CN102158248A - 基于循环谱理论的ds/fh扩频信号参数估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于循环谱理论和拼接技术的直接序列/频率跳变DS/FH扩频信号参数估计方法，主要解决现有DS/FH扩频信号参数估计性能低的问题。其实现步骤是：首先利用循环谱理论对DS/FH扩频信号，进行载频和码速率的预估计；然后利用预估计出来的载频和码速率，对DS/FH扩频信号进行分割提取；再对分割提取出来的各路信号进行拼接处理；最后再利用循环谱理论对拼接后的信号，进行载频和码速率的最终估计。本发明具有强的抗干扰能力，参数估计的准确率高，能有效地减小估计误差的优点，可用于对通信信号的处理。

Description

基于循环谱理论的DS/FH扩频信号参数估计方法

技术领域

本发明属于通信信号处理领域，涉及循环谱理论和拼接方法，可用于直接序列/频率跳变DS/FH扩频信号的参数估计。

背景技术

DS/FH扩频通信***由于结合了直接序列扩频DS和跳频扩频FH的优势，克服了它们二者的一些缺点，同时具有低截获概率、抗窄带干扰强、抗远近效应及抗多径效应强等优点，现已被广泛应用于军事通信领域。随着DS/FH扩频技术的发展与完善，针对该类信号的检测和参数估计已成为通信对抗领域亟待解决的问题。

自上个世纪80年代Geraniotis等人详细分析了DS/FH信号的性能，使得混合扩频信号的研究逐渐成为研究的热点。但对于DS/FH信号的研究主要局限于***的理论分析及仿真、信道容量分析、伪码的快速捕获以及同步方面，而在盲检测与参数估计方法的文献并不多见。

信号检测与参数估计理论中通常会将信号和噪声建模为统计参数不随时间变换的平稳随机过程，而实际上将它们建模为周期平稳过程或准周期平稳过程这种建模更符合当代通信信号的特性。对于周期平稳过程可以用循环谱密度函数来表征，利用循环谱理论可以实现对信号的检测、分类及参数估计。1988年W.A.Gardner等提出了用循环谱密度分析方法来截获信号特征。循环谱可以对平稳噪声有很好的抑制，对干扰也可以在循环谱平面分开，因而有较好的检测效果。2003年谢志远等人提出了一种新的非线性变换——时域拼接变换。2007年朱攀结合载频检测和率线检测，利用拼接技术提高了DS/FH信号参数估计的性能，并对拼接技术进行了详细介绍和研究。

利用循环谱理论虽然可以实现对信号的检测及参数估计，但由于DS/FH扩频信号其时域频率的跳变，使得供检测的样本长度变短，致使DS/FH扩频信号参数估计的性能下降，使得单利用循环谱估计的精度和稳定性大大下降。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提供一种基于循环谱理论的DS/FH扩频信号参数估计方法，以提高DS/FH信号参数估计的准确性和稳定性，从而提高参数估计的性能。

实现上述目的的技术方案是利用循环谱理论和拼接方法，对原始信号进行预处理，增加供检测的样本长度，从而提高DS/FH扩频信号参数估计的性能。具体步骤包括如下：

1)对于接收到的DS/FH扩频信号X(t)，利用循环谱理论进行载频和码速率的预估计；

2)利用预估计出的载频和码速率对DS/FH扩频信号进行分割提取，将DS/FH扩频信号分割成N路不同频率的信号X′(t)；

3)通过拼接方法把N路不同频率的信号X′(t)变频为频率均为f₀的N路信号Y′(t)；

4)将N路频率相同的信号Y′(t)按照接收到的顺序在进行叠加，得到拼接后的信号Z(t)；

5)对拼接后的信号Z(t)，利用循环谱理论进行载频和码速率的最终估计。

本发明具有如下优点：

1.本发明采用循环谱理论和拼接方法进行参数估计的方法其过程可行性高，并且可以有效地提高参数估计的准确率，且有效地减小了估计误差，提高了DS/FH参数估计性能，

2.本发明采用的拼接方法，将DS/FH信号转变为DS信号来处理，不仅克服了短数据信号检测造成估计性能下降的缺点，并且在保留原有信息的基础上，可精确的估计出DS/FH信号的参数，从整体上提升了DS/FH信号检测的性能。

3.本发明采用循环谱理论进行参数估计的方法，循环谱具有压制噪声和抗干扰的性质，同时利用循环谱密度函数可以在信噪比高的背景下实现信号参数估计。循环谱密度函数包含了载频和码速率二者的信息，根据信号的循环谱密度函数在频率f＝0处的包络，便可以估计出信号的载频和码速率，提高了利用效率。

附图说明

图1是本发明基于循环谱理论的参数估计的总流程图；

图2是本发明使用的拼接方法子流程图；

图3为DS/FH扩频信号的循环谱密度函数在频率f＝0处的包络图；

图4为经过拼接后信号的循环谱密度函数在频率f＝0处的包络图；

图5为DS/FH信号X(t)与拼接后信号Z(t)的载频估计正确率对比图；

图6为DS/FH信号X(t)与拼接后信号Z(t)的载频估计归一化均方根误差对比图；

图7为DS/FH信号X(t)与拼接后信号Z(t)的码速率估计正确率对比图；

图8为DS/FH信号X(t)与拼接后信号Z(t)的码速率估计归一化均方根误差对比图。

具体实施方式

一.基础理论介绍

1.1)DS/FH扩频理论

DS/FH扩频***可看作是一个载频频率作周期性跳变的直接序列***。采用DS/FH扩频方式能够大大提高扩频***的性能，并且通信隐蔽性好、抗干扰能力强。

DS/FH扩频信号采用BPSK调制方式，该扩频信号模型可表示为：

其中，t为时间，P为信号的平均功率，

c_k为PN码序列与信息码序列的乘积，g(t)为码元脉冲的波形，T_a切普宽度，k为整数，f_c为载波中心频率，f_k(t)∈{f₁，f₂，L，f_N}为跳频图案，f₁，f₂，L，f_N为跳频频率，N为跳频点数，

为每跳引入的相位。

1.2)循环谱理论

1.2.1)令x(t)是一个零均值的非平稳信号，x(t)的自相关函数定义为：

$R_x(t;\mathrm{\τ})=E\left\{x(t+\frac{\mathrm{\τ}}{2})x^{*}(t-\frac{\mathrm{\τ}}{2})\right\}$

其中，E表示期望，τ表示延迟，x^*(·)表示x(·)的共轭。

1.2.2)若

的统计特性具有周期为T0的周期性，则相关函数可以写成时间平均：

$R_x(t;\mathrm{\τ})=\underset{N\→\∞}{\lim }\frac{1}{2N+1}\underset{m=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}x(t+n{T}_0+\frac{\mathrm{\τ}}{2})x^{*}(t+{\mathrm{bnT}}_0-\frac{\mathrm{\τ}}{2})$

其中：N为整数，n为个数；

1.2.3)将R_x(t；τ)用Fourier级数展开可得：

$R_x(t;\mathrm{\τ})=\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{R}_x^{\mathrm{\α}}\exp \left(j2\mathrm{\π\αt}\right)$ 其中α＝m/T₀，m为整数。

R_x(t；τ)的Fourier的系数为：

$R_x^{\mathrm{\α}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T_0}{\∫}_{-T_0/2}^{T_0/2}{R}_x(t;\mathrm{\τ})\exp (-j2\mathrm{\π\αt})\mathrm{dt};$

1.2.4)将

代入

整理得： $R_x^{\mathrm{\&alpha;}}\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\underset{T\&RightArrow;\&infin;}{\lim }\frac{1}{T}{\&Integral;}_{-T/2}^{T/2}x\left(t\right)x^{*}(t-\mathrm{\&tau;})\exp (-j2\mathrm{\&pi;\&alpha;t})\mathrm{dt}={<x\left(t\right)x^{*}(t-\mathrm{\&tau;})\exp (-j2\mathrm{\&pi;\&alpha;t})>}_t$ 式中<·>_t表示时间平均，T为整数，

表示频率为α的循环自相关强度，简称循环相关函数。

1.2.5)将循环相关函数进行Fourier变换可得循环谱密度函数：

$S_x^{\mathrm{\&alpha;}}\left(f\right)={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{R}_x^{\mathrm{\&alpha;}}\left(\mathrm{\&tau;}\right)\exp (-j2\mathrm{f\&pi;\&tau;})\mathrm{d\&tau;}$

1.2.6)结合上述DS/FH扩频理论，对调制方式为BPSK的DS/FH扩频信号求循环谱密度函数，求得的循环谱密度函数的的表达式为

$S^{\mathrm{\&alpha;}}\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{{4T}_c}{[Q(f+\mathrm{\&alpha;}/2+f_i)Q^{*}(f-\mathrm{\&alpha;}/2+f_i)+Q(f+\mathrm{\&alpha;}/2-f_i)Q^{*}(f-\mathrm{\&alpha;}/2-f_i)]e}^{-j2\mathrm{\&pi;\&alpha;}{t}_0}& \mathrm{\&alpha;}=\frac{k}{T_c}\\ \frac{1}{{4T}_c}\left[Q(f+\mathrm{\&alpha;}/2\&PlusMinus;f_i)Q^{*}(f-\mathrm{\&alpha;}/2m{f}_i)\right]e^{-j[2\mathrm{\&pi;}(\mathrm{\&alpha;}\&PlusMinus;2f_0)t_0\&PlusMinus;{2\mathrm{\&phi;}}_0]}& \mathrm{\&alpha;}=m2f_0+\frac{k}{T_c}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.$

其中α代表循环频率，f代表频率，T_c为码片时宽，k为整数，

为Q(f)的共轭函数，f_i为跳载频集，φ₀为相位。

1.3)拼接方法理论

频率拼接适用于原始信号中含有多个频率成分的信号形式。它的基本思想是通过滤波及下变频，把不同频率的信号变换到同一频率上，然后再进行叠加的过程。拼接过程中的滤波器参数设定需要知道信号不同频率的大小以及不同频率对应的频谱宽度，可利用循环谱理论估计出载频和码速率来提供。

二、相关符号说明

DS/FH：直接序列/频率跳变混合扩频

X(t)：原始DS/FH信号

X′(t)：第一组滤波器处理后的信号

η(t)：与信号X′(t)频率相差一个中频频率f0的信号

Y(t)：下变频后的信号

Y′(t)：第二组滤波器处理后的信号

Z(t)：拼接方法处理后的信号

S^α(f)：循环谱密度函数

原始信号X(t)的循环谱密度函数频率f＝0时的包络

拼接处理后信号Z(t)的循环谱密度函数频率f＝0时的包络

α：循环频率

f_i：跳载频集

f_d：码速率

f_s：采样频率

f_c：载波中心频率

f₀：载波中频频率

SNR：信噪比

三、基于循环谱理论的DS/FH扩频信号参数估计方法

参考图1，本发明的参数估计的步骤如下：

步骤一，对DS/FH信号X(t)，计算X(t)的循环谱密度函数在频率f＝0处的包络

$\left|S_1^{\mathrm{\&alpha;}}(f=0)\right|.$

DS/FH信号X(t)循环谱密度函数在频率f＝0处的包络为：

$\left|S_1^{\mathrm{\&alpha;}}\left(\text{f=0}\right)\right|=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{{2T}_c}\left|\right[Q(\mathrm{\&alpha;}/2+f_i)Q^{*}(-\mathrm{\&alpha;}/2+f_i)\left]\right|& \mathrm{\&alpha;}=\frac{k}{T_c}\\ \frac{1}{{4T}_c}{\left|Q(\mathrm{\&alpha;}/2\&PlusMinus;f_i)\right|}^2& \mathrm{\&alpha;}=m2f_i+\frac{k}{T_c}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.$

其中：α代表循环频率，f代表频率，T_c为码片时宽，k为整数，

Q^*(f)为Q(f)的共轭函数，f_i为跳载频集。

步骤二，在X(t)的循环谱密度函数频率f＝0的包络

上进行峰值搜索，找出包络

上的一系列谱峰对应的循环频率。

步骤三，对DS/FH信号X(t)进行载频和码速率预估计：

3.1)在DS/FH信号X(t)的循环谱密度函数频率f＝0处的包络

上，利用包络

上幅值较大的一系列谱峰对应的循环频率为载频的2倍的关系，得出预估计的载频f_i的大小，即为

上一系列谱对应的循环频率的1/2；

3.2)利用

上幅度的最大值和次大值之间的距离进行码速率的预估计，即用包络

上幅值最大值对应的循环频率减去次大值对应的循环频率，所得结果的绝对值即为预估计的码速率的大小。

步骤四，对DS/FH信号X(t)进行分割提取：

4.1)将预估计出的载频f_i作为中心频率，将预估计出的码速率f_d作为带宽，设计第一组带通滤波器组F_i，i＝1，2，L，N，N为跳频点数；

4.2)把DS/FH信号X(t)通过第一组带通滤波器组进行滤波，实现信号的分割提取，得到N路频率分别为f₁，f₂，L，f_N的单频信号

$X^{\&prime;}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{X}_1^{\&prime;}\left(t\right)=X\left(t\right)\&CenterDot;{\mathrm{BPF}}_1=\mathrm{Ac}\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{1}t\right)+n_1\left(t\right)\\ X_2^{\&prime;}\left(t\right)=X\left(t\right)\&CenterDot;{\mathrm{BPF}}_2=\mathrm{Ac}\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{2}t\right)+n_2\left(t\right)\\ \mathrm{LL}\\ X_N^{\&prime;}\left(t\right)=X\left(t\right)\&CenterDot;{\mathrm{BPF}}_N=\mathrm{Ac}\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{N}t\right)+n_N\left(t\right)\end{array}\right.,$

其中：X′_i(t)为第一组滤波器处理后的信号X′(t)的第i路单频信号，i＝1，2，L，N，N为跳频点数。

步骤五，对N路单频信号X′(t)进行拼接：

参考图2，本步骤的具体实现如下：

5.1)对N路单频信号X′_i(t)相乘一个与比该单频信号X′_i(t)频率相差一个中频频率f₀的信号η(t)＝cos(2π(f_i+f₀)t)，得到下变频处理后的信号Y(t)，

$Y\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{X}_1^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_1+f_0)t\right)=\frac{A}{2}c\left(t\right)[\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}t\right)+\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(2f_1+f_0)t\right)]+n_1^{\&prime;}\left(t\right)\\ X_2^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_2+f_0)t\right)=\frac{A}{2}c\left(t\right)[\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}t\right)+\cos \left(2\mathrm{\&pi;}({2f}_2+f_0)t\right)]+n_2^{\&prime;}\left(t\right)\\ \mathrm{LL}\\ X_N^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_N+f_0)t\right)=\frac{A}{2}c\left(t\right)[\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}t\right)+2\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(2f_N+f_0)t\right)]+n_N^{\&prime;}\left(t\right)\end{array}\right.$

其中：X′_i(t)为第一组滤波器处理后的信号X′(t)的第i路单频信号，i＝1，2，L，N，N为跳频点数，f_i为跳载频集，i＝1，2，L，N，N为跳频点数，f₀为中频频率，A为振幅，t为时间，c(t)为信息码和扩频码的乘积，n′_i为高斯噪声。

5.2)将中频频率f₀作为中心频率，将码速率f_d作为带宽，设计第二组带通滤波器组F′_i，i＝1，2，L，N，N为跳频点数；

5.3)把下变频处理后的信号Y(t)通过第二组带通滤波器组进行滤波，实现滤除2倍频率分量，得到N路频率都为f₀的信号Y′(t)：

$Y^{\&prime;}\left(t\right)=X^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_i+f_0)t\right)\&CenterDot;F_i^{\&prime;}$

$=\left\{\begin{array}{c}{X}_1^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_1+f_0)t\right)\&CenterDot;F_1^{\&prime;}=\frac{A}{2}c\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}t\right)+n_1^{\&prime;}\left(t\right)\\ X_2^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_2+f_0)t\right)\&CenterDot;F_2^{\&prime;}=\frac{A}{2}c\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}t\right)+n_2^{\&prime;}\left(t\right)\\ \mathrm{LL}\\ X_N^{\&prime;}\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_N+f_0)t\right)\&CenterDot;F_N^{\&prime;}=\frac{A}{2}c\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}t\right)+n_N^{\&prime;}\left(t\right)\end{array}\right.$

其中：f_i为跳载频集，i＝1，2，L，N，N为跳频点数，f₀为中频频率，F′_i为第二组滤波器组，X′_i(t)为第一组滤波器处理后的信号X′(t)的第i路单频信号，A为振幅，c(t)为信息码和扩频码的乘积，t为时间，n′_i为高斯噪声。

5.4)将N路频率相同的信号Y′(t)按照接收到的顺序依次进行叠加，得到拼接处理后的信号Z(t)，该拼接处理后的信号Z(t)具有一般直扩信号的形式，可用于之后进行最终的参数估计。

步骤六，计算拼接处理后的信号Z(t)的循环谱密度函数在频率f＝0处的包络 $\left|S_2^{\mathrm{\&alpha;}}(f=0)\right|:$

拼接处理后的信号Z(t)的循环谱密度函数频率f＝0处的包络为：

$\left|S_2^{\mathrm{\&alpha;}}(f=0)\right|=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{{2T}_c}\left|\right[Q(\mathrm{\&alpha;}/2+f_0)Q^{*}(-\mathrm{\&alpha;}/2+f_0)\left]\right|& \mathrm{\&alpha;}=\frac{k}{T_c}\\ \frac{1}{{4T}_c}{\left|Q(\mathrm{\&alpha;}/2\&PlusMinus;f_0)\right|}^2& \mathrm{\&alpha;}=m2f_0+\frac{k}{T_c}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.$

其中：α代表循环频率，f代表频率，T_c为码片时宽，k为整数，

Q*(f)为Q(f)的共轭函数，f₀为中频频率。

步骤七，在拼接处理后的信号Z(t)的循环谱密度函数频率f＝0包络

上进行峰值搜索，找出包络

上的幅度最大值和次大值对应的循环频率。

步骤八，对于拼接处理后的信号Z(t)，进行载频和码速率的最终估计。

8.1)在拼接处理后的信号Z(t)的循环谱密度函数频率f＝0处的包络

上，利用包络

上幅值最大值对应的循环频率为载频的2倍的关系，得出最终估计的载频f₀的大小，即为

上谱峰对应的循环频率的1/2；

8.2)利用拼接处理后的信号Z(t)的循环谱密度函数频率f＝0处的包络

上幅度的最大值和次大值之间的距离进行码速率的最终估计，即用包络

上幅值最大值对应的循环频率减去次大值对应的循环频率，所得结果的绝对值即为最终估计的码速率的大小。

本发明的效果可通过以下实验仿真进一步说明。

1、仿真条件

仿真信号为DS/FH扩频信号，其参数为：跳载频序列f_i＝{1.5，2.5，2.0，3.0}×1kHz，跳频点数N＝4，码速率f_d＝200Hz，采样频率f_s＝10kHz，f₀＝1kHz为载波中频频率。实验软件环境为Matlab7.8。

采用正确率来描述参数估计的准确率，定义估计误差小于0.5％为正确估计。

采用归一化均方根误差NRMSE来评价参数估计方法的性能，假设Monte Carlo仿真实验的次数为R，所估计的参数为θ，且在第i次实验中的估计值为

则参数θ估计的归一化均方根误差为 ${\left((1/R)\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\&Sigma;}}}{({\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_i-\mathrm{\&theta;})}^2\right)}^{1/2}/\mathrm{\&theta;}.$

2、仿真内容与结果

2a)在信噪比SNR＝0dB时，DS/FH信号X(t)的循环谱密度函数在频率f＝0时仿真包络图

其结果如图3。

从图3中可以看到，幅值最大的一系列谱峰对应的循环频率在{0.3，0.4，0.5，0.6}处，横坐标循环频率采用归一化坐标，可算得一系列谱峰对应的循环频率为f_s×{0.3，0.4，0.5，0.6}＝{3，4，5，6}×1KHz，可得估计的载频集为f_i＝{1.5，2.5，2.0，3.0}×1kHz，利用最大峰与次大峰之间的距离，可估计DS/FH信号X(t)的码速率f_d＝(0.2-0.18)×f_s＝200Hz，本仿真验证了循环谱密度函数理论可以估计载频和码速率。

2b)在信噪比SNR＝0dB时，拼接处理后的信号Z(t)的循环谱密度函数频率f＝0处的仿真包络其结果如图4。

从图4中可以看到，幅值最大值对应的循环频率在{0.2}处，横坐标循环频率采用归一化坐标，可算得幅值最大值对应的循环频率为f_s×{0.2}＝2KHz，可得估计的载频为f_i＝1kHz，利用最大峰与次大峰之间的距离，可估计出DS/FH扩频信号的码速率f_d＝(0.2-0.18)×f_s＝200Hz。

2c)在信噪比SNR为5dB时，对原DS/FH信号X(t)信号与拼接方法处理后信号Z(t)的载频估计的正确率进行仿真，其结果如图5。

从图5中可以看到，拼接处理后信号Z(t)的载频估计的正确率普遍高于原DS/FH信号X(t)信号的正确率，这表明拼接处理后对信号载频估计的正确率明显提高。从图5上还可以看出，随着信噪比的提高，两参数估计的正确率都相应提高，当SNR＞-3dB时对原DS/FH信号X(t)信号的载频估计的正确率达到98％以上；当拼接技术处理后SNR＞-5dB时对拼接处理后信号Z(t)的载频估计的正确率达到98％以上。

2d)对原DS/FH信号X(t)信号与拼接方法处理后信号Z(t)的载频估计归一化均方根误差进行仿真，其结果如图6。

从图6中可以看到，拼接处理后信号Z(t)的载频估计的归一化均方根误差明显普遍低于原DS/FH信号X(t)的归一化均方根误差，这表明拼接处理后对信号载频估计误差明显降低。从图6上还可以看出，在载频估计达到其最小分辨率之前，估计误差随着信噪比的增加而减小，原DS/FH信号X(t)的载频估计的归一化均方根误差在SNR＝-1dB左右达到最小，拼接技术处理后信号Z(t)的载频估计的归一化均方根误差在SNR＝-3dB左右达到最小。

2e)在信噪比SNR为5dB时，对原DS/FH信号X(t)信号与拼接方法处理后信号Z(t)的码速率估计的正确率进行仿真，其结果如图7。

从图7中可以看到，拼接处理后信号Z(t)的码速率估计的正确率普遍高于原DS/FH信号X(t)信号的正确率，这表明拼接处理后对信号码速率估计的正确率明显提高。从图7上还可以看出，随着信噪比的提高，两参数估计的正确率都相应提高，当SNR＞0dB时对原DS/FH信号X(t)信号的码速率估计的正确率达到98％以上；当拼接技术处理后SNR＞-5dB时对拼接处理后信号Z(t)的码速率估计的正确率达到98％以上。

2f)对原DS/FH信号X(t)信号与拼接方法处理后信号Z(t)的码速率估计归一化均方根误差进行仿真，其结果如图8。

从图8中可以看到，拼接处理后信号Z(t)的载频估计的归一化均方根误差明显普遍低于原DS/FH信号X(t)的归一化均方根误差，这表明拼接处理后对信号码速率估计误差明显降低。从图8上还可以看出，在码速率估计达到其最小分辨率之前，估计误差随着信噪比的增加而减小。原DS/FH信号X(t)的码速率估计的归一化均方根误差在SNR＝3dB左右达到最小，拼接技术处理后信号Z(t)的码速率估计的归一化均方根误差在SNR＝2dB左右达到最小。

Claims (9)

1.一种基于循环谱理论的直接序列/频率跳变DS/FH扩频信号参数估计方法，包括如下步骤：

1)对于接收到的DS/FH扩频信号X(t)，利用循环谱理论进行载频和码速率的预估计；

2)利用预估计出的载频和码速率对DS/FH扩频信号进行分割提取，将DS/FH扩频信号分割成N路不同频率的信号X′(t)；

3)通过拼接方法把N路不同频率的信号X′(t)变频为频率均为f₀的N路信号Y′(t)；

4)将N路频率相同的信号Y′(t)按照接收到的顺序在进行叠加，得到拼接后的信号Z(t)；

5)对拼接后的信号Z(t)，利用循环谱理论进行载频和码速率的最终估计。

2.根据权利要求1所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤1)所述的对于接收到的DS/FH扩频信号X(t)，利用循环谱理论进行载频和码速率预估计，按以下步骤进行：

1a)对接收到的DS/FH扩频信号，利用循环谱密度函数S^α(f)性质，计算DS/FH扩频信号频率f＝0处的包络

α代表循环频率，f代表频率；

1b)通过峰值搜索，找出包络

上幅值较大的一系列谱峰对应的循环频率；

1c)找出幅值最大值对应的循环频率求得预估计的载频，计算最大值和次大值之间的距离即为预估计的码速率。

3.根据权利要求1所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤2)所述的利用预估计出的载频和码速率对DS/FH扩频信号进行分割提取，按以下步骤进行：

2a)将预估计出的载频f_i作为中心频率，将预估计出的码速率f_d作为带宽，设计第一组带通滤波器组F_i，i＝1，2，L，N，N为跳频点数；

2b)把DS/FH扩频信号通过第一组带通滤波器组进行滤波，得到N路频率分别为f₁，f₂，L，f_N的单频信号X′(t)。

4.根据权利要求1所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤3)所述的通过拼接方法把N路不同频率的信号X′(t)变频为频率均为f₀的N路信号Y′(t)，按以下步骤进行：

3a)对分割提取后的N路不同频率的信号X′(t)进行下变频处理，即用该信号X′(t)与比该信号X′(t)频率相差一个中频频率f₀的信号η(t)相乘，得到下变频处理后的信号Y(t)；

3b)将中频频率f₀作为中心频率，将码速率f_d作为带宽，设计第二组带通滤波器组F′_i，i＝1，2，L，N，N为跳频点数；

3c)将下变频处理后的信号Y(t)通过这第二组带通滤波器组进行滤波，滤除2倍频率分量，得到N路频率均为f₀的信号Y′(t)。

5.根据权利要求1所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤5)对拼接后的信号Z(t)，利用循环谱理论进行载频和码速率最终估计，按以下步骤进行：

5a)对拼接后的信号Z(t)，利用循环谱密度函数S^α(f)性质，计算拼接后的信号Z(t)频率f＝0处的包络

5b)通过峰值搜索，找出包络

上幅值较大的一系列谱峰对应的循环频率；

5c)找出幅值最大值对应的循环频率得最终估计的载频，计算最大值和次大值之间的距离得最终估计的码速率，该最终估计的载频和码速率为DS/FH扩频信号的最终估计参数。

6.根据权利要求2所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤1c)所述的找出幅值最大值对应的循环频率求得预估计的载频，是指利用包络

上一系列谱峰对应的循环频率为载频的2倍的关系，求得载频集为

上的一系列谱峰对应的循环频率的1/2，得出预估计的载频的大小。

7.根据权利要求2所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤1c)所述的计算最大值和次大值之间的距离得预估计的码速率，是利用包络

上幅值最大值对应的循环频率减去次大值对应的循环频率，所得结果的绝对值即为预估计的码速率的大小。

8.根据权利要求5所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤5c)所述的找出幅值最大值对应的循环频率求得最终估计的载频，是指利用包络

上幅值最大时对应的循环频率为载频的2倍的关系，求得载频为

上幅值最大时对应的循环频率的1/2，得出最终估计的载频的大小。

9.根据权利要求5所述的DS/FH扩频信号参数估计方法，其中步骤5c)所述的计算最大值和次大值之间的距离得最终估计的码速率，是利用包络

上幅值最大值对应的循环频率减去次大值对应的循环频率，所得结果的绝对值即为最终估计的码速率的大小。

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