CN102158080A - 一种电压变换器及其控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 22
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 39
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 18
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 4
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 claims description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 101100428373 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) POR1 gene Proteins 0.000 description 3
- 229910002056 binary alloy Inorganic materials 0.000 description 3
- 101150087557 omcB gene Proteins 0.000 description 3
- 101150101561 TOM70 gene Proteins 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 101150016099 omcA gene Proteins 0.000 description 2
- 101150115693 ompA gene Proteins 0.000 description 2
- 101150090944 otomp gene Proteins 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
本发明公开了一种电压变换器，包括输入电路、开关电路、输出电路、反馈电路、开关控制电路、空载模式控制电路以及开关关断电路；输入电路用于接收输入电压；开关电路用于接收通过输入电路的输入电压；输出电路包括输出终端和输出电容，用于为负载提供电流以稳定输出电压；反馈电路用于检测输出终端信号，并产生一个反馈信号；开关控制电路用于产生开关控制信号，根据反馈信号改变一对开关的占空比，使终端电压稳定；空载模式控制电路用于产生空载模式控制信号，指示电路进入空载模式，并使开关电路关断其中一个开关；当电感电流极性反向时，开关关断电路产生控制信号，关断另一个开关。在空载模式下，一对开关均关断，电感电流衰减至0。
Description
技术领域
本发明涉及电压变换器，更具体地说，本发明涉及直流-直流电压变换器。
背景技术
由于开关调节器效率较高，常运用在诸如便携式电脑、手提电脑、手持设备等电池供电***中，在这些***中，开关调节器供电输出接近额定输出电流时(例如，便携式或手提电脑的磁盘或硬盘驱动器工作时)整个电路的效率高。但是，效率是输出电流的一个函数，通常当输出电流很低时，效率降低。效率降低会导致工作的开关调节器的损耗增大，这些损耗包括：调节器控制电路的静态损耗；开关损耗；开关驱动电流损耗；以及电感/变压器的绕组损耗和磁芯损耗。
发明内容
本发明的目的在于提供一种具有低功耗、较高效率的电压变换器，该电压变换器包括输入电路、开关电路、输出电路、反馈电路、开关控制电路、空载模式控制电路以及开关关断电路。输入电路包括一个电感，用于接收输入电压；开关电路与输入电路连接，包括一对开关，用于接收通过输入电路的输入电压；输出电路与开关电路连接，包括输出终端和输出电容，用于为负载提供电流以稳定输出电压；反馈电路，用于检测输出终端信号，并产生一个反馈信号；开关控制电路与反馈电路连接，当电路工作在操作模式下，开关控制电路用于产生开关控制信号，根据反馈信号改变一对开关的占空比，使终端电压稳定；空载模式控制电路与反馈电路和开关电路连接，当反馈电路的输出信号小于预设阀值电压时，空载模式控制电路用于产生空载模式控制信号，指示电路进入空载模式，并使开关电路关断一对开关中的一个；开关关断电路与开关电路连接，当通过电感的电流极性反向时，开关关断电路用于产生第二控制信号，使开关电路关断一对开关中的另一个。在空载模式下，一对开关均关断，电感电流衰减至0。
本发明所述的电压变换器，空载模式控制信号和第二控制信号是两个完全不同的信号。
本发明所述的电压变换器，空载模式控制信号和第二控制信号可对一对开关进行独立控制。
本发明所述的电压变换器，空载模式控制信号和第二控制信号加至开关电路的时间不同。
本发明所述的电压变换器，空载模式控制信号和第二控制信号由各自独立的电路产生。
本发明所述的电压变换器，一对开关包含P型金属氧化物半导体场效应管和N型金属氧化物半导体场效应管。
本发明所述的电压变换器，电路工作在空载模式下，当反馈电路的输出信号下降至基准电压以下一个预设阀值时，电路退出空载模式，进入操作模式。
本发明还提供了一种控制电压变换器的方法，包括：检测放大器输出信号，并将结果与预设阀值进行比较；基于上述比较，判定放大器输出信号大于或小于预设阀值；当放大器输出信号大于预设阀值，设置第一开关值作为空载模式控制信号，以使电压变换器工作在操作模式；当放大器输出信号小于预设阀值，设置第二开关值作为空载模式控制信号，以使电压变换器工作在空载模式；当变换器工作在空载模式，检测放大器的输出信号；基于上述空载模式下的检测，判定放大器输出信号大于或小于预设阀值；基于上述空载模式下的判定，设置第一开关值作为空载模式控制信号，以使电压变换器工作在操作模式。
本发明所述的电压变换器控制方法，在变换器工作在操作模式下，进一步包括：根据时钟信号上升沿，电压变换器导通第一开关；根据时钟信号上升沿，电压变换器关断第二开关；将放大器输出信号与一个基准和信号比较；基于上述比较，判定放大器输出信号大于或小于基准和信号；当放大器输出信号大于基准和信号时，将开关控制信号设置为第一开关值；当开关控制信号设置为第一开关值，电压变换器关断第一开关，导通第二开关。
本发明所述的电压变换器控制方法，在变换器工作在空载模式下，进一步包括：用电压变换器产生的第一信号关断第一开关；检测电感电流极性；判定电感电流极性反向的时间；当电感电流极性反向后，关断第二开关。
本发明所述的电压变换器控制方法，在变换器工作在空载模式下，当反馈电压下降至基准电压以下第二个预设阀值时，放大器输出信号大于预设阀值。
本发明所述的电压变换器控制方法，基准和信号是斜坡补偿信号和电流采样信号的和。
本发明所述的电压变换器控制方法，第二控制信号用于关断第二开关，第二控制信号和开关控制信号完全不同。
本发明所述的电压变换器控制方法，当电感电流极性相反后，空载模式控制信号和第二控制信号共同用于开关电路关断一对开关中的另一个开关。
本发明所述的电压变换器控制方法，开关控制信号和第二控制信号共同用于开关电路关断第二开关。第二控制信号和开关控制信号完全不同。
本发明采用上述结构和/或方法，可以通过检测输出信号，判定电压变换器是否进入轻载或空载，以在轻载或空载时，使电压变换器进入空载模式，关断开关，减少损耗，提高效率。
附图说明
附图作为说明书的一部分，对本发明实施例进行说明，并与实施例一起对本发明的原理进行解释。为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述。在不同的图中，相同参考符号代表相同器件。
图1所示为根据本发明实施例的一个电压变换器原理图。
图2a、2b、2c所示为根据本发明实施例的调节电压流程图。
图3所示为根据本发明实施例，电路工作在不同模式下各参数波形图。
图4所示为根据本发明的又一个电压变换器实施例原理图。
具体实施方式
下面将根据实施例详细描述本发明，为了更好理解本实施例，下文中阐述了大量细节。本领域的技术人员应理解，在没有图1-图4所示实施例的具体细节时，本发明同样可以实施。
接下来将描述本发明电压变换器的原理、方法和器件。在一个实施例中，Boost电压变换器包括两个开关(例如一个高侧开关和一个低侧开关)，操作模式下，变换器工作在脉宽调制(Pulse Width Modulating，PWM)模式；空载模式下，两个开关均关断。
例如，在一个实施例中，当变换器工作在PWM模式时，高侧开关和低侧开关交替导通(即当一个导通时另一个关断)。因此，当低侧开关持续长时间关断，例如由于意外的输出过冲或输入参考值突然降低等因数，此时导通的高侧开关使得负反向的电感电流急速上升(此处负反向是指电感电流从输出端反向流入输入端)。在PWM工作模式下可承受一定负电流，但是过高负电流将导致设备或器件损坏。
为了防止开关损坏，一个独立的POFF控制信号将为高侧开关提供一个负电流限流保护。当流过高侧开关的负电流达到一个预设值(例如通过比较器COMP3比较VOUT和节点SW的电压进而输出一个检测值)，电路关断开关，防止损坏。为了保护器件，在PWM模式下也将激活负电流限流保护。
当Boost电压变换器从PWM模式进入空载模式的阶段，低侧开关关断。低侧开关将维持一个较长的关断时间，因此在此过渡阶段将出现如上述的情况。当负电流达到阀值限，POFF信号将关断高侧开关。当高侧开关关断后，变换器进入空载工作模式。当低侧开关再次导通时，Boost变换器退出空载模式，再次激活PWM操作模式。
图1所示为根据本发明实施例的电压变换器100的原理图，电压变换器100可进入空载模式，减小功率损耗。当工作在非空载模式时，电压变换器100通过切换开关120和开关130，调节输出电压。电压变换器100包含一个脉宽调制器(Pulse Width Modulator，PWM)110，用以驱动开关120和开关130，开关120和开关130可为晶体管，比如P型或N型金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。在如图所示的实施例中，开关120采用P型MOSFET(PMOS)，开关130采用N型MOSFET(NMOS)。当然，也可使用其他PMOS和NMOS的组合。根据控制信号触发脉宽调制器110，进而导通或关断开关120和开关130。
电压变换器100包含误差放大器补偿电路140，峰值电感电流检测电路(用于指示进入空载工作模式，并关断其中一个开关)170，开关控制信号发生电路(用以触发切换开关)145，电压调节电路110(根据产生的开关控制信号驱动开关)，以及进入空载模式下关断另一个开关的电路180。
误差放大器补偿电路140电连接至开关控制信号发生电路145和峰值电感电流检测电路170，峰值电感电流检测电路170电连接至其中一个开关(比如开关130)，脉宽调制器110同样电连接至峰值电感电流检测电路170和开关控制信号发生电路145。此外，脉宽调制器110电连接至开关120、开关130，以及开关关断控制电路180。
当电压变换器100工作在操作模式下，误差放大器补偿电路140的输出信号EAO送至开关控制信号发生电路145，产生开关控制信号COMP，触发脉宽调制器110，进而驱动开关120和开关130。峰值电感电流检测电路170输出空载模式控制信号IDLE，该信号决定电压变换器100进入或退出空载模式。当变换器进入空载模式时，空载模式控制信号IDLE用于关断其中一个开关(比如开关130)；开关关断控制电路180产生另一个控制信号POFF，触发脉宽调制器110关断另一个开关(比如开关120)。因此可产生两种不同的控制信号IDLE和POFF至脉宽调制器110关断开关120和开关130，在进入空载模式时，这两种不同的控制信号(IDLE、POFF)可独立控制开关120和开关130。同样地，信号IDLE和信号POFF可应用在电压变换器100不同的时间，或相同时间下的不同场合。
峰值电感电流检测电路基于检测到的峰值电感电流，产生空载模式控制信号IDLE，用于决定电压变换器100进入还是退出空载模式。输出电压VOUT的反馈信号FB接入误差放大器142的一个输入端，基准电压VREF接入误差放大器142的另一输入端。同样地，峰值电感电流检测电路170电连接至脉宽调制器110和误差放大器142。峰值电感电流检测电路170包含一个比较器COMP2，比较两个输入信号，并输出一个空载模式控制信号IDLE。比较器COMP2的两个输入信号为误差放大器的输出信号EAO和阀值电压信号VTH_LOIL。
当检测到信号EAO小于阀值VTH_LOIL，表示峰值电感电流小于预先设置的阀值，比较器的输出信号IDLE为逻辑高(比如二进制中的1)，电压变换器100进入空载模式，开关120和开关130暂停切换。在空载模式下，电压变换器的功耗最小。
当空载模式控制信号IDLE置1，变换器准备进入空载模式，脉宽调制器110接收该控制信号，并关断其中一个开关(比如开关130)。当信号IDLE(置1)触发脉宽调制器110，开关130关断，另一个开关120继续导通，电感电流IL通过开关120形成回路。当开关120导通，开关130关断时，输出电压VOUT大于输入电压VIN，最终电感电流IL反向，开关关断电路180中比较器COMP3的输出信号POFF置1，触发脉宽调制器110关断开关120。此时，开关120和开关130均关断，电压变换器进入空载模式，功耗降低。在空载模式下，没有能量转移至输出端，输出端所需能量由负载放电提供。
信号IDLE还作为误差放大器142的一个输入补偿，因此在信号EAO回升到阀值信号VTH-LOIL之前，输出电压VOUT需下降至基准电压VREF以下一个预设值，进而退出空载模式。其中，VREF为误差放大器在PWM模式下，预设的一个固定值。在空载模式下，这样可精确控制输出纹波，总的来说，附加补偿可将VOUT精确维持在一个滞环域范围内。
当输出电压VOUT下降至基准电压VREF以下一个预设阀值，电压变换器重新激活进入操作模式。特别是，无论何时只要信号EAO上升至阀值VTH-LOIL，信号IDLE置0退出空载模式，此时电压变换器立刻恢复切换开关120和开关130，传递功率至输出。
当切换晶体管120和晶体管130进入操作模式(IDLE＝0)，误差放大器的输出信号EAO作为比较器COMP1输入端的一个输入信号；电流采样组件160的输出信号加上斜坡补偿组件150的输出信号，作为比较器COMP1输入端的另一个输入信号VRAMP。其中，电流采样组件160采样或检测流过开关130的电流，在如图1所示的实施例中，电流采样组件160采样或检测NMOS晶体管130的源极电流。
比较器COMP1比较信号EAO和信号VRAMP，产生输出信号COMP，被送至脉宽调制器110作为选择切换开关120和开关130的控制信号。信号EAO是信号VRAMP的一个包络信号，其中信号VRAMP与峰值电感电流成比例。在操作模式下，当信号VRAMP的值比信号EAO的值高，比较器COMP1的输出信号COMP为逻辑高(如二进制中的1)，触发脉宽调制器110驱动开关120和开关130。
脉宽调制器110包含驱动每个开关的驱动电路，其中，驱动电路111驱动NMOS晶体管130，驱动电路113驱动PMOS晶体管120。驱动电路111包含或门112和锁存器114；驱动电路113包含非门(或反相器)116、与非门118和锁存器119。
当信号IDLE置0，且时钟信号CLK的上升沿置位脉宽调制器110中的锁存器114，NMOS晶体管130导通；同时，锁存器114输出信号至非门116，产生反相信号置位另一个锁存器119，反相信号和锁存器119的输出信号再送至与非门118，产生驱动信号关断PMOS晶体管120。
锁存器119的S输入端低电平有效，当锁存器114的输出信号NG为逻辑高时，置位锁存器119，但是由于与非门118连接在锁存器锁存器119之后，因此直到信号NG变为逻辑低时与非门118的输出信号PG才会翻转。当信号POFF复位锁存器119，其输出将保持在逻辑低(二进制中的0)直到低侧的开关130重新导通。
电感电流IL斜坡上升使得信号VRAMP上升，当信号VRAMP大于信号EAO时，信号COMP置1，NMOS晶体管130关断，PMOS晶体管120导通。并且PMOS晶体管120将一直保持导通，直到下一个时钟沿关断PMOS晶体管120，导通NMOS晶体管130，开始下一个切换周期。
图2a、2b、2c所示为控制一个电压变换器的实施例流程图200。电压变换器(例如变换器100)通过将误差放大器的输出与一个阀值(例如VTH_LOIL)比较(步骤202)，检测误差放大器的输出(例如EAO)。电压变换器根据检测结果判定误差放大器的输出大于还是小于阀值(步骤204)。当电压变换器检测到误差放大器的输出大于阀值，空载模式控制信号(例如IDLE)将置0(步骤206)，触发电压变换器进入操作模式(步骤204)。当电压变换器检测到误差放大器输出小于阀值，空载模式控制信号将置1(步骤208)，触发电压变换器进入空载模式(步骤210)。
在空载模式下，电压变换器连续检测误差放大器输出，判定误差放大器输出是否回升至阀值(步骤212)。空载模式下，在误差放大器的输出上升超过阀值前，反馈电压(例如VFB)将下降至基准电压VREF以下一个预设值(例如ΔV)。当电压变换器检测到误差放大器输出上升超过阀值，空载模式控制信号置0(步骤206)。电压变换器退出空载模式，进入操作模式(步骤214)。
图2b所示为操作模式下，切换两个开关的实施例流程图。在操作模式(步骤214)下，电压变换器通过时钟信号上升沿导通第一开关(例如开关130)并关断第二开关(例如开关120)(步骤216)。电压变换器将误差放大器输出和两个输出信号的和进行比较(步骤218)，在一个实施例中，信号VRAMP代表斜坡补偿信号和电流采样输出信号的和。如上所述，电流采样电路的输出与开关130的电流检测结果有关。电压变换器检测误差放大器输出是否大于信号VRAMP(步骤220)，当电压变换器检测到误差放大器输出大于信号VRAMP，开关控制信号COMP置1(步骤222)。当信号COMP置1后，脉宽调制器(例如脉宽调制器100)切换开关120和开关130(步骤224)。在一个实施例中，脉宽调制器将关断开关130、导通开关120。电压变换器连续工作在操作模式下，直到信号IDLE再次置1。
图2c所示为空载模式下，关断两个开关的实施例流程图。当空载模式控制信号(例如IDLE)置1，电压变换器(例如电压变换器100)被触发进入空载模式。信号IDLE置1，触发脉宽调制器关断其中一个开关(例如开关130)(步骤226)。电压变换器检测电感电流的变化(步骤228)，判定电感电流极性是否反向(步骤230)，当电压变换器检测到电感电流极性反向时，关断导通的开关(例如开关120)(步骤232)。此时，两个开关均关断，电压变换器进入空载模式。如上面图1所示，将采用一个独立的控制信号POFF，关断第二开关开关。
图3所示为电压变换器触发进入和退出空载模式时，各控制信号波形示意图。在这个实施例中，X轴代表时间，Y轴可代表误差放大器输出信号EAO 302、阀值电压VTH-LOIL 304、比较器COMP2的输出信号EAOLO 306、空载模式控制信号ILDE 308、电感电流IL 310、负载电流312、反馈电压VFB 314以及参考电压VREF 316。
在第一区段，从上至下看，信号EAO 302初始值大于信号VTH_LOIL 304，此时电压变换器工作在操作模式，信号EAOLO 306和信号IDLE 308置0。电感电流IL 310从VIN流向VOUT，其值为正。在滞环控制下，电感电流纹波可通过滞环窗口进行调节。负载电流312的值很低，信号VFB 314的值与基准值VREF316基本相同。
信号EAO 302下降，当其值小于VTH_LOIL时，信号EAOLO 306置1或逻辑高，当信号EAOLO 306置1一个预设时间周期(比如10us)318后，信号IDLE 308也置1，此时电路进入空载模式。此外，当信号EAO 302在下降至信号VTH_LOIL 304附近时，电感电流IL 310跌破0，因此，电感电流IL 310极性反向直到进入空载模式。当电压变换器进入空载模式，没有电流流过电感，电感电流IL 310的值为0。
当开关120和开关130均关断，电压变换器进入空载模式。两个开关管均关断时，节点SW(见图1)仅有一条导通路径，即：SW通过开关管120的体二极管到VOUT。剩余的电感电流通过此路径快速衰减至0。因此，在空载模式下，电感电流IL 310为0，节点SW的电压等于VIN。此外，在空载模式时，没有能量传递到输出端，此时由负载(比如电容C)放电提供能量给输出端。
空载模式下，当信号EAO 302的值大于信号VTH_LOIL 304时，信号IDLE置0，变换器退出空载模式。电压变换器重新激活，并切换开关。在信号EAO 302上升至信号VTH_LOIL 304之前，反馈电压VFB将下降至基准电压VREF以下一个预设阀值ΔV 326。无论何时，只要信号EAO 302大于信号VTH_LOIL 304，信号IDLE 308置0，电压变换器立即恢复开关切换，传递功率至输出。由于在进入和退出空载模式时，负载是独立的，因此电压变换器的负载工作电流也是独立的。
在一些实施例中，一个控制信号(比如空载模式控制信号IDLE)用于触发脉宽调制器，进而关断其中一个开关(比如开关130)；两个控制信号(如IDLE和POFF)用于关断另一个开关(如开关120)。在一个实施例中，当信号IDLE置1，开关130关断；当IDLE和POFF均置1，开关120关断。此外，信号POFF在信号LDLE之后有效，因为信号POFF仅当电感电流IL极性反向时才置1。
图4所示为本发明另一个电压变换器400的实施例框图。信号IDLE连接至或门112以复位锁存器114进而关断开关130。此外，信号IDLE和信号POFF均连接至与门402以复位锁存器119进而关断开关120。因为复位锁存器119的控制信号由与门402的两个输入信号IDLE、POFF决定，因此关断开关120的控制信号稍有延迟。
如前所述，为了描述本发明，以上详细列举了本发明的多个实施例，然而并非用于限定本发明的范围，任何熟悉本项技术的人员，在不脱离本发明的精神和范围内，可在此基础上做进一步的改进和变化，因此本发明的保护范围应当以本申请的权利要求书所界定的范围为准。
Claims (15)
1.一种电压变换器，包括：
输入电路，包括一个电感，用于接收输入电压；
开关电路，与所述输入电路连接，所述开关电路包括一对开关，用于接收通过所述输入电路的输入电压；
输出电路，与所述开关电路连接，所述输出电路包括输出终端和输出电容，用于为负载提供电流以稳定输出电压；
反馈电路，用于检测输出终端信号，并产生一个反馈信号；
开关控制电路，与所述反馈电路连接，当电路工作在操作模式下，所述开关控制电路用于产生开关控制信号，所述开关控制信号根据所述反馈信号改变所述一对开关的占空比，使所述终端电压稳定；
空载模式控制电路，与所述反馈电路和所述开关电路连接，当所述反馈电路的输出信号小于预设阀值电压时，所述空载模式控制电路用于产生空载模式控制信号，指示电路进入空载模式，并使所述开关电路关断所述一对开关中的一个；以及
开关关断电路，与所述开关电路连接，当通过所述电感的电流极性反向时，所述开关关断电路用于产生第二控制信号，使所述开关电路关断所述一对开关中的另一个；
所述电压变换器的在空载模式下，所述一对开关均关断，电感电流衰减至0。
2.如权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，所述空载模式控制信号和所述第二控制信号是两个完全不同的信号。
3.如权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，所述空载模式控制信号和所述第二控制信号可对所述一对开关进行独立控制。
4.如权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，所述空载模式控制信号和所述第二控制信号加至开关电路的时间不同。
5.如权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，所述空载模式控制信号和所述第二控制信号由各自独立的电路产生。
6.如权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，所述的一对开关包含P型金属氧化物半导体场效应管和N型金属氧化物半导体场效应管。
7.如权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，电路工作在空载模式下，当所述反馈电路的输出信号下降至基准电压以下一个预设阀值时，电路退出空载模式，进入操作模式。
8.一种控制电压变换器的方法，包括：
检测放大器输出信号，并将结果与预设阀值进行比较；
基于上面所述比较，判定所述放大器输出信号大于或小于所述预设阀值；
当所述放大器输出信号大于所述预设阀值，设置第一开关值作为空载模式控制信号，以使电压变换器工作在操作模式；
当所述放大器输出信号小于所述预设阀值，设置第二开关值作为空载模式控制信号，以使电压变换器工作在空载模式；
当变换器工作在空载模式，检测所述放大器的输出信号；
基于上述空载模式下的检测，判定所述放大器输出信号大于或小于所述预设阀值；
基于上述空载模式下的判定，设置第一开关值作为空载模式控制信号，以使电压变换器工作在操作模式。
9.如权利要求8所述方法，其特征在于，变换器工作在操作模式下，所述方法进一步包括：
根据时钟信号上升沿，所述电压变换器导通第一开关；
根据时钟信号上升沿，所述电压变换器关断第二开关；
将放大器输出信号与一个基准和信号比较；
基于上述比较，判定所述放大器输出信号大于或小于所述基准和信号；
当所述放大器输出信号大于所述所述基准和信号时，将开关控制信号设置为第一开关值；
当开关控制信号设置为所述第一开关值，电压变换器关断所述第一开关，导通所述第二开关。
10.如权利要求8所述方法，其特征在于，变换器工作在空载模式下，所述方法进一步包括：
用电压变换器产生的第一信号关断所述第一开关；
检测电感电流极性；
判定所述电感电流极性反向的时间；
当所述电感电流极性反向后，关断所述第二开关。
11.如权利要求8所述方法，其特征在于，变换器工作在空载模式下，当反馈电压下降至基准电压以下第二个预设阀值时，放大器输出信号大于预设阀值。
12.如权利要求9所述方法，其特征在于，所述基准和信号是斜坡补偿信号和电流采样信号的和。
13.如权利要求10所述方法，其特征在于，所述第二控制信号用于关断所述第二开关，所述第二控制信号和所述开关控制信号完全不同。
14.如权利要求1所述电压变换器，其特征在于，当电感电流极性相反后，所述空载模式控制信号和所述第二控制信号共同用于所述开关电路关断所述一对开关中的另一个开关。
15.如权利要求10所述方法，其特征在于，所述开关控制信号和所述第二控制信号共同用于所述开关电路关断所述第二开关。所述第二控制信号和所述开关控制信号完全不同。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US30967710P | 2010-03-02 | 2010-03-02 | |
| US61309677 | 2010-03-02 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102158080A true CN102158080A (zh) | 2011-08-17 |
Family
ID=44439321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2011100502095A Pending CN102158080A (zh) | 2010-03-02 | 2011-03-02 | 一种电压变换器及其控制方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20110241642A1 (zh) |
| CN (1) | CN102158080A (zh) |
| TW (1) | TW201206043A (zh) |
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- 2011-03-02 US US13/038,596 patent/US20110241642A1/en not_active Abandoned
- 2011-03-02 TW TW100106928A patent/TW201206043A/zh unknown
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201206043A (en) | 2012-02-01 |
| US20110241642A1 (en) | 2011-10-06 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20110817 |