CN102104564B - 一种通用超宽带接收信道化处理方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种信道化处理方法技术领域，尤其涉及一种通用宽带信道化处理方法，其包括以下步骤：抽取；多相滤波器进行滤波；傅立叶变换后输出。本发明提供的技术方案使得信号无论何时何地出现，均能加以截获并进行解调分析处理，使这种宽带接收信道化处理具备了同时处理多个频点信息的能力。
Description
技术领域
本发明涉及一种信道化处理方法，尤其涉及一种通用超宽带接收信道化处理方法。
背景技术
基于软件无线电的接收机通常要求具有宽频率覆盖范围，较好的灵敏度，实时信号处理的能力等性能。其设计思想是将A/D变换器尽量靠近天线、尽量减少模拟环节，将尽可能多的无线电功能用软件实现。最理想的莫过于在射频前端直接进行A/D变换，将其后的信道分离、解调等工作全部用软件完成。
目前基于软件无线电的接收机结构可以分为三种：射频低通采样数字化结构、射频带通采样数字化结构和宽带中频带通数字化结构。
射频低通采样方式将从天线进来的信号进行宽带低通滤波放大后就进行采样数字化。这种方式最接近于理想的软件无线电，但它不仅对A/D转化器的性能如转换速率、工作带宽、动态范围等有非常高的要求，同时对后续DSP或ASIC的处理速度要求也特别高，因为射频低通采样所需的采样速率至少是射频工作带宽最高频率的两倍。以当前器件水平来看，可实现性不高。
射频带通采样软件无线电结构与低通采样软件无线电结构的主要不同点是，A/D前采用了带宽相对较窄的电调滤波器，然后根据所需的处理带宽进行带通采样。这样对采样速率的要求就不高了，对后续DSP的处理速度也可以随之大大降低。但是需要指出的是，这种射频带通采样软件无线电结构对A/D工作带宽的要求（实际上主要是对A/D中采样保持器的速度要求）仍然还是比较高。
宽带中频带通采样软件无线电结构与目前的中频数字化接收机的结构是类似的，都采用了多次混频体制或叫超外差体制。这种宽带中频带通采样软件无线电结构的主要特点是中频带宽更宽，所有调制解调等功能全部由软件加以实现。显而易见，这种宽带中频带通采样软件无线电结构是上述三种结构中最容易实现的，对器件的性能要求最低，但它离理想软件无线电的要求最远，可扩展性、灵活性也是最差的。
根据目前软无线电的接收机类别，无论是射频低通采样或带通采样都减少了模拟器件的使用，随着目前高采样率A/D的使用，两片并行采样的方式就可实现高达5G以上的采样速率，但是随着采样速率的提高所带来的另外一个问题是如何解决高速A/D芯片与低速信号处理器之间的矛盾。超宽频带采样后的数据流速率很高，将导致后续的信号处理速度无法跟上，特别是对一些同步解调算法，其计算量大，如果其数据吞吐率太高是很难满足实时性要求，如何解决高速A/D芯片与低速信号处理器之间的矛盾是现有技术中存在的普遍问题。
发明内容
针对现有技术中存在的高速A /D芯片与低速信号处理器之间的矛盾，因此需要提供一种通用超宽带接收信道化处理方法，来解决高速A /D芯片与低速信号处理器之间的矛盾。
本发明公开了一种通用超宽带接收信道化处理方法，其包含以下步骤：
A. 抽取: 将宽带信号均匀划分成D个子频带, 在多相滤波器前端进行D倍抽取，抽取后的信号进入多相滤波器进行滤波；
B. 多相滤波器进行滤波，所述滤波器为原型低通滤波器的多相分量；
C. 傅立叶变换: 由步骤b滤波后的信号通过傅立叶变换后输出。
优选地，上述步骤B进一步包含以下步骤：
a.根据原型低通滤波器频率响应确定所需要的滤波器类型和阶数N；
b.求出原型低通滤波器的冲激响应 ,；
c.确定多相滤波器系数：；
d.根据步骤c确定的多项滤波器系数进行滤波。
优选地，上述步骤B滤波后的信号进行两倍抽取降速。
优选地，上述步骤a中如果滤波器阶数N不是D的整数倍，则设定滤波器的阶数N为D的整数倍后计算各阶系数。
优选地，上述述步骤C中傅立叶变换为离散傅氏变换的快速算法。
本发明的有益效果为：本发明提供的技术方案使得信号无论何时何地出现，均能加以截获并进行解调分析处理，使这种宽带接收信道化处理具备了同时处理多个频点信息的能力；由于经低通滤波器后的信号为复信号，且在低通滤波之前已进行了抽取，故对该信号可再进行抽取降速，多频带并行处理输出，允许在每个通道中应用低速处理技术，解决了宽带信号接收情况下高速A/D芯片和后端低俗信号处理器之间的瓶颈问题；信号经过数字化及转化到较低频率，使得信息便于储存，解决了信道不均衡的问题。
附图说明
图1为本发明的通用超宽带接收信道化处理框图。
具体实施方式
下面结合说明书附图详细描述本发明的具体实施方式。
本发明公开了一种通用宽带信道化处理方法，其包括以下步骤：
A. 抽取: 将宽带信号均匀划分成D个子频带, 在多相滤波器前端进行D倍抽取，抽取后的信号进入多相滤波器进行滤波；基于信道化的处理原理，每个信道的多相滤波器是原型低通滤波器的多相分量，第一个乘法器的乘积项取为,其中: ，(自然对数底)；π=3.1415926(圆周率)，j(虚数)满足关系：j2=-1。
B. 多相滤波器滤波进行滤波，所述滤波器为原型低通滤波器的多相分量；
C. 傅立叶变换: 由步骤B滤波后的信号通过傅立叶变换后输出。
在多相滤波器前端进行D倍抽取，使得信号无论何时何地出现，均能加以截获并进行解调分析处理，使这种宽带接收信道化处理具备了同时处理多个频点信息的能力；
优选地，上述步骤B进一步包含以下步骤：
a.根据原型低通滤波器频率响应确定所需要的滤波器类型和阶数N，例如：此处N可以根据Matlab中的REMEZORD函数求出；
b.求出原型低通滤波器的冲击响应,；
c.确定多相滤波器系数：；
d.根据步骤c确定的多项滤波器系数进行滤波。
优选地，经过上述步骤B滤波后的信号进行两倍抽取降速；由于经低通滤波器后的信号为复信号，带宽为，且在低通滤波之前已进行了倍抽取，故对该信号可再进行两倍抽取降速，降速后进一步解决了宽带信号接收情况下高速A/D芯片和后端低速信号处理器之间的瓶颈问题。
优选地，上述步骤a中如果滤波器阶数N不是D的整数倍，则会像直接运算一样,每个点都计算,而在之后的抽取中会舍弃不是D的整数倍的点,造成很多运算能力的浪费,所以在滤波器的阶数N不为D的整数倍时,要重新计算各阶系数。
优选地，上述步骤C中傅立叶变换为离散傅氏变换的快速算法，它是根据离散傅氏变换的奇、偶、虚、实等特性，对离散傅立叶变换的算法进行改进获得的。它对傅氏变换的理论并没有新的发现，但是对于在计算机***或者说数字***中应用离散傅立叶变换，可以说是进了一大步。运算速度大大加快，从而大大的提高了这种通用宽带信道化处理的实时处理能力。
下面结合说明书附图进一步详细描述本发明的具体实施方式，如图1所示的本发明的通用超宽带接收信道化处理框图。该实施例中，设计模型的输入信号带宽为0Hz～2.56GHz，采样速率为5.12GHz，把2.56GHz按信道宽度80MHz均匀划分为D=32个信道，名为0、1、…、31号信道。设计流程如下：
32个子信道，各子信道的中心频率须满足的约束条件为：，。对信号的抽取操作是将信号分成（＝32）路，即将输入信号分成路，第0路为第r×32＋32点（即第32，64，96…点），第1路为r×32＋31点（第31，63，95…点），第2路为r×32＋30点（第30，62，94…点），依次类推，第31路为第r×32＋1点（第1，33，65…点），其中：。
a) 原型滤波器的多相滤波器系数参数设计采用MATLAB工具FDATOOL，窗函数选择Hamming，通带为40MHz，信道数为32；利用Matlab中的REMEZORD函数可以方便求出采用最佳逼近最大最小准则算法所需的原型滤波器阶数N。
b) 附图1中的滤波器均为原型低通滤波器的多相分量，其中代表第路信号，如第0路信号通过的滤波器为h（m×32+1），第1路信号通过的滤波器为h（m×32+2），…第3路信号通过的滤波器为h（m×32+4），。
c) 若滤波器阶数N不是D的整数倍，需进行反向设计，即设定滤波器的阶数N为D的整数倍后重新计算各阶系数。
d) 32路信号，每次输出32点，将这32点做DFT，为了提高效率，DFT用FFT实现，分别作为每一路的，…，。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种通用宽带信道化处理方法，其包括以下步骤：
A．抽取: 将宽带信号均匀划分成D个子频带, 在多相滤波器前端进行D倍抽取，抽取后的信号进入多相滤波器进行滤波；
B．多相滤波器进行滤波：所述滤波器为原型低通滤波器的多相分量；
C．傅立叶变换: 由步骤B滤波后的信号通过傅立叶变换后输出；
所述步骤B包含以下步骤：
a.根据原型低通滤波器频率响应确定所需要的滤波器类型和阶数N；
b.求出原型低通滤波器的冲激响应 ,；
c.确定多相滤波器系数：；
d.根据步骤c确定的多相滤波器系数进行滤波；
所述步骤a中如果滤波器阶数N不是D的整数倍，则设定滤波器的阶数N为D的整数倍后计算各阶系数；
对信号的所述抽取的方法具体为：将信号分成路，当D=32时，第0路为第r×32＋32点，第1路为r×32＋31点，第2路为r×32＋30点，依次类推，第31路为第r×32＋1点，其中：。
2.如权利要求1所述的通用宽带信道化处理方法，其特征在于所述步骤B滤波后的信号进行两倍抽取降速。
3.如权利要求2所述的通用宽带信道化处理方法，其特征在于所述步骤C中傅立叶变换为离散傅氏变换的快速算法。
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