CN102118334A - 一种数字预失真处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字预失真处理方法及装置，包括：分别对各频段的射频信号进行滤波；采集各频段的非线***调失真；对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；利用同步后的信号对数字预失真系数进行更新。本通过对各频段射频分别滤波，数字共同数字预失真的处理，使得数字预失真在低复杂的硬件条件下可以获得高效的数字预失真处理效果。

Description

一种数字预失真处理方法及装置

技术领域

本发明涉及信号处理技术，特别涉及一种数字预失真处理方法及装置。

背景技术

根据***规划的频段分为F/A/D/E四个频段，如下表示意：

表：F/A/D/E四频段规划

未来的宽频RRU(Radio Remote Unit，射频拉远单元)需求是需要满足这四个频段的共用天线，A+F频段的共硬件平台，极大节省硬件成本和硬件设计复杂度。不过目前业界只做到30MA+F的应用，D频段/E频段连续50MHz还没有正式的产品。

宽频RRU的应用采用混合模式必然会成为主流，即TD(Time Division，时分)和LTE(Long Term Evolution，长期演进)共平台。对于E频段50M以及后续D频段的应用会引入更大带宽的需求。混合模式即需要TD和TD-LTE(TD-SCDMA Long Term Evolution，TD-SCDMA长期演进；TD-SCDMA：TimeDivision Synchronized Code Division Multiple Access，时分同步码分多址接入)共平台，对于50M的频带应用来说，既是2个20M的LTE以及1个10M的TD分享频带。或者全是LTE信号例如2个20M的LTE以及1个10M的LTE分享50MHz频带。

宽频化是业界载频技术明确发展方向，涉及器件(中频芯片)、功放(宽频功放管)、整机等整个产业链。原因是运营者无线蜂窝网络多频段部署和LTE技术引入对于单设备支持带宽的大幅度提升，具体情况简介如下。

主流网络运营商(VDF/TIM/Orange/AT&T)RRU宽带化需求：

欧美主流运营商对于RRU射频模块宽带化在多年前就提出强烈诉求。目标是单射频通路实现200MHz或者更高带宽。不需要用多个窄带射频模块进行拼凑，这样不利于频段之间的功率和载波资源共享，元器件多可靠性差，体积/重量大；或者连续50MHz以上信号的宽频处理。

为此宽频RRU技术包含两方面技术方案：

(1)单频段工作带宽的扩展技术方案，例如从目前可支持的30MHz工作带宽扩展到40～50MHz，例如D/E频段采用连续50MHx～60MHz；

(2)多频段采用单一跨段功放方式。也就是F+A共用一个功放，这样决定了FA在数字部分合并。

同时现在业界一般支持平均输出功率谱密度是10W/10MHz，并且TD-SCDMA和TDD-LTE基本保持一致，那么50MHz带宽的信号输出的信号功率就需要50W，输出如此大信号功率一定会采用DPD(Digital PreDistortion，数字预失真)技术，宽频RRU中如何利用好DPD技术也是业界面临的一个难题。

现有技术的不足在于：

现有技术很难解决反馈问题，例如A+F的反馈一般需要采用ZIF(Zero-IF，零中频)方式或者采用500MHZ非实时ADC(Analog-DigitalConverter，模数转换器)进行信号采集。但是采用ZIF一般比较难解决I/Q不平衡的问题，而采用500MHZ非实时ADC进行信号采集，一方面此款ADC无法和正常的接收通道共用，另外一方面价格比较昂贵，使得整个RRU产品价格下不来。

发明内容

本发明所解决的技术问题在于提供了一种数字预失真处理方法及装置，用以在简化RRU设计的同时保证宽频RRU中DPD性能。

本发明实施例中提供了一种数字预失真处理方法，包括如下步骤：

分别对各频段的射频信号进行滤波；

采集各频段的非线***调失真；

对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；

利用同步后的信号对DPD系数进行更新。

本发明中还提供了一种数字预失真处理装置，包括：

滤波模块，用于分别对各频段的射频信号进行滤波；

采集模块，用于采集各频段的非线***调失真；

同步模块，用于对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；

更新模块，用于利用同步后的信号对DPD系数进行更新。

本发明有益效果如下：

在本发明实施例提供的技术方案中，通过对各频段射频分别滤波，数字共同DPD的处理，使得DPD在低复杂的硬件条件下可以获得高效的DPD处理效果。

附图说明

图1为本发明实施例中数字预失真处理方法实施流程示意图；

图2为本发明实施例中功放输出的的F+A信号示意图；

图3为本发明实施例中中频反馈抗混叠滤波器后的F频段信号示意图；

图4为本发明实施例中中频反馈抗混叠滤波器后的A频段信号示意图；

图5为本发明实施例中中频信号和反馈信号同步幅度调整之后幅度比较示意图；

图6为本发明实施例中数字预失真处理装置结构示意图；

图7为本发明实施例中数字预失真处理装置方式一结构示意图；

图8为本发明实施例中数字预失真处理装置方式二结构示意图；

图9为本发明实施例中F频段和A频段交调信息示意图；

图10为本发明实施例中分路或者合路的DPD效果示意图；

图11为本发明实施例中预失真前后的频谱图示意。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行说明。

本发明实施例中提供了一种针对跨频段信号反馈的DPD硬件通道设计方案。在方案中，采用分别对射频信号进行滤波，然后采集各自频段的非线***调失真，从各自频段分别滤波到各自频段采集，同步后，再进行DPD系数的更新。

图1为数字预失真处理方法实施流程示意图，如图所示，可以包括如下步骤：

步骤101、分别对各频段的射频信号进行滤波；

步骤102、采集各频段的非线***调失真；

步骤103、对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；

步骤104、利用同步后的信号对DPD系数进行更新。

下面主要以F/A频段的处理为例来对各步骤具体实施进行说明，但是，通过说明书中披露的方案实施的本质以及获得效果，本领域技术人员也应该知晓如何在其他组合的频段中实施，F/A频段的处理仅用于教导本领域技术人员具体如何实施本发明，但不意味本发明实施例提供的技术方案仅能用于F/A频段的处理，实施过程中可以结合实践需要来确定在相应的频段组合中采用等同的技术手段来实现同样的作用。

在步骤101中，在分别对各频段的射频信号进行滤波时，可以包括：

通过开关设置分别获取各频段的射频信号；

将分别得到的各频段信号进入混频器；

对混频后的信号经过中频反馈抗混叠滤波器。

以F/A频段的处理为例，反馈通道F/A分别进行射频模拟滤波，通过开关设置每一次仅得到F频段射频信号或者A频段射频信号，分别得到的F频段/A频段信号随后进入共用的混频器，中频放大器以及中频抗混叠中频滤波器。其中，中频放大器可以认为是增益调节器的一部分。

在分别获取各频段的射频信号时，以F/A频段的处理为例，F频段和A频段的各自信号可以采用分时采集的方式，也就是首先***采集F频段的信号，然后再采集A频段的信号。

下面通过滤波前后频谱分布的不同来说明射频滤波的处理，图2为功放输出的的F+A信号示意图，图2是从功放耦合回来的频谱图，包含了F频段和A频段的信号频谱。

图3为中频反馈抗混叠滤波器后的F频段信号示意图，F/A频段分别通过各自的中频反馈抗混叠滤波器压缩后的信号如图3所示，图中通带是F频段的信号频谱，能看出A频段的信号被有效压缩，完整的保留了F频段的信号和交调信息。图4为中频反馈抗混叠滤波器后的A频段信号示意图，图中通带是A频段的信号频谱，能看出F频段的信号被有效压缩，完整的保留了A频段的信号和交调信息。

在步骤102中，在采集各频段的非线***调失真时，可以包括：

ADC对滤波后的信号进行采样；

对采样后的各频段信号进行下变频到零频；

对下变频后的信号进行滤波抽取。

实施中，以F/A频段的处理为例，无论采集的是F频段还是A频段的信号首先都下变频到基频(零频)，然后通过低通滤波器滤除实数采集到的镜像信号，保留有用信号。由于ADC采样得到的信号仅有F频段/A频段信号，对单独频段的信号进行下变频到零频后滤波抽取，完成镜像的抑制(实数采样造成。具体实施中，由于对F/A分别采样，可以降低ADC采样信号速率的要求。

在步骤103中，在对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步时，以F/A频段的处理为例，F/A单独频段的信号和输入的原始F/A频段信号分别进行相关同步，精确调整F/A信号的同步，同时完成各自频段信号的增益调整。

具体实施中，设发送和接收数据的相关长度是(发送tx_d和接收信号fb_d的长度都是)DEFAULT_XCORR_L，典型数值4096。

[max_value，position]＝xcorr(fb_d，tx_d)

通过相关运算得到相关最大数值所处于的位置position，得到发射信号在环路中的延迟delay_m：

delay_m＝positon-DEFAULT_XCORR_L

然后通过对发射信号延迟delay_m大小，便可以使发射和反馈信号信号同步。图5为中频信号和反馈信号同步幅度调整之后幅度比较示意图，图5示意为同步校准之后的信号幅度。

采用均方根的幅度校准算法为：

$y=y\·\frac{\mathrm{RMS}\left(z\right)}{\mathrm{RMS}\left(y\right)}$

其中RMS(z)如下：

$\mathrm{RMS}\left(z\right)=\sqrt{\frac{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{zi}+\mathrm{zj})\·(\mathrm{zi}-\mathrm{zj})}{M}}$

反馈信号和发射信号使用均方根幅度校准法，使得|y|＝|z|，这样在自适用滤波之前，反馈信号和发射信号幅度基本一致，所以评估得到的多项式处理函数|F(·)|＝|·|并不会改变信号的幅度。图5就显示了反馈信号和发射信号幅度，同步都得到校准之后时域上幅度的比较。

在步骤104中，利用同步后的信号对DPD系数进行更新可以包括两种方式，分别为：

1、方式一

将各频段信号分别反馈后同步完成幅度校准，形成F+A的反馈信号；

将各频段信号进行信息叠加形成F+A信号后进行CFR(Crest FactorReduction，峰值因子削除)处理；

将功放反馈回来的F+A信号与CFR后的F+A信号进行DPD系数更新处理；

用更新后的系数对DPD通道进行更新。

实施中，以F/A频段的处理为例，各自频段信号通过同步校准，等到F频段和A频段的信号都采集完成之后，然后再混频到各自的频段，形成F+A的反馈数字信号，与输入的F+A信号进行比较完成增益的调整，同时再次进行同步校准，随后完成F+A的DPD系数更新的计算。具体的，F/A各自频段的信号分别完成各自同步增益调整以后，F/A信号叠加生成F+A的信号，与输入的F+A信号做DPD系数的更新处理，生成F+A的DPD系数，F+A的DPD系数对F+A信号进行预失真处理，完成宽频F+A的数字预失真处理。

2、方式二

用各频段同步后的信号与该频段的输入信号分别进行DPD系数更新；

将各频段的输入信号分别进行CFR处理；

将各频段CFR后的信号与该频段更新后的系数进行DPD更新。

该方式下，F频段和A频段进行各自的DPD系数更新。

实施中，各频段反馈采用不同的Nyquist(奈奎斯特)区。

以F/A频段的处理为例，F频段反馈采用第一Nyquist区，A频段反馈采用第二Nyquist区，这样发射和接收可以共用一个LO，节省器件个数。

基于同一发明构思，本发明实施例中还提供了一种数字预失真处理装置，由于这些设备解决问题的原理与数字预失真处理方法相似，因此这些设备的实施可以参见方法的实施，重复之处不再赘述。

图6为数字预失真处理装置结构示意图，如图所示，装置中可以包括：

滤波模块601，用于分别对各频段的射频信号进行滤波；

采集模块602，用于采集各频段的非线***调失真；

同步模块603，用于对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；

更新模块604，用于利用同步后的信号对DPD系数进行更新。

实施中，滤波模块、采集模块、同步模块的实施可以一样，而在更新模块利用同步后的信号对DPD系数进行更新时可以包括两种方式，因此提供了两个实施例的结构示意图，分别为：图7为数字预失真处理装置方式一结构示意图，图8为数字预失真处理装置方式二结构示意图，下面以两图为例对装置的实施方式进行说明。

实施中，滤波模块用于分别对各频段的射频信号进行滤波；其具体结构可以为：

开关，用于控制各频段射频信号的通过；

混频器，与开关相连，对通过的信号进行混频；

中频反馈抗混叠滤波器，与混频器相连，对混频后的信号进行滤波。

实施中，通过开关设置分别获取各频段的射频信号；然后将分别得到的各频段信号进入混频器；最后对混频后的信号经过中频反馈抗混叠滤波器。

实施中，采集模块用于采集各频段的非线***调失真；其具体结构可以为：

ADC，用于对滤波后的信号进行采样；

下变频器，用于对采样后的各频段信号进行下变频到零频；

滤波器，用于对下变频后的信号进行滤波抽取。

实施中，更新模块604用于利用同步后的信号对DPD系数进行更新；其具体结构可以为以下两种：

1、如图7所示：

功放反馈器，用于将各频段信号分别反馈后同步完成幅度校准，形成F+A的反馈信号；

叠加及CFR处理器，用于将各频段信号进行信息叠加形成F+A信号后进行CFR处理；

系数更新模块，用于将功放反馈回来的F+A信号与CFR后的F+A信号进行DPD系数更新处理；

通道更新模块，用于用更新后的系数对DPD通道进行更新。

2、如图8所示：

系数更新模块，用于用各频段同步后的信号与该频段的输入信号分别进行DPD系数更新；

CFR处理器，用于将各频段的输入信号分别进行CFR；

频段更新模块，用于将各频段CFR后的信号与该频段更新后的系数进行DPD更新。

图9为F频段和A频段交调信息示意图，如图所示，在上述的实施过程中，F频段和A频段相互交调信息落入相互带内或者附近。无论采用哪种实施方案，都需要有效采集F+A各自交调信息，原因如下：

设功放对F+A信号的传递函数为：F频段两个信号f1和f2，A频段两个信号a1和a2，则有：

S_OUT＝f(S_f+S_a)＝f(S_f1+S_f2+S_a1+S_a2)＝C₀+C₁×(S_f1+S_f2+S_a1+F_a2)+C₂×(S_f1+S_f2+S_a1+S_a2)²+C₃×(S_f1+S_f2+S_a1+S_a2)³+.....

其中C0，C1，C2，C3，C4......均为功放器件本身决定随温度变化的常数。由于器件的非线性，可认为C0，C1，C2，C3，C4不等于0，从上式可以看出仅有系数为C3的那一项对B₁或B₂有贡献，具体分析如下：

${(S_f+S_a)}^3=S_f^3+3\×S_f^2\×S_a+3\×S_f\×S_a^2+S_a^3$

$={(S_{f1}+S_{f2})}^3+3\×{(S_{f1}+S_{f2})}^2\×(S_{a1}+S_{a2})+3\×(S_{f1}+S_{f2})\×{(S_{a1}+S_{a2})}^2+{(S_{a1}+S_{a2})}^3$

$={(S_{f1}+S_{f2})}^3+{(S_{a1}+S_{a2})}^3+3\×(S_{f1}^2+S_{f2}^2+2*S_{f1}{S}_{f2})\×(S_{a1}+S_{a2})+$

$3\×(S_{a1}^2+S_{a2}^2+2*S_{a1}{S}_{a2})\×(S_{f1}+S_{f2})$

F/A之间的三阶交调分布为：

${(S_f+S_a)}^3=S_f^3+3\×S_f^2\×S_a+3\×S_f\×S_a^2+S_a^3$

落入到F频段或者A频段带内或者附近的交调信息如下

这些交调信息分布在信号内或者附近，严重的影响着DPD效果，只有功放输出F+A的信号，这些交调信息才可以有效采集。带内附近的交调采集进行DPD更新，计算出来的系数才可以有效的削除PA(power amplifier，功率放大器)三阶交调的影响。

图10为分路或者合路的DPD效果示意图，图11为预失真前后的频谱图示意，如图所示：

s_{FA_IF}(n)＝(I_F+jQ_F)·exp(jω_f(n))+(I_A+jQ_A)·exp(jω_a(n))

＝(I_{F_IF}+j_{QF_IF})+(I_{A_IF}+jQ_{A_IF})＝(I_{F_IF}+I_{A_IF})+j(Q_{F_IF}+Q_{A_IF})

数字信号经过DAC和低通滤波器之后，在射频通过正交调制器调制成射频信号fcosω_f+acosω_a：

s_{FA_RF}(n)＝(I_{F_IF}+I_{A_IF})·cosω_lo-(Q_{F_IF}+Q_{A_IF})·sinω_lo

＝(I_{F_IF}·cosω_lo-Q_{F_IF}·sinω_lo)+(I_{A_IF}·cosω_lo-Q_{A_IF}·sinω_lo)

＝fcosω_f+acosω_a

此F+A信号通过PA后呈现的交调如下：

FA＝c1·(fcosω_f+acosω_a)+c3·(fcosω_f+acosω_a)³+c5·(fcosω_f+acosω_a)⁵+L

＝c1·S+c3·S³+c5·S⁵+L

$S^3={(f\cos {\mathrm{\ω}}_f+a\cos {\mathrm{\ω}}_a)}^3$

$=(f\cos {\mathrm{\ω}}_f+a\cos {\mathrm{\ω}}_a)\·(f^2\·{\cos }^2{\mathrm{\ω}}_f+a^2\·{\cos }^2{\mathrm{\ω}}_a+2f\·a\·\cos {\mathrm{\ω}}_f\·\cos {\mathrm{\ω}}_a)$

$=\cos {\mathrm{\ω}}_f\·(\frac{3f^3}{4}+\frac{3{\mathrm{fa}}^2}{2})+\cos {\mathrm{\ω}}_a\·(\frac{3a^3}{4}+\frac{3f^{2}a}{2})+L$

$S^5=S^3(\frac{f^2}{2}(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_f)+\frac{a^2}{2}(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_a)+2\mathrm{fa}\cos {\mathrm{\ω}}_f\·\cos {\mathrm{\ω}}_a)$

$={\cos \mathrm{\ω}}_f\·(\frac{{5f}^5}{8}+\frac{{30f}^3{a}^2}{8}+\frac{{15\mathrm{fa}}^4}{8})+{\cos \mathrm{\ω}}_a\·(\frac{{5a}^2}{8}+\frac{{30f}^2{a}^3}{8}+\frac{{15f}^{4}a}{8})+K$

$\mathrm{FA}=c1\·({f\cos \mathrm{\ω}}_f+a\cos {\mathrm{\ω}}_a)+c3\·{({f\cos \mathrm{\ω}}_f+{a\cos \mathrm{\ω}}_a)}^3+c5\·{({f\cos \mathrm{\ω}}_f+a{\cos \mathrm{\ω}}_a)}^5+L$

$=c1\·S+c3\·S^5+c5\·S^5+L$

$=c1\·(f\·{\cos \mathrm{\ω}}_f+a\·{\cos \mathrm{\ω}}_a)+c3\·[{\cos \mathrm{\ω}}_f\·(\frac{{3f}^3}{4}+\frac{{3\mathrm{fa}}^2}{2})+{\cos \mathrm{\ω}}_a\·(\frac{{3a}^2}{4}+\frac{{3f}^{2}a}{2})]+$

$c5\·[{\cos \mathrm{\ω}}_f\·(\frac{{5f}^5}{8}+\frac{{30f}^3{a}^2}{8}+\frac{{15\mathrm{fa}}^4}{8})+{\cos \mathrm{\ω}}_a\·(\frac{{5a}^5}{8}+\frac{{30f}^2{a}^3}{8}+\frac{{15f}^{4}a}{8})]+L$

$={\cos \mathrm{\ω}}_f\·[c1\·f+c3\·(\frac{{3f}^3}{4}+\frac{{3\mathrm{fa}}^2}{2})+c5\·(\frac{{5f}^5}{8}+\frac{{30f}^3{a}^2}{8}+\frac{{15\mathrm{fa}}^4}{8})]+$

$\cos {\mathrm{\ω}}_a\·[c1\·a+c3\·(\frac{{3a}^3}{4}+\frac{{3f}^{2}a}{2})+c5\·(\frac{{5a}^5}{8}+\frac{{30f}^2{a}^3}{8}+\frac{{15f}^{4}a}{8})]+L$

$=f\·{\cos \mathrm{\ω}}_f\·[c1\·c3\·(f^2+{2a}^2)+c5\·(f^4+{6f}^2{a}^2+{3a}^4)]+$

$a\·{\cos \mathrm{\ω}}_a\·[c1+c3\·(a^2+{2f}^2)+c5\·(a^4+6f^2{a}^2+{3f}^4)]+L$

从上面的公式可以看出来在ω_f频段内，不仅有F频段的基频，三阶，五阶频段信息，还有A频段的信号，这和上面F/A各发送2个单音的结论一致。同样ω_a频段内，不仅有A频段的基频，三阶，五阶频段信息，还有F频段的信号，F和A的信号同时还落入对应的频段内。

所有频点的互调信息无法全部计算出来，只要考虑F/A相互问落在F/A各自频带内的交调分量，该分量大小与信号带宽相关。F+A信号通过功放以后虽然频率分量众多，但是可以通过DPD系数和模型来表示，故F/A相互影响的三阶、五阶等高阶分量的大小均可以在系数和模型中反应，下面的公式显示了DPD通道中F+A交调的数学模型；

z_FA(n)＝y_f(n)·[c1·+c3·(|y_f(n)|²+2|y_a(n)|²)+c5·(|y_f(n)|⁴+6|y_f(n)|²|y_a(n)|²+|y_a(n)|⁴)]

+y_a(n)·[c1·+c3·(|y_f(n)|²+2|y_a(n)|²)+c5·(|y_f(n)|⁴+6|y_f(n)|²|y_a(n)|²+|y_a(n)|⁴)]

如果考虑***的记忆性，硬件LUT(Look-Up-Table，查找表)模型的推导如下：

$z_{\mathrm{FA}}\left(n\right)=$

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\begin{array}{c}{y}_f(n-k)\·[c1\·+c3\·({\left|y_f(n-k)\right|}^2+2{\left|y_a(n-k)\right|}^2)+c5\·({\left|y_f(n-k)\right|}^4+6{\left|y_f(n-k)\right|}^2{\left|y_a(n-k)\right|}^2+{\left|y_a(n-k)\right|}^4)]\\ y_a(n-k)\·[c1\·+c3\·({\left|y_f(n-k)\right|}^2+2{\left|y_a(n-k)\right|}^2)+c5\·({\left|y_f(n-k)\right|}^4+6{\left|y_f(n-k)\right|}^2{\left|y_a(n-k)\right|}^2+{\left|y_a(n-k)\right|}^4)]\end{array}$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(y_f(n-k)\·{\mathrm{LUT}}_k|y_f(n-k)|+y_a(n-k)\·{\mathrm{LUT}}_k|y_a(n-k)\left|\right)$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(y_f(n-k)\·{\mathrm{LUT}}_k|y_f(n-k)\left|\right)+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}_a(n-k)\·{\mathrm{LUT}}_k\left|y_a(n-k)\right|$

经过这一系列公式的推导，F+A的模型相对单个频段的模型只需要增加一个LUT表，和多K各乘法器。其他的硬件资源和单频段的一样。

当然还可以考虑七阶交调的影响，以及偶数阶交调的影响，可以按照类似的推导完成。

1、设定输入参数M＝{K，P}，信号长度为N

2、导入参考信号z(n)和反馈信号y(n)

U＝[u₁，L u_kpL，u_KP]_N*KP，u_kp＝[u_kp(0)，L，u_kp(N-1)]^T，

u_k1(n)＝y(n-k)，

u_k3(n)＝y(n-k)·(|y(n-k)|²+2|y(n-k)|²)，

u_k5(n)＝y(n-k)·(|y(n-k)|⁴+6|y(n-k)|²|y(n-k)|²+|y(n-k)|⁴)

M

z＝Uc，KP×KP

z＝[z(0)，L，z(N-1)]^T，

$\hat{c}={\left(U^{H}U\right)}^{-1}{U}^H\·z$

通过上面公式得到预失真系数以后，就可以设计查找表对输入的F+A信号进行DPD系数更新。

由上述实施例可见，在本发明实施例提供的技术方案中，分别反馈通道分别射频反馈滤波，频段选择开关。在分别同步校准之后再次合并成反馈F+A的信号，和前向F+A信号比较，得到DPD系数。

具体的，反馈通道F/A分别进行射频模拟滤波，通过开关设置每一次仅得到F频段射频信号或者A频段射频信号，分别得到的F频段/A频段信号随后进入共用的混频器，中频放大器以及中频抗混叠中频滤波器。

具体的，ADC采样得到的信号仅有F频段/A频段信号(由于对F/A分别采样，可以降低ADC采样信号速率的要求)，对单独频段的信号进行下变频到零频后滤波抽取，完成镜像的抑制(实数采样造成)，F/A单独频段的信号和输入的原始F/A频段信号分别进行相关同步，精确调整F/A信号的同步，同时完成各自频段信号的增益调整。

具体的，F/A各自频段的信号分别完成各自同步增益调整以后，F/A信号叠加生成F+A的信号，与输入的F+A信号做DPD系数的更新处理，生成F+A的DPD系数，F+A的DPD系数对F+A信号进行预失真处理，完成宽频F+A的数字预失真处理。

具体的，F频段反馈采用第一Nyquist区，A频段反馈采用第二Nyquist区，这样发射和接收可以共用一个LO，节省器件个数。

通过这种射频分别滤波，数字共同DPD的处理使得DPD在低复杂的硬件条件下可以获得高效的DPD处理效果。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (11)

1.一种数字预失真DPD处理方法，其特征在于，包括如下步骤：

分别对各频段的射频信号进行滤波；

采集各频段的非线***调失真；

对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；

利用同步后的信号对DPD系数进行更新。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在分别对各频段的射频信号进行滤波时，包括：

通过开关设置分别获取各频段的射频信号；

将分别得到的各频段信号进入混频器；

对混频后的信号经过中频反馈抗混叠滤波器。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在采集各频段的非线***调失真时，包括：

模数转换器ADC对滤波后的信号进行采样；

对采样后的各频段信号进行下变频到零频；

对下变频后的信号进行滤波抽取。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在利用同步后的信号对DPD系数进行更新时，包括：

将各频段信号分别反馈后同步完成幅度校准，形成F+A的反馈信号；

将各频段信号进行信息叠加形成F+A信号后进行峰值因子削除CFR处理；

将功放反馈回来的F+A信号与CFR后的F+A信号进行DPD系数更新处理；

用更新后的系数对DPD通道进行更新。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在利用同步后的信号对DPD系数进行更新时，包括：

用各频段同步后的信号与该频段的输入信号分别进行DPD系数更新；

将各频段的输入信号分别进行CFR；

将各频段CFR后的信号与该频段更新后的系数进行DPD更新。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，各频段反馈采用不同的奈奎斯特Nyquist区。

7.一种数字预失真处理装置，其特征在于，包括：

滤波模块，用于分别对各频段的射频信号进行滤波；

采集模块，用于采集各频段的非线***调失真；

同步模块，用于对各频段的非线***调失真与该频段的输入信号进行同步；

更新模块，用于利用同步后的信号对DPD系数进行更新。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，滤波模块包括：

开关，用于控制各频段射频信号的通过；

混频器，与开关相连，对通过的信号进行混频；

中频反馈抗混叠滤波器，与混频器相连，对混频后的信号进行滤波。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，采集模块包括：

ADC，用于对滤波后的信号进行采样；

下变频器，用于对采样后的各频段信号进行下变频到零频；

滤波器，用于对下变频后的信号进行滤波抽取。

10.如权利要求7所述的装置，其特征在于，更新模块包括：

功放反馈器，用于将各频段信号分别反馈后同步完成幅度校准，形成F+A的反馈信号；

叠加及CFR处理器，用于将各频段信号进行信息叠加形成F+A信号后进行CFR处理；

系数更新模块，用于将功放反馈回来的F+A信号与CFR后的F+A信号进行DPD系数更新处理；

通道更新模块，用于用更新后的系数对DPD通道进行更新。

11.如权利要求7所述的装置，其特征在于，更新模块包括：

系数更新模块，用于用各频段同步后的信号与该频段的输入信号分别进行DPD系数更新；

CFR处理器，用于将各频段的输入信号分别进行CFR；

频段更新模块，用于将各频段CFR后的信号与该频段更新后的系数进行DPD更新。

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