CN102130874B - 一种信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计方法，包括：对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；结合时频偏估计结果进行信道估计。本发明还公开了一种信道估计装置，包括相连的时频偏估计单元、插值单元；其中，所述时频偏估计单元，用于对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；所述插值单元，用于结合所述时频偏估计单元的时频偏估计结果进行信道估计。本发明方法和装置均可降低信道估计复杂度，提高信道估计准确性。

Description

一种信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体涉及一种信道估计方法和装置。

背景技术

为了保证良好的通信质量，通常需要在通信过程中进行信道估计。但是目前的信道估计方法的算法复杂度都比较高，而且没有考虑到***时间偏差及频率偏差对信道估计性能的影响；这导致目前的信道估计方法存在算法复杂度高、受时频偏影响大的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种信道估计方法和装置，降低信道估计复杂度，提高信道估计准确性。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种信道估计方法，该方法包括：

对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；结合时频偏估计结果进行信道估计。

所述频偏估计的方法为：

为用于频偏估计的本地参考符号加入正向参考频偏和负向参考频偏；根据加入正向参考频偏以及负向参考频偏的本地参考符号和接收到的参考符号进行频偏估计。

加入所述正向参考频偏和负向参考频偏的方法为：

为本地参考符号分别加入α个子载波间隔的频偏和-α个子载波间隔的频偏；0＜α≤0.5。

进行所述频偏估计的方法为：

计算所述正向参考频偏的本地参考符号与接收到的参考符号互相关值的能量与负向参考频偏的本地参考符号与接收到的参考符号互相关值的能量之间归一化差值。

进一步对进行频偏估计所得到的频偏估计值进行迭代滤波处理。

在进行所述时频偏估计之前，进一步包括：时频偏补偿。

所述时频偏补偿是通过时频偏环路滤波实现的。

一种信道估计装置，该装置包括相连的时频偏估计单元、插值单元；其中，

所述时频偏估计单元，用于对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；

所述插值单元，用于结合所述时频偏估计单元的时频偏估计结果进行信道估计。

所述时频偏估计单元包括时偏估计单元、频偏估计单元；其中，

所述时偏估计单元，用于对将要应用于信道估计的数据进行时偏估计；

所述频偏估计单元，用于为进行频偏估计的本地参考符号加入正向参考频偏和负向参考频偏，并根据加入正向参考频偏以及负向参考频偏的本地参考符号和接收到的参考符号进行频偏估计。

进一步包括时频偏补偿单元，用于在进行所述时频偏估计之前进行时频偏补偿。

所述时频偏补偿单元以时频偏补偿环路的方式进行时频偏补偿，实现该时频偏补偿环路的连接关系为：

时频偏估计单元的输出端与时频偏补偿单元的输入端之间连接有时频偏环路滤波单元，形成一个时频偏补偿环路。

在时频偏估计单元包括频偏估计单元和时偏估计单元的情况下，以及时频偏补偿单元包括频偏补偿单元和时偏补偿单元的情况下，以及时频偏环路滤波单元包括时偏环路滤波单元和频偏环路滤波单元的情况下，所述时频偏补偿环路的连接方式为：

频偏估计单元的输出端与时偏补偿单元的输入端之间连接有相连的时偏估计单元、时偏环路滤波单元，形成时偏补偿环路；频偏估计单元的输出端通过频偏环路滤波单元与频偏补偿单元的输入端相连，形成频偏补偿环路。

进一步包括M点逆向离散傅立叶变换(IDFT)单元、M点离散傅立叶变换(DFT)单元、内容提取单元；其中，

所述M点IDFT单元，用于将接收的用户数据变换到时域；

所述M点DFT单元，用于将接收的用户数据转换成频域数据；

所述内容提取单元，用于将接收的用户数据分解为导频和有效数据。

该装置进一步通过分解单元与N点FFT单元相连。可见，本发明方法和装置通过在信道估计之前进行频偏及时偏估计及补偿处理，有效地提高了信道估计的抗干扰能力；并且，只需要一个参考符号即可完成频偏估计，有效地提高了信道估计在高速移动环境下的性能；再有，由于巧妙地把频偏估计、时偏估计及信道估计三者结合在一起，因此大大降低了信道估计的复杂度，提高了实用性。总之，无论是方法还是装置，本发明技术均可降低信道估计复杂度，提高信道估计准确性。

附图说明

图1为本发明实施例的信道估计装置图；

图2为本发明实施例的信道估计流程图；

图3为图2中频偏估计的流程图；

图4为本发明的信道估计流程简图。

具体实施方式

从发明思路上讲，本发明所提供的信道估计方法包括：对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；结合时频偏估计结果进行信道估计。

本发明所提供的信道估计装置包括相连的时频偏估计单元、插值单元；其中，所述时频偏估计单元，用于对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；所述插值单元，用于结合所述时频偏估计单元的时频偏估计结果进行信道估计。

参见图1，图1为本发明实施例的信道估计装置图，该装置可通过分解单元与N点FFT单元相连；并且该装置包括相连的M点IDFT单元、频偏补偿单元、时偏补偿单元、M点DFT单元、内容提取单元、频偏估计单元、插值单元。并且，频偏估计单元的输出端与时偏补偿单元的输入端之间连接有相连的时偏估计单元、时偏环路滤波单元，以形成一个时偏补偿环路；频偏估计单元的输出端还通过频偏环路滤波单元与频偏补偿单元的输入端相连，以形成一个频偏补偿环路。

上述的频偏估计单元和时偏估计单元可以统一设置为时频偏估计单元，上述的频偏补偿单元和时偏补偿单元可以统一设置为时频偏补偿单元；上述的时偏环路滤波单元、频偏环路滤波单元可以统一设置为时频偏环路滤波单元。

在实际应用时，来自用户侧的多个用户的基带数据由N点FFT单元接收，并且N点FFT单元将接收到的时域数据转换到频域，再将完成转换的频域数据发送给分解单元，由分解单元将多个用户的数据分离出来，并将完成分离的各个用户的数据Y输入到相应用户的信道估计装置中。图1中的信道估计装置就是针对多用户中的某个用户实现信道估计的。

信道估计装置中的M点IDFT单元接收到用户数据Y后，首先将数据Y变换到时域，得到时域的数据R，并将数据R输入到频偏补偿单元。频偏补偿单元收到数据R后，对接收到的数据R进行频偏补偿得到并将

输出给时偏补偿单元。时偏补偿单元则对接收到的数据

进行时偏补偿并将时偏补偿后的数据

输出给M点DFT单元。M点DFT单元将接收到的数据

转换成频域数据

并将

输入内容提取单元。内容提取单元负责将

分解为导频P_r和有效数据D，其中D被直接输出给后端处理，而P_r则被输出给频偏估计单元。频偏估计单元利用P_r估计出***的频偏及参考符号(RS)位置处的信道响应

其中

被输出给频偏环路滤波单元以进行滤波，而

则被输出给时偏估计单元以进行时偏估计，

还被输出给插值单元以进行插值估计。数据位置处的信道频域响应值。

针对时偏估计单元而言，时偏估计单元可以利用接收到的

进行时偏估计以得到时偏估计结果

并将

输出给时偏环路滤波单元。时偏环路滤波单元负责对

进行滤波，并将滤波结果输出给时偏补偿单元；由时偏补偿单元结合收到的滤波结果进行时偏补偿，并将时偏补偿结果输出给M点DFT单元。

针对频偏环路滤波单元而言，频偏环路滤波单元可以对

进行滤波，并将滤波结果输出给频偏补偿单元；由频偏补偿单元结合收到的滤波结果进行频偏补偿，并将频偏补偿结果输出给时偏补偿单元。

针对插值单元而言，插值单元可以对收到的

进行插值估计，以得到数据位置处的信道频域响应值，实现最终的信道估计。

由图1可见，经过各个单元的协同处理，可以在进行实际的信道估计之前对将要应用于信道估计的数据预先进行时频偏估计，并可以结合时频偏估计结果进行信道估计。另外，在进行时频偏估计的同时还可以应用时频偏补偿环路等方式实现时偏补偿。显然，由于在信道估计之前对时频偏估计加以考虑，因此图1所示装置可以有效降低信道估计复杂度，并且能够显著提高信道估计准确性。

为了能更清楚地阐述本发明，可以将图1所示装置的操作原理表示如图2所示。参见图2，图2为本发明实施例的信道估计流程图，该流程包括以下步骤：

步骤201：M点IDFT变换。

具体而言，假设接收到的某个用户第n个子帧的数据为Y，

Y＝[y⁽⁰⁾，y⁽¹⁾，…，y⁽¹³⁾](1)

上式中，

$y^{\left(i\right)}={[y_0^{\left(i\right)},y_2^{\left(i\right)},..,y_{M-1}^{\left(i\right)}]}^T,i=\mathrm{0,1,2},...13---\left(2\right)$

那么，可以对Y进行M点IDFT变换以获得用户的时域数据R，具体的处理方法为：

R＝F^H·Y    (3)

上式中，F^H为M点IDFT对应的变换矩阵。

步骤202：以上一次频偏估计的结果

对R进行频偏补偿，得到频偏补偿后的数据

具体的处理方法为：

首先对矩阵R以列矢量为单位扩展为一个14M×1阶的列矢量：

$r={[r_0^T,r_1^T,...,r_{13}^T]}^T---\left(4\right)$

之后对r进行频偏补偿：

$\tilde{r}=\mathrm{\Λ}(-{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{iter}}(n-1))\·r---\left(5\right)$

上式中，

最后将

组成矩阵：

$\tilde{R}=[{\tilde{r}}_0,{\tilde{r}}_1,...,{\tilde{r}}_{13}]---\left(7\right)$

上式中，

步骤203：利用上一时隙时偏估计的结果，对

进行时偏补偿，得到时偏补偿后的数据

具体的处理方法为：

$\hat{R}=Q\left(m_{\mathrm{\Δt}}\right)\·\tilde{R}---\left(8\right)$

上式中，

$Q\left(m_{\mathrm{\Δt}}\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cc}0& E_{M-m_{\mathrm{\Δt}}}\\ E_{m_{\mathrm{\Δt}}}& 0\end{array}\right]---\left(9\right)$

其中，

表示m_Δt阶单位矩阵。

步骤204：通过M点DFT变换，将经过时频偏补偿后的数据

转到频域，得到经过时频偏补偿后的数据

具体的处理方法为：

$\tilde{Y}=F\·\hat{R}---\left(11\right)$

上式中，F为M点DFT对应的变换矩阵。

步骤205：从

中分离出作为RS的导频P_r和有效数据D。具体的处理方法为：

$P_r=\left[\begin{array}{cc}{p}_r^{\left(0\right)}& p_r^{\left(1\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{y}}^{\left(3\right)}& {\tilde{y}}^{\left(10\right)}\end{array}\right]---\left(12\right)$

$D=[{\tilde{y}}^{\left(0\right)},{\tilde{y}}^{\left(1\right)},{\tilde{y}}^{\left(2\right)},{\tilde{y}}^{\left(4\right)},...,{\tilde{y}}^{\left(9\right)},{\tilde{y}}^{\left(11\right)},{\tilde{y}}^{\left(12\right)},{\tilde{y}}^{\left(13\right)}]---\left(13\right)$

步骤206：利用P_r进行频偏估计得到频偏估计值

并且从频偏估计算法中获得RS位置处的信道频域响应估计值

此处的频偏估计算法可以使用现有的频偏估计算法，也可以使用图3所示的频偏估计算法。

执行完步骤206之后，执行步骤207；同时，还可以应用步骤206的执行结果执行步骤210。

步骤207：对

进行时偏估计得到时偏估计值具体的处理方法为：

$\mathrm{\Δ}\hat{t}\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{m=1}{\overset{M-\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}\right[{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(0\right)}\left(m\right)\·\mathrm{conj}\left({\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(0\right)}(m+\mathrm{\δ})\right)+{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(1\right)}\left(m\right)\·\mathrm{conj}\left({\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(1\right)}(m+\mathrm{\δ})\right)\left]\right)}{2\mathrm{\π\δ}}---\left(14\right)$

执行完步骤207之后，执行步骤208；同时，还可以应用步骤207的执行结果执行步骤220。

步骤208：利用步骤206获得的RS位置处信道估计结果进行插值估计，得到数据位置处的信道估计结果

具体的处理方法为：

${\hat{h}}^{\left(i\right)}=(i-3)\left(\frac{{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(1\right)}-{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(0\right)}}{7}\right)+{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(0\right)},i\∈\{0,1,...6\}---\left(15\right)$

${\hat{h}}^{\left(i\right)}=(i-10)\left(\frac{{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(1\right)}-{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(0\right)}}{7}\right)+{\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{\left(1\right)},i\∈\{7,8,...13\}---\left(16\right)$

步骤210：对步骤206所得到的

进行频偏环路滤波，应用滤波结果返回步骤202以进行频偏补偿。具体的处理方法为：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{iter}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\Δ}\hat{f}\left(n\right)& n=1\\ \mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{iter}}(n-1)+(c_1+c_2)\mathrm{\Δ}\hat{f}\left(n\right)-c_1\·\mathrm{\Δ}\hat{f}(n-1)& n\≥2\end{array}\right.---\left(17\right)$

上式中，n表示时间索引值，c₁和c₂的计算公式如式(18)和式(19)所示。

$c_1=\frac{1}{K_0{K}_d}\frac{{8\mathrm{\ξw}}_{n}T}{4+4{\mathrm{\ξw}}_{n}T+{\left(w_{n}T\right)}^2}---\left(18\right)$

$c_2=\frac{1}{K_0{K}_d}\frac{{4\left(w_{n}T\right)}^2}{4+4{\mathrm{\ξw}}_{n}T+{\left(w_{n}T\right)}^2}---\left(19\right)$

上式中，K₀＝1为时偏估计增益，K_d＝1为积分增益，ξ＝0.707为阻尼系数，T＝1ms为周期系数，ω_n＝1.2B_L为环路带宽，B_L为噪声带宽。

步骤220：对步骤207所得到的

进行时偏环路滤波，应用滤波结果返回步骤203以进行时偏补偿。具体的处理方法为：

$\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_{\mathrm{iter}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\Δ}\hat{t}\left(n\right)& n=1\\ \mathrm{\Δ}{\hat{t}}_{\mathrm{iter}}(n-1)+(c_1+c_2)\mathrm{\Δ}\hat{t}\left(n\right)-c_1\·\mathrm{\Δ}\hat{t}(n-1)& n\≥2\end{array}\right.---\left(20\right)$

从图2可以看出，可以通过时频偏环路滤波实现时频偏补偿。但在实际应用中，也可以根据实际应用场景及***情况灵活选用目前常用的其它补偿方式。

需要说明的是，步骤206中的频偏估计算法可以如图3所示。参见图3，图3为图2中频偏估计的流程图，该流程包括以下步骤：

步骤301：利用最小二乘(LS)算法估计RS位置处的信道响应。

具体而言，可以假设用户所占用的资源块(Resources Block，RB)数为N_RB，所使用的RS序列为

接收机接收到的频域RS序列为 $p_r={[p_{r_0},p_{r_1},...p_{r_{12\×N_{\mathrm{RB}}-1}}]}^T.$

${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}=\mathrm{diag}\left(p^{*}\right)*p_r---\left(21\right)$

步骤302：对估计结果进行降噪处理。具体的处理方法为：

${\hat{h}}_{p.\mathrm{ls}}=\mathrm{filter}\left({\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}\right)---\left(22\right)$

其中，filter(x)表示对x进行低通滤波。

步骤303：利用估计结果对接收的RS进行均衡。具体的处理方法为：

${\tilde{p}}_r=\mathrm{diag}\left({\hat{h}}_{p,\mathrm{ls}}^{*}\right)*p_r---\left(23\right)$

步骤304：以添加正负向参考频偏的方式构造r_e、r₁、r_c。具体的处理方法为：

p_E＝FA(-α)F^Hp    (24)

p_L＝FA(α)F^Hp    (25)

$r_C=\mathrm{diag}\left(p^{*}\right)*{\tilde{p}}_r---\left(26\right)$

$r_E=\mathrm{diag}\left(\stackrel{*}{p_E}\right)*{\tilde{p}}_r---\left(27\right)$

$r_L=\mathrm{diag}\left(\stackrel{*}{p_L}\right)*{\tilde{p}}_r---\left(28\right)$

其中，0＜α≤0.5。

需要说明的是，为本地导频信号分别加入α个子载波间隔的频偏和-α个子载波间隔的频偏的操作，其最终目的是为用于频偏估计的本地参考符号加入正向参考频偏和负向参考频偏，α的取值可能会因实际应用场景而发生变化，甚至正向参考频偏和负向参考频偏的数量也不只限于α和-α所代表的一个正向参考频偏和一个负向参考频偏，具体情况还要根据实际的应用场景而定。

步骤305：将r_E、r_C和r_L中每δ(δ通常是能够整除12N_RB的正整数)个元素组成一组，得到：

$r_E^{\left(k\right)}={[r_E((k-1)*\mathrm{\δ}+0),r_E((k-1)*\mathrm{\δ}+1),...r_E((k-1)*\mathrm{\δ}+\mathrm{\δ}-1)]}^T---\left(29\right)$

$r_C^{\left(k\right)}={[{\tilde{r}}_C((k-1)*\mathrm{\δ}+0),{\tilde{r}}_C((k-1)*\mathrm{\δ}+1),...{\tilde{r}}_C((k-1)*\mathrm{\δ}+\mathrm{\δ}-1)]}^T---\left(30\right)$

$r_L^{\left(k\right)}={[r_L((k-1)*\mathrm{\δ}+0),r_L((k-1)*\mathrm{\δ}+1),...r_L\left((k-1*\mathrm{\δ}+\mathrm{\δ}-1)\right)]}^T---\left(31\right)$

上式中，k＝1，2，3，…12N_RB/δ。

之后，针对每一组分别求各自的E^k，C^k，L^k值：

$E^k={\left|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{r}_E^{\left(k\right)}\left(i\right)\right|}^2---\left(32\right)$

$C^k={\left|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\tilde{r}}_C^{\left(k\right)}\left(i\right)\right|}^2---\left(33\right)$

$L^k={\left|\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{r}_L^{\left(k\right)}\left(i\right)\right|}^2---\left(34\right)$

上式中，r_E ^(k)(i)、和r_L ^(k)(i)分别表示矢量r_E ^(k)、

和r_L ^(k)中第i个元素。

步骤306：计算直线l^(k)的平均斜率S。具体的处理方法为：

$S=\frac{(\underset{k=1}{\overset{12N_{\mathrm{RB}}/\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}{L}^{\left(k\right)}-\underset{k=1}{\overset{12N_{\mathrm{RB}}/\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}{E}^{\left(k\right)})/\underset{k=1}{\overset{12N_{\mathrm{RB}}/\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(k\right)}}{\mathrm{\α}-(-\mathrm{\α})}=\frac{(\underset{k=1}{\overset{12N_{\mathrm{RB}}/\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}{L}^{\left(k\right)}-\underset{k=1}{\overset{12N_{\mathrm{RB}}/\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}{E}^{\left(k\right)})}{2\mathrm{\α}\underset{k=1}{\overset{12N_{\mathrm{RB}}/\mathrm{\δ}}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(k\right)}}---\left(35\right)$

步骤307：利用步骤301到步骤306分别计算出一个子帧中的两个RS位置处的估计参量S⁽¹⁾，S⁽²⁾，并由S⁽¹⁾，S⁽²⁾估计频偏

具体的处理方法为：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{({\stackrel{\‾}{S}}^{\left(1\right)}+{\stackrel{\‾}{S}}^{\left(2\right)})}{2G}---\left(36\right)$

上式中，G是增益系数，通常是实际***中的常数，可以通过仿真确定。

步骤308：根据步骤307的执行结果进行迭代滤波处理，可以得到频偏估计的最终结果。具体的处理方法为：

$\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_{\mathrm{iter}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\Δ}\hat{t}\left(n\right)& n=1\\ \mathrm{\Δ}{\hat{t}}_{\mathrm{iter}}(n-1)+(c_1+c_2)\mathrm{\Δ}\hat{t}\left(n\right)-c_1\·\mathrm{\Δ}\hat{t}(n-1)& n\≥2\end{array}\right.---\left(37\right)$

上式中，n表示时间索引值，c₁和c₂的计算公式如式(18)和式(19)所示。

由图3可见，可以为用于频偏估计的本地参考符号加入正向参考频偏和负向参考频偏，如：为本地参考符号分别加入α个子载波间隔的频偏和-α个子载波间隔的频偏；并根据加入正向参考频偏以及负向参考频偏的本地参考符号和接收到的参考符号进行频偏估计，如：计算所述正向参考频偏的本地参考符号与接收导频的互相关值的能量与负向参考频偏的本地参考符号与接收导频的互相关值的能量之间归一化差值。

综上所述可知，图1至图3的操作思路可以简化如图4所示。参见图4，图4为本发明的信道估计流程简图，该流程包括以下步骤：

步骤410：对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计。

步骤420：结合时频偏估计结果进行信道估计。

可见，本发明通过在信道估计之前进行频偏及时偏估计及补偿处理，有效地提高了信道估计的抗干扰能力；并且，只需要一个RS即可完成频偏估计，有效地提高了信道估计在高速移动环境下的性能；再有，由于巧妙地把频偏估计、时偏估计及信道估计三者结合在一起，因此大大降低了信道估计的复杂度，提高了实用性。总之，无论是方法还是装置，本发明技术均可降低信道估计复杂度，提高信道估计准确性。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；结合时频偏估计结果进行信道估计；

其中，所述频偏估计的方法为：

为用于频偏估计的本地参考符号加入正向参考频偏和负向参考频偏；根据加入正向参考频偏以及负向参考频偏的本地参考符号和接收到的参考符号进行频偏估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，加入所述正向参考频偏和负向参考频偏的方法为：为本地参考符号分别加入α个子载波间隔的频偏和-α个子载波间隔的频偏；0<α≤0.5。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，进行所述频偏估计的方法为：

计算所述正向参考频偏的本地参考符号与接收到的参考符号互相关值的能量与负向参考频偏的本地参考符号与接收到的参考符号互相关值的能量之间归一化差值。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，进一步对进行频偏估计所得到的频偏估计值进行迭代滤波处理。

5.根据权利要求1至4任一项所述的方法，其特征在于，在进行所述时频偏估计之前，进一步包括：时频偏补偿。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述时频偏补偿是通过时频偏环路滤波实现的。

7.一种信道估计装置，其特征在于，该装置包括相连的时频偏估计单元、插值单元；其中，

所述时频偏估计单元，用于对将要应用于信道估计的数据进行时频偏估计；

所述插值单元，用于结合所述时频偏估计单元的时频偏估计结果进行信道估计；

所述时频偏估计单元包括时偏估计单元、频偏估计单元；其中，

所述时偏估计单元，用于对将要应用于信道估计的数据进行时偏估计；

所述频偏估计单元，用于为进行频偏估计的本地参考符号加入正向参考频偏和负向参考频偏，并根据加入正向参考频偏以及负向参考频偏的本地参考符号和接收到的参考符号进行频偏估计。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，进一步包括时频偏补偿单元，用于在进行所述时频偏估计之前进行时频偏补偿。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述时频偏补偿单元以时频偏补偿环路的方式进行时频偏补偿，实现该时频偏补偿环路的连接关系为：

时频偏估计单元的输出端与时频偏补偿单元的输入端之间连接有时频偏环路滤波单元，形成一个时频偏补偿环路。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，在时频偏估计单元包括频偏估计单元和时偏估计单元的情况下，以及时频偏补偿单元包括频偏补偿单元和时偏补偿单元的情况下，以及时频偏环路滤波单元包括时偏环路滤波单元和频偏环路滤波单元的情况下，所述时频偏补偿环路的连接方式为：

频偏估计单元的输出端与时偏补偿单元的输入端之间连接有相连的时偏估计单元、时偏环路滤波单元，形成时偏补偿环路；频偏估计单元的输出端通过频偏环路滤波单元与频偏补偿单元的输入端相连，形成频偏补偿环路。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，进一步包括M点逆向离散傅立叶变换IDFT单元、M点离散傅立叶变换DFT单元、内容提取单元；其中，

所述M点IDFT单元，用于将接收的用户数据变换到时域；

所述M点DFT单元，用于将接收的用户数据转换成频域数据；

所述内容提取单元，用于将接收的用户数据分解为导频和有效数据。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，该装置进一步通过分解单元与N点FFT单元相连。

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