CN102185823A - 一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法 - Google Patents

一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法 Download PDF

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CN102185823A CN2011101483034A CN201110148303A CN102185823A CN 102185823 A CN102185823 A CN 102185823A CN 2011101483034 A CN2011101483034 A CN 2011101483034A CN 201110148303 A CN201110148303 A CN 201110148303A CN 102185823 A CN102185823 A CN 102185823A
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Abstract

本发明公开了一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，特征是在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，从而通过线性映射函数操作剪波噪声序列即可生成低峰均比发送序列，并给出生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限的简单表达式；在接收机中引入了峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低***误比特率。本发明克服了以往方法需要复杂的非线性运算生成低峰均比发送序列，复杂的软件仿真生成最优剪波门限和非线性失真而造成误比特率高的缺点，只通过线性运算即可降低峰均比，同时显著降低***的误比特率，使计算复杂度大大降低，并改善了***性能。

Description

一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法
技术领域
本发明属于移动通信中的正交频分复用技术领域，特别涉及降低峰均比和缓解非线性失真以降低***误比特率的联合技术。
背景技术
正交频分复用技术是目前移动通信领域广泛使用的技术。其中发射机如何降低峰均比和接收机如何缓解因为高功率放大器造成的非线性失真以提高***误比特率性能是正交频分复用技术的热点和重点之一。
据《国际电子与电气工程师协会无线通信杂志》(IEEE Transactions on WirelessCommunications，vol.8，Issue.5，2009，Page(s)：2417-2423)介绍，通过约束非线性优化设计的峰值抵消时域序列可以达到最好的峰均比降低性能，但因其计算复杂度太高，在实际***中难以实现。据《国际电子与电气工程师协会第65届车辆通信技术春季年会》(IEEE 65th Vehicular Technology Conference，Spring，22 April-25April 2007，Page(s)：2195-2199)介绍，峰值抵消时域序列可以由剪波噪声序列生成，然后可以达到降低峰均比的目的，虽然该方法从理论上讲是次优的，但它具有计算复杂度相对低，增益显著的特点。据《国际电子与电气工程师协会广播杂志》(IEEETransactions on Broadcasting，vol.49，Issue.3，2003 Page(s)：258-268)介绍，峰值抵消时域序列经过适当缩放还可以达到更好的峰均比降低性能，并且缩放因子可由灵巧梯度算法给出。但是生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限仍然需要计算量很大的软件仿真来得到，并且在预留子载波的个数有限和高功率放大器的输入回退有限的正交频分复用***中，在以前所有的子载波预留方法中都没有涉及到***误比特率性能的改善。
发明内容
本发明的目的是提出一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，以低的计算复杂度达到同时降低峰均比和误比特率的目的。
本发明组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，设：在具有N个子载波的正交频分复用***中，有R个子载波预留，其位置标号由保留位置集合R表示；其中可以用于携带数据的子载波个数为N-R，其位置标号由用户位置集合U表示；用户位置集合U和保留位置集合R的交集U∩R为空集
Figure BDA0000065999830000011
N点逆离散傅立叶变换阵Q的第k行n列元素Q k，n为
Figure BDA0000065999830000012
用户傅立叶变换矩阵Q u是N点逆离散傅立叶变换阵Q的子矩阵，由用户位置集合U标识的列和所有行形成，生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000013
等于用户傅立叶变换矩阵Q u左乘用户子载波数据符号序列
Figure BDA0000065999830000014
即N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000016
剪波器的剪波门限为A，对生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000021
进行剪波操作，得N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure BDA0000065999830000022
它的每一个元素由 y &OverBar; n = y n | y n | < A Ae j&phi; n | y n | &GreaterEqual; A 给出，其中yn和
Figure BDA0000065999830000024
是N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000025
和N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure BDA0000065999830000026
的第n个元素，yn的相位为φn，剪波噪声序列
Figure BDA0000065999830000027
Figure BDA0000065999830000028
等于N点用户时域正交频分复用序列减N点用户时域正交频分复用序列剪波输出即剪波噪声序列
Figure BDA00000659998300000210
使用映射函数
Figure BDA00000659998300000211
将剪波噪声序列转换为峰值抵消时域序列，得到最后的低峰均比发送序列其中β为缩放因子，由灵巧梯度算法给出，将低峰均比发送序列
Figure BDA00000659998300000213
通过高功率放大器后得到高功率放大器输出序列
Figure BDA00000659998300000214
等于低峰均比发送序列
Figure BDA00000659998300000215
加上非线性失真序列在接收机中接收到的时域序列
Figure BDA00000659998300000218
为独立同分布的高斯白信道噪声；将接收的时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到接收的频域序列
Figure BDA00000659998300000219
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure BDA00000659998300000220
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域非线性失真等于非线性失真序列
Figure BDA00000659998300000223
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA00000659998300000224
频域高斯白信道噪声
Figure BDA00000659998300000225
等于高斯白信道噪声
Figure BDA00000659998300000226
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域高斯白信道噪声经过最大似然检测，即用户子载波数据符号序列
Figure BDA00000659998300000228
的第k个元素的估计
Figure BDA00000659998300000229
其中X是标准符号映射星座点，k代表一个序列中元素位置的标号，集合U是用户子载波位置标号集合，所得到的用户子载波数据符号估计为
其特征在于：在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，在接收机中用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低***误比特率；剪波噪声序列的映射函数
Figure BDA00000659998300000231
为线性操作，其闭合形式由矩阵乘法
Figure BDA00000659998300000232
给出，其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合R标识的列和所有行形成，
Figure BDA00000659998300000233
是其共轭转置，生成剪波噪声序列时候需要的最优剪波门限其中σ是N点用户时域正交频分复用序列的均方根功率，然后根据映射函数即可生成低峰均比发送序列
Figure BDA00000659998300000235
将低峰均比发送序列通过高功率放大器后得到高功率放大器输出序列
Figure BDA00000659998300000237
等于低峰均比发送序列
Figure BDA00000659998300000238
加上非线性失真序列
Figure BDA00000659998300000239
然后通过发射天线发射，在接收机中的接收天线上接收到的时域序列
Figure BDA00000659998300000240
Figure BDA00000659998300000241
为独立同分布的高斯白信道噪声，将该时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到同时含有高斯白信道噪声和非线性失真的频域序列
Figure BDA0000065999830000031
中的用户子载波符号进行最大似然检测，得到用户子载波数据符号序列估计其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure BDA0000065999830000033
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H即
Figure BDA0000065999830000034
频域非线性失真
Figure BDA0000065999830000035
等于非线性失真序列
Figure BDA0000065999830000036
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H即
Figure BDA0000065999830000037
频域高斯白信道噪声
Figure BDA0000065999830000038
等于高斯白信道噪声
Figure BDA0000065999830000039
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域高斯白信道噪声对用户子载波数据符号序列估计
Figure BDA00000659998300000311
左乘用户傅立叶变换矩阵Q u，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure BDA00000659998300000312
对N点用户时域正交频分复用序列进行剪波得到剪波噪声序列估计
Figure BDA00000659998300000314
使用映射函数
Figure BDA00000659998300000315
得到低峰均比发送序列估计
Figure BDA00000659998300000316
将低峰均比发送序列估计
Figure BDA00000659998300000317
通过经过高功率放大器的特性曲线处理得到高功率放大器输出序列估计那么非线性失真估计
Figure BDA00000659998300000319
从时域序列
Figure BDA00000659998300000320
减去非线性失真估计
Figure BDA00000659998300000321
得到缓解非线性失真之后的序列
Figure BDA00000659998300000322
重新将其左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，并对得到的接收的频域序列重新进行最大似然检测得到低误比特率的用户子载波数据符号序列估计。
与现有的子载波预留峰均比降低方法相比，本发明方法利用N点用户时域正交频分复用序列的统计特性和峰均比降低方法的特点，在发射机通过线性映射函数操作剪波噪声序列生成低峰均比发送序列，并给出生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限的简单表达式，在接收机引入了峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法，克服了以往方法需要复杂的非线性运算生成低峰均比发送序列，需采用复杂的软件仿真生成最优剪波门限和非线性失真造成误比特率性能损失严重的缺点，而本发明组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法只通过线性运算即可降低峰均比，并同时显著的降低误比特率，使得计算复杂度大大降低，并改善了***性能，在实际***中容易实现。
本发明降低峰均比和改善误比特率性能所依据的原理是：
用来表示峰值降低子载波序列，那么峰值抵消时域序列
Figure BDA00000659998300000324
Figure BDA00000659998300000325
其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合R标识的列和所有行形成。因为用户子载波数据符号序列
Figure BDA00000659998300000326
具有独立同分布的特性，根据大数定理，N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA00000659998300000327
可以被建模为复高斯变量序列，其每一个元素服从方差为σ2，均值为0的复高斯分布，其中σ2为N点用户时域正交频分复用序列的功率，N点用户时域正交频分复用序列的幅度α＝|yn|服从瑞利分布，其概率密度函数表示为
Figure BDA00000659998300000329
因此N点用户时域正交频分复用序列具有大的峰均比，它的峰均比可以由随机变量ξy定义，定义为
Figure BDA0000065999830000041
其中
Figure BDA0000065999830000042
表示求N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000043
中元素幅度平方的最大时。相应的，随机变量ξy的峰均比互补累积概率密度函数表示为f(λ0)＝P{ξy≥λ0}，其中P{E}表示随机事件E发生的概率，λ0是峰均比门限，峰均比互补累积概率密度函数可以用来衡量***的峰均比性能。如果将N点用户时域正交频分复用序列通过剪波门限为A的剪波器，得到N点用户时域正交频分复用序列的剪波输出
Figure BDA0000065999830000044
将具有低峰均比。类似的，可以按照一定规则用峰值抵消时域序列
Figure BDA0000065999830000045
去逼近负的剪波噪声序列
Figure BDA0000065999830000046
使得N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000047
加上峰值抵消时域序列
Figure BDA0000065999830000048
之后也具有低峰均比。定义逼近度衡量，即平方误差和
Figure BDA0000065999830000049
其中||g||为向量的模。对S求关于峰值降低子载波序列的偏导数，并令结果等于零向量
Figure BDA00000659998300000411
得到峰值降低子载波序列
Figure BDA00000659998300000412
第二个等号成立是因为(Q e H Q e)-1为单位阵，其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合R标识的列和所有行形成，
Figure BDA00000659998300000413
是其共轭转置，为剪波噪声序列。这样得到峰值抵消时域序列其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合R标识的列和所有行形成，
Figure BDA00000659998300000416
是其共轭转置，
Figure BDA00000659998300000417
为剪波噪声序列。所以得到映射函数
Figure BDA00000659998300000418
当生成剪波噪声序列
Figure BDA00000659998300000419
的时候，需要剪波器的剪波门限A，现在计算该值。考虑到N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA00000659998300000420
的幅度分布，剪波噪声序列
Figure BDA00000659998300000421
中的非零元素个数可以近似表示为其中N为子载波个数，σ2为N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA00000659998300000423
的功率。根据高矩阵映射关系，峰值降低子载波序列
Figure BDA00000659998300000424
剪波噪声序列
Figure BDA00000659998300000425
中的每一个非零元素对应峰值降低子载波序列中的一个元素，因而可以令剪波噪声序列中的非零元素个数等于保留子载波个数，经过整理得到最优剪波门限
Figure BDA00000659998300000428
其中又被定义为数据损失率DRL。得到缩放后的低峰均比发送序列
Figure BDA00000659998300000430
一般来说，正交频分复用***中DRL都很小，因为不能造成***频谱效率下降，这样就意味着峰均比性能不是完美的，当经过高功率放大器时，一些正交频分复用符号仍然会影响产生非线性失真。考虑发射机的高功率放大器，其造成的非线性失真大小由输入回退(IBOdB)衡量，定义为分贝(dB)值，即
Figure BDA00000659998300000431
其中Po为高功率放大器输出功率，Psa为高功率放大器饱和功率。低峰均比发送序列
Figure BDA00000659998300000432
经过高功率放大器放大后，得到高功率放大器输出序列
Figure BDA0000065999830000051
等于低峰均比发送序列
Figure BDA0000065999830000052
加上非线性失真序列
Figure BDA0000065999830000053
经过高斯白信道。在接收机中接收到的时域序列
Figure BDA0000065999830000054
Figure BDA0000065999830000055
为独立同分布的高斯白信道噪声，对时域序列
Figure BDA0000065999830000056
左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到频域序列
Figure BDA0000065999830000057
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure BDA0000065999830000058
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA0000065999830000059
频域非线性失真
Figure BDA00000659998300000510
等于非线性失真序列
Figure BDA00000659998300000511
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA00000659998300000512
频域高斯白信道噪声
Figure BDA00000659998300000513
等于高斯白信道噪声
Figure BDA00000659998300000514
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA00000659998300000515
对频域符号Rk；k∈U进行最大似然检测得到用户数据符号序列估计
Figure BDA00000659998300000516
对用户数据符号序列
Figure BDA00000659998300000517
进行左乘用户傅立叶变换矩阵Q u操作，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure BDA00000659998300000518
将剪波器的剪波门限设置为
Figure BDA00000659998300000519
对N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure BDA00000659998300000520
剪波得到剪波误差序列估计
Figure BDA00000659998300000521
使用映射函数
Figure BDA00000659998300000522
得到低峰均比发送序列估计
Figure BDA00000659998300000523
将其使用高功率放大器的特性曲线处理得到高功率放大器输出序列估计
Figure BDA00000659998300000524
那么非线性失真序列估计
Figure BDA00000659998300000526
从时域序列
Figure BDA00000659998300000527
减去非线性失真序列估计
Figure BDA00000659998300000528
得到抵消非线性失真之后的新时域序列等于
Figure BDA00000659998300000529
而后重复和时域序列
Figure BDA00000659998300000530
相同的操作，重新得到用户子载波数据符号序列估计，此时误比特率已经大大降低。
从整体上来看，本发明方法与现有方法相比，发射机端的子载波预留峰均比降低方法由于只需要使用线性运算，其复杂度大大降低，并且在接收机通过简单操作也降低了***的误比特率，在实际***中较易于实现。
本发明组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，由于在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，从而通过线性映射函数操作剪波噪声序列即可生成低峰均比发送序列，并给出生成剪波噪声序列时需要的最优剪波门限的简单表达式；在接收机引入了峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低***误比特率；本发明克服了以往方法需要复杂的非线性运算生成低峰均比发送序列，需采用复杂的软件仿真生成最优剪波门限和非线性失真而造成误比特率高的缺点，只通过线性运算即可降低峰均比，同时显著降低***的误比特率，使计算复杂度大大降低，并改善了***性能。
附图说明：
图1是本发明正交频分复用***中组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法的流程原理示意框图。
图2是数据损失率DRL为4.3％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。
图3是数据损失率DRL为8.2％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。
图4是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝3分贝，数据损失率DRL分别为4.3％和8.2％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。
图5是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝4分贝，数据损失率DRL分别为4.3％和8.2％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。
具体实施方式
以下结合附图说明本发明的实施例。
实施例1：
图1给出了本发明正交频分复用***中组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法的流程原理示意框图；其中上半部为发射机中的流程原理示意框图，下半部为接收机中的流程原理示意框图。
如图1中所示：在发射机中，用户子载波数据符号序列1经过左乘用户傅立叶变换阵步骤2生成N点用户时域正交频分复用序列，通过剪波器3生成剪波噪声序列，经过映射函数和缩放步骤4，再经过序列相加器5生成低峰均比发送序列，经过高功率放大器模块6放大后的信号通过发射机天线T1发送，经无线信道7由接收机天线T2接收，经低通滤波器模块8之后，接收序列被左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵9，得到的输出经过最大似然检测步骤10A处理，使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消步骤11缓解非线性失真和使用最大似然检测步骤10B重新检测之后得到用户子载波数据符号序列估计12。
用户数据符号序列
Figure BDA0000065999830000061
被分配到由用户位置集合U表示其位置的N-R子载波上，将其左乘用户傅立叶变换阵Q u得到N点用户时域正交频分复用序列
Figure BDA0000065999830000062
使用映射函数
Figure BDA0000065999830000063
得到峰值抵消时域序列为
Figure BDA0000065999830000064
并将其适当缩放；其中剪波噪声序列
Figure BDA0000065999830000065
生成的时候需要的最优剪波门限
Figure BDA0000065999830000066
最终得到的发送信号为
Figure BDA0000065999830000067
低峰均比发送序列经过输入回退为IBOdB的高功率放大器放大和加性高斯白信道，得到接收机中接收到的时域序列
Figure BDA0000065999830000069
其中
Figure BDA00000659998300000610
为独立同分布的高斯白信道噪声，
Figure BDA00000659998300000611
为非线性失真序列。
在采用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法时，对时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到频域序列
Figure BDA00000659998300000613
Figure BDA00000659998300000614
Figure BDA00000659998300000615
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure BDA00000659998300000616
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA00000659998300000617
频域非线性失真等于非线性失真序列
Figure BDA00000659998300000619
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA00000659998300000620
频域高斯白信道噪声
Figure BDA00000659998300000621
等于高斯白信道噪声
Figure BDA00000659998300000622
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure BDA00000659998300000623
对频域符号Rk，k∈U进行最大似然检测得到用户数据符号序列估计
Figure BDA00000659998300000624
对用户数据符号序列进行左乘用户傅立叶变换阵Q u操作，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure BDA00000659998300000626
将剪波器的剪波门限设置为
Figure BDA0000065999830000071
对N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure BDA0000065999830000072
剪波得到剪波误差序列估计
Figure BDA0000065999830000073
使用映射函数
Figure BDA0000065999830000074
得到低峰均比发送序列估计
Figure BDA0000065999830000075
将其使用高功率放大器的特性曲线处理得到输出序列估计
Figure BDA0000065999830000076
那么非线性失真序列估计
Figure BDA0000065999830000077
从时域序列
Figure BDA0000065999830000078
减去非线性失真序列估计
Figure BDA0000065999830000079
得到抵消非线性失真之后的新时域序列等于然后对改新序列进行和时域序列
Figure BDA00000659998300000711
相同的操作，并重新进行最大似然检测之后，得到用户数据符号序列的估计，此时误比特率已经大大降低。
低峰均比发送序列经过高功率放大器6放大后，由发射机天线T1发送，经无线信道7后，由接收机天线T2接收，经低通滤波器模块8之后，被左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵9，得到的输出经过最大似然检测10A检测和使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消11抵消非线性失真，再使用最大似然检测10B重新检测之后得到用户子载波数据符号序列估计12。
图2给出了数据损失率DRL为4.3％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。横坐标为峰均比门限λ0，单位是分贝，纵坐标为峰均比互补累积概率密度。图2中，没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线A1表示，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线B1表示。仿真的正交频分复用符号为100000个，子载波个数N＝256，预留子载波个数R为11个，其元素从集合{1，2，3，L，N-1}中随机选取，数据损失率DRL为4.3％，使用64阶正交幅度调制。经过64阶正交幅度调制后的用户子载波数据符号序列1经过左乘用户傅立叶变换阵2生成256点用户时域正交频分复用序列，通过剪波器3生成剪波噪声序列，经过映射函数和缩放4，再经过序列相加器5生成低峰均比发送序列，根据峰均比计算公式计算低峰均比发送序列峰均比，对其进行统计，得到的峰均比互补累积概率密度的曲线。
图3给出了数据损失率DRL为8.2％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数性能比较结果。横坐标为峰均比门限λ0，单位是分贝，纵坐标为峰均比互补累积概率密度。图3中，没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线A2表示，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数由曲线B2表示。仿真的正交频分复用符号为100000个，子载波个数N＝256，预留子载波个数R为21个，其元素从集合{1，2，3，L，N-1}中随机选取，数据损失率DRL为8.2％时，使用64阶正交幅度调制。经过64阶正交幅度调制后的用户子载波数据符号序列1经过左乘用户傅立叶变换阵2生成256点用户时域正交频分复用序列，通过剪波器3生成剪波噪声序列，经过映射函数和缩放4，再经过序列相加器5生成低峰均比发送序列，根据峰均比计算公式计算低峰均比发送序列峰均比，对其进行统计，得到的峰均比互补累积概率密度的曲线。
从图2到图3可以看出，在数据损失率DRL分别为4.3％和8.2％时，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数曲线B1的峰均比性能优于没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数A1，采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数曲线B2的峰均比性能优于没有采用本发明方法时的峰均比互补累积概率密度函数A2，增益分别可以达到3.5分贝和3.8分贝。并且大的数据损失率DRL可以取得大的增益，因为可以有更多的保留子载波参与了峰均比抵消过程，但是此时的频谱利用率会降低。
图4是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝3分贝，数据损失率DRL分别为4.3％和8.2％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。图中的横坐标为比特能量噪声比，单位是分贝，纵坐标为误比特率。在图4中，当DRL为4.3％时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线A3表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线C3表示。当DRL为8.2％时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线B3表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线D3表示。将得到的低峰均比发送序列经过高功率放大器6放大，但是仍然有很少的正交频分复用符号的峰均比是比较高的，这样就会造成接收到的信号中包含非线性失真，将放大后的结果经过发射天线T1发射，经过信道7，信道7为加性高斯白信道，在接收机天线T2上接收的信号经过低通滤波器模块8之后，得到的信号被左乘共轭逆傅立叶变换阵9，将其使用最大似然检测10A进行检测，而后使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消11缓解非线性失真，重新使用最大似然检测10B检测得到用户子载波数据序列估计12，然后统计误比特率，得到图4中的结果。
图5是加性高斯白信道中，输入回退IBOdB＝4分贝，数据损失率DRL分别为4.3％和8.2％时，采用本发明方法时和没有采用本发明方法时的误比特率性能比较结果。图中的横坐标为比特能量噪声比，单位是分贝，纵坐标为误比特率。在图4中，当DRL为4.3％时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线A4表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线C4表示。当DRL为8.2％时，没有采用本发明方法时的误比特性能由曲线B4表示，采用本发明方法时的误比特率性能由曲线D4表示。将得到的低峰均比发送序列经过高功率放大器6放大，但是仍然有很少的正交频分复用符号的峰均比是比较高的，这样就会造成接收到的信号中包含非线性失真，将放大后的结果经过发射天线T1发射，经过信道7，信道7为加性高斯白信道，在接收机天线T2上接收的信号经过低通滤波器模块8之后，得到的信号被左乘共轭逆傅立叶变换阵9，将其使用最大似然检测10A进行检测，而后使用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消11缓解非线性失真，重新使用最大似然检测10B检测得到用户子载波数据序列估计12，然后统计误比特率，得到图5中的结果。
从图4看出，在数据损失率DRL分别为4.3％和8.2％时，输入回退IBOdB＝3分贝，采用本发明方法时的误比特率性能曲线C3的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线A3的误比特率性能，并且采用本发明方法时的误比特率性能曲线D3的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线B3的误比特率性能，在误比特率等于10-2时，两种数据损失率情况下，增益均可以超过12分贝，这是因为由于高功率放大器造成的非线性失真被显著缓解。从图5看出，在DRL分别为4.3％和8.2％时，输入回退IBOdB＝4分贝，采用本发明方法时的误比特率性能曲线C4的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线A4的误比特率性能，并且采用本发明方法时的误比特率性能曲线D4的误比特率性能优于没有采用本发明方法时的误比特率性能曲线B4的误比特率性能，在误比特率等于10-3时，两种数据损失率情况下，增益均可以超过10分贝，这是因为由高功率放大器造成的非线性失真被大大缓解。并且可以看到当输入回退IBOdB＝4分贝，即比较大的时候，有本发明方法的增益会相对小一些，因为此时的非线性失真的影响要相对弱一些。
结合图2到图3的峰均比互补累积概率密度函数结果和图4到图5的误码率性能结果，可以看出，本发明方法的峰均比被大大降低，误比特率也显著低于没有使用本发明方法的情况。

Claims (1)

1.一种组合降低峰均比和误比特率的子载波预留方法，设：在具有N个子载波的正交频分复用***中，有R个子载波预留，其位置标号由保留位置集合R表示；其中可以用于携带数据的子载波个数为N-R，其位置标号由用户位置集合U表示；用户位置集合U和保留位置集合R的交集U∩R为空集
Figure FDA0000065999820000011
N点逆离散傅立叶变换阵Q的第k行n列元素Q k，n为
Figure FDA0000065999820000012
用户傅立叶变换矩阵Q u是N点逆离散傅立叶变换阵Q的子矩阵，由用户位置集合U标识的列和所有行形成，生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA0000065999820000013
等于用户傅立叶变换矩阵Q u左乘用户子载波数据符号序列
Figure FDA0000065999820000014
Figure FDA0000065999820000015
即N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA0000065999820000016
剪波器的剪波门限为A，对生成的N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA0000065999820000017
进行剪波操作，得N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure FDA0000065999820000018
它的每一个元素由 y &OverBar; n = y n | y n | < A Ae j&phi; n | y n | &GreaterEqual; A 给出，其中yn和
Figure FDA00000659998200000110
是N点用户时域正交频分复用序列
Figure FDA00000659998200000111
和N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure FDA00000659998200000112
的第n个元素，yn的相位为φn，剪波噪声序列
Figure FDA00000659998200000113
Figure FDA00000659998200000114
等于N点用户时域正交频分复用序列减N点用户时域正交频分复用序列剪波输出
Figure FDA00000659998200000115
即剪波噪声序列使用映射函数
Figure FDA00000659998200000117
将剪波噪声序列转换为峰值抵消时域序列，得到最后的低峰均比发送序列其中β为缩放因子，由灵巧梯度算法给出，将低峰均比发送序列
Figure FDA00000659998200000119
通过高功率放大器后得到高功率放大器输出序列等于低峰均比发送序列
Figure FDA00000659998200000121
加上非线性失真序列
Figure FDA00000659998200000122
在接收机中接收到的时域序列
Figure FDA00000659998200000123
Figure FDA00000659998200000124
为独立同分布的高斯白信道噪声；将接收的时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到接收的频域序列
Figure FDA00000659998200000125
其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure FDA00000659998200000126
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域非线性失真等于非线性失真序列
Figure FDA00000659998200000129
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即
Figure FDA00000659998200000130
频域高斯白信道噪声
Figure FDA00000659998200000131
等于高斯白信道噪声左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H，即频域高斯白信道噪声
Figure FDA00000659998200000133
经过最大似然检测，即用户子载波数据符号序列
Figure FDA00000659998200000134
的第k个元素的估计
Figure FDA00000659998200000135
其中X是标准符号映射星座点，k代表一个序列中元素位置的标号，集合U是用户子载波位置标号集合，所得到的用户子载波数据符号估计为
其特征在于：在发射机中用闭合数学表达式给出最优剪波门限并用线性运算降低峰均比，在接收机中用峰值降低子载波序列辅助的非线性失真抵消方法以降低***误比特率；剪波噪声序列的映射函数
Figure FDA0000065999820000021
为线性操作，其闭合形式由矩阵乘法
Figure FDA0000065999820000022
给出，其中保留傅立叶变换矩阵Q e是N点逆离散傅立叶变换阵Q的一个子矩阵，由保留位置集合R标识的列和所有行形成，是其共轭转置，生成剪波噪声序列时候需要的最优剪波门限其中σ是N点用户时域正交频分复用序列的均方根功率，然后根据映射函数即可生成低峰均比发送序列将低峰均比发送序列
Figure FDA0000065999820000026
通过高功率放大器后得到高功率放大器输出序列
Figure FDA0000065999820000027
等于低峰均比发送序列加上非线性失真序列
Figure FDA0000065999820000029
然后通过发射天线发射，在接收机中的接收天线上接收到的时域序列
Figure FDA00000659998200000210
为独立同分布的高斯白信道噪声，将该时域序列左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，得到同时含有高斯白信道噪声和非线性失真的频域序列中的用户子载波符号进行最大似然检测，得到用户子载波数据符号序列估计其中用户子载波和保留子载波数据符号序列
Figure FDA00000659998200000214
等于低峰均比发送序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H即
Figure FDA00000659998200000215
频域非线性失真
Figure FDA00000659998200000216
等于非线性失真序列左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域高斯白信道噪声
Figure FDA00000659998200000219
等于高斯白信道噪声
Figure FDA00000659998200000220
左乘N点逆离散傅立叶变换阵Q H即频域高斯白信道噪声
Figure FDA00000659998200000221
对用户子载波数据符号序列估计
Figure FDA00000659998200000222
左乘用户傅立叶变换矩阵Q u，生成N点用户时域正交频分复用序列估计
Figure FDA00000659998200000223
对N点用户时域正交频分复用序列进行剪波得到剪波噪声序列估计使用映射函数
Figure FDA00000659998200000226
得到低峰均比发送序列估计
Figure FDA00000659998200000227
将低峰均比发送序列估计
Figure FDA00000659998200000228
通过经过高功率放大器的特性曲线处理得到高功率放大器输出序列估计
Figure FDA00000659998200000229
那么非线性失真估计
Figure FDA00000659998200000230
从时域序列
Figure FDA00000659998200000231
减去非线性失真估计
Figure FDA00000659998200000232
得到缓解非线性失真之后的序列
Figure FDA00000659998200000233
重新将其左乘共轭N点逆离散傅立叶变换阵Q H，并对得到的接收的频域序列重新进行最大似然检测得到低误比特率的用户子载波数据符号序列估计。
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