高度减小的“电容负载型”天线的结构类似。其中如图10A所示具有1/4波长的长度的金属线段垂直于接地部竖立的天线被称为1/4波长型单极天线。当高频信号被输入金属线段时，产生电流的驻波，金属线段的末端起电流的驻波的固定端的作用，并且电流振幅为0。另一方面，金属线段的根部的馈电点具有最大电流振幅。因此，出现如图10A所示的电流分布。

此外，在现有技术中，如果金属线段的长度缩短，并且其末端被固定至金属板，则在保持1/4波长的谐振状态的情况下可以降低天线的高度。这是因为金属板可类似于一个电容的电极那样累积电荷。图10B示出了其高度降低的电容负载型天线的结构。图中还示出了在天线中产生的电流分布，但金属板中与缩短的金属板的末端位置对应的电流振幅并未变为0，并且电流分布表现为似乎是金属线段被延长至端部。

可通过减小单极天线的高度来获得电容负载型天线，但是，绝对有效地起天线的辐射元件作用(即，产生电场的横向波分量E_θ)的部分是金属线段部分。大体上，如果天线的高度被减小(即，金属线段的长度缩短)，则天线的辐射效率降低。另一方面，在高频耦合器的情况下，希望电场的横向波分量E_θ(即，电波的辐射)较小。因此，如图10C所示，金属线段的长度被设计以相对于波长极短，但通过与金属线段一起将金属板在金属线末端处的尺寸设定为1/4波长的谐振状态，高频耦合器可辐射具有纵向波分量E_R的更强电场信号。

无论如何，如果耦合电极的末端为开路状态，则可以确定从连接至谐振单元的根部至末端的长度为1/4波长。这表明高频耦合器的通信范围仅沿横向扩展至约1/4波长。

着眼于此，本发明人提出了其中耦合电极的末端部分被短路连接至接地部的高频耦合器的结构。

图11示意性示出了高频耦合器110的构造。在图中所示的示例中，谐振单元115是具有1/2波长的长度的短截线，并且其末端部分经由通孔118被短路连接至接地部116。此外，耦合电极112被支撑单元113支撑在短截线的中心位置处。耦合电极112被支撑单元113支撑在谐振单元115上的大致中心处，并在耦合电极112的末端部分处在短路连接单元114中处于接地状态。

这里，短路连接单元114中的接地状态对应于电流的驻波的自由端，并且电荷的振幅变为零。在此情况下，从与谐振单元115连接的支撑单元113的根部至与接地部116短路连接的短路连接单元114的末端部分的尺寸为1/2波长，由此能够实现谐振状态。如果高频信号经由微带线形成的信号线117而被输入，则在耦合电极112中产生电流的驻波。

图12示出了图11所示的高频耦合器110沿线XII-XII所取的剖视图，以及累积电荷的分布。此外，在附图中，由虚线来表示从耦合电极112产生的电场。如果高频信号经由微带线形成的信号线输入，则产生电流的驻波。因为电荷的振幅在电流振幅变为最大的波腹处变为零，故电荷的振幅在支撑单元113的根部处以及耦合电极112的末端部分的短路连接单元114处变为零，并且如图所示能够获得1/2波长的谐振状态。相较于图9所示的高频耦合器90，耦合电极112的尺寸增加一倍，并且电荷的分布沿横向扩展。这表明高频耦合器110中耦合电极112的通信范围沿横向扩大为增加一倍。

在图11所示的构成示例中，形成耦合电极112的金属板的两端经过折弯处理以形成短路单元114。如果在耦合电极112中获得1/2波长的谐振状态，则仅具有相同极性的电荷不仅分布至耦合电极112的正面，还分布至短路连接单元114的侧面。在此情况下，耦合电极112的正面方向是电场信号的辐射方向，沿该方向，该面可用作第一辐射面；另一方面，短路单元114的侧面方向是电场信号的辐射方向，沿该方向，该面可用作第二辐射面。通过耦合电极的尺寸增大以及第二辐射面的作用，可以预期耦合电极112的通信范围沿横向进一步扩展。图17示出了分别从耦合电极112的第一辐射面及第二辐射面发出电场的状态。

在高频耦合器110被安装在无线通信终端中的情况下，如果耦合电极112的第一辐射面被布置在终端的壳体的正面的内侧，并且耦合电极112的第二辐射面处于壳体的侧面，则可以从无线通信终端的正面方向及侧面方向等多个方向来辐射电场信号。

在此情况下，不仅在如图18所示目标点连接至无线通信终端的正面方向时，而且如图19所示在目标点接触其侧面方向时，均能够实现通信。因此，可以增大设计无线通信终端的壳体的自由度，并且可以提高使用者使用近距离无线传输***时的便利性。

可通过一个高频耦合器110来实现能够沿正面方向及侧面方向这两个方向进行通信的无线通信终端。例如，当要在高频耦合器(其用于制造在笔记本中设置的小尺寸无线通信终端)之间执行通信时，能够进行通信，使得无线通信终端被置于布置在笔记本的掌托等位置上的目标点上方。此外，如果无线通信终端过大使得其不能够被布置在目标点上方，则可通过侧向布置终端来执行通信。

此外，本发明的要点并不限于如图11所示通过使金属板经过折弯处理来形成耦合电极112以及短路单元114的构造。例如，如图13所示，耦合电极132的末端部分可通过由导线制成的短路单元134而被短路连接。

图14示出了当图11所示的高频耦合器面向正面方向时通过测量耦合强度而获得的结果。但是，耦合强度是在两个耦合电极112均在与包含图11中的线XII-XII的第一辐射面垂直的面中沿横向移动的情况下测量得到的。

此外，相较而言，通过以与用于在由与图11所示的高频耦合器110中相同的短截线形成的谐振单元155上设置具有1/4波长尺寸的耦合电极152的高频耦合器150(参见图15)，以及在由与图11所示的高频耦合器110相同的短截线形成的谐振单元165上设置有耦合电极162(具有1/2波长的尺寸但并未被短路单元短路连接)的高频耦合器160(参见图16)的类似方式，来测量耦合强度而获得了图14所示的结果。

当将图11所示的高频耦合器110以及图15所示的高频耦合器150的测量结果相互比较时，因为具有图15中相应部分中电荷的两倍大小的耦合电极112中的电荷在高频耦合器110中分散，故刚好在正面(沿横向的距离＝0mm)(即，峰位置)的耦合强度较弱，但在横向距离增大时耦合强度的减小被弱化。因此，可以理解通信距离根据横向偏差而扩大。

此外，当将图11所示的高频耦合器110以及图16所示的高频耦合器160的测量结果相互比较时，后者的耦合电极显著较低。这是因为当耦合电极162的末端部分并未短路连接至接地部时，并不能够获得1/2波长的谐振状态，并且具有不同极性的电荷分散在耦合电极162的表面内，由此使具有两种极性的电荷的电场抵消。

当将图11所示的高频耦合器110与图16所示的高频耦合器160的测量结果进行比较时，可以理解高频耦合器110的通信范围沿横向扩展的原因并不在于耦合电极112的尺寸被简单地增加一倍，而在于末端部分被短路连接至接地部以获得1/2波长的谐振状态并且因而仅具有相同极性的电荷沿电场信号的辐射方向分布。

本申请包含2010年3月12日向日本专利局递交的日本在先专利申请JP 2010-056561揭示的主题，通过引用将其全部内容包含在本说明书中。

本领域的技术人员可以理解，在不脱离所附权利要求的范围及其等同范围的前提下，取决于设计要求及其他因素，可以进行各种改变、组合、子组合及替换。

Claims (3)

1.一种高频耦合器，包括：

接地部；

耦合电极，其面向所述接地部，并且被支撑成间隔开相对于高频信号的波长可忽略的高度；

谐振单元，其用于使经由传输路径流入所述耦合电极的电流增大；

支撑单元，其在所述耦合电极的大致中央位置处连接至所述谐振单元；以及

短路单元，其将所述耦合电极的两个末端部分短路连接至所述接地部，

其中，形成微小偶极子，所述微小偶极子由将累积在所述耦合电极中的电荷的中心与累积在所述接地部中的镜像电荷的中心连接的线段构成，并且朝向彼此面对布置使得沿所述微小偶极子的方向形成的角度θ大致为0度的通信对方侧的高频耦合器发送所述高频信号，以及

其中，所述耦合电极从所述支撑单元的连接在所述耦合电极上的根部至经由所述短路单元被短路连接至所述接地部的所述末端部分具有1／2波长的尺寸。

2.根据权利要求1所述的高频耦合器，其中，所述耦合电极的正面方向是电场信号的第一辐射方向，在所述第一辐射方向上，所述耦合电极的正面发挥第一辐射面的作用，并且所述短路单元的侧面方向是电场信号的第二辐射方向，在所述第二辐射方向上，所述短路单元的侧面发挥第二辐射面的作用。

3.一种通信装置，包括：

通信电路单元，其执行对高频信号传输数据的处理；

高频信号的传输路径，其连接至所述通信电路单元；

接地部；

耦合电极，其面向所述接地部，并且被支撑成间隔开相对于所述高频信号的波长可忽略的高度；

谐振单元，其用于使经由所述传输路径流入所述耦合电极的电流增大；

支撑单元，其在所述耦合电极的大致中央位置处连接至所述谐振单元；以及

短路单元，其将所述耦合电极的两个末端部分短路连接至所述接地部，

其中，所述耦合电极从所述支撑单元的连接在所述耦合电极上的根部至经由所述短路单元被短路连接至所述接地部的所述末端部分具有1／2波长的尺寸，并且

其中，形成微小偶极子，所述微小偶极子由将累积在所述耦合电极中的电荷的中心与累积在所述接地部中的镜像电荷的中心连接的线段构成，并且朝向彼此面对布置使得沿所述微小偶极子的方向形成的角度θ大致为0度的通信对方侧的高频耦合器发送所述高频信号。