CN102082430A

CN102082430A - 一种浪涌抑制电路

Info

Publication number: CN102082430A
Application number: CN2011100300572A
Authority: CN
Inventors: 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2011-01-27
Filing date: 2011-01-27
Publication date: 2011-06-01

Abstract

本发明公开了一种浪涌抑制电路，于包括电压输入端，电压输出端，场效应管，晶体管、电容、第一电阻、第二电阻及第三电阻，所述电压输入端分别与所述的场效应管的源极及所述的晶体管的发射极连接，所述的电压输入端还通过所述的第一电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的晶体管的集电极通过所述的第三电阻接地，所述晶体管的基极通过所述的第二电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的场效应管的漏极通过电容接地，所述场效应管的漏极还与所述电压输出端连接。本发明有效抑制浪涌电压；在电路进入稳态后，降低了浪涌抑制电路的功率损耗；并提供负载短路保护功能；外部电源有浪涌电压产生时，本发明提供动态的、实时保护。

Description

一种浪涌抑制电路

技术领域

本发明涉及电源保护电路，特别涉及电容滤波电路的浪涌抑制。

背景技术

目前的各种电器中，大量存在整流电路，如市电，经整流后，电容滤波，再给开关电源的变换电路供电；如传统电源，市电经变压器降压后，经整流后，电容滤波后给其它电路供电，这类电器在电源开关接通瞬间，由于滤波电容的存在，滤波电容两端电压瞬间从0V充电至额定工作电压，会产生很大的浪涌电压以及浪涌电流，浪涌电流不仅缩短了滤波电容的寿命，也时也对整流电路中的二极管、保险丝、电源线都有较大的冲击。

传统的抑制浪涌电流的方法是在整流电路的回路中串入合适的负温度系数的热敏电阻(NTC)，热敏电阻在常态下其阻值较大，电源开关接通瞬间，热敏电阻阻值较大，限制了对电容的充电电流，从而抑制了浪涌电流，上电工作后热敏电阻由于发热，其阻值减小，实现了减少功耗，同时提高电路的整体效率。这种方法简单可行，但若短时断电，由于热敏电阻需较长冷却时间才能恢复较大阻值，在热敏电阻未冷却时，若电源开关再次接通或电路重新上电，这时产生的浪涌就会很大，热敏电阻的保护作用会下降，甚至完全失去作用。即使不短时断电，热敏电阻由于其阻值已减小，外部电源有浪涌电压产生时，热敏电阻作用极小，后续电路仍受到浪涌电压的冲击。

在小功率应用场合，业界经常用固定电阻代替上述的热敏电阻，固定电阻的取值成了问题，取小了，抑制效果差，取大了，发热严重，影响整机的效率，一般很难在两者之者取舍，而且，一但电路进入稳态，这一固定电阻抑制浪涌作用已完成，在电路中，仅起发热的负面作用。

在大功率应用场合，业界经常用大功率固定电阻代替上述的热敏电阻，电路进入稳态后，用继电器短路这只电阻，控制电路相对复杂，体积大，不易普及。

公开日为2007年11月28日，公开号为CN101079546A的发明专利申请公布说明书中，也提供了一种技术方案，原文的连接关系为：一种浪涌抑制电路，包括一电压输入端、一电压输出端、一场效应管、一晶体管、一电容、一第一电阻及一第二电阻，所述电压输入端分别与所述的场效应管的源极及所述的晶体管的发射极连接，所述的电压输入端还通过所述的第一电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的晶体管的集电极通过所述的第二电阻接地，所述晶体管的基极分别与所述晶体管的集电极及所述场效应管的栅极和漏极连接，所述的场效应管的漏极通过电容接地，所述场效应管的漏极还与所述电压输出端连接。所述的场效应管为N沟道功率MOS管；所述的晶体管为双极性PNP晶体管。

所要另外说明的是在CN101079546A的发明专利申请公布说明书中，该文件的附图有误，参见原文《权利要求书》第1/1页第二段：所述的场效应管为N沟道功率MOS管；以及参见原文《说明书》第2/3页第三段具体实施方式第二行、第三行：所述的场效应管为N沟道功率MOS管；而公开的文件说明书附图1中，画成P沟道的MOS管符号。

本文在引用该公开文件说明书附图1时，出于分析需要，在不影响其连接关系、电路拓扑的前提下，已更正为正确的N沟道的MOS管符号。其实施方式参见原公开文件图1，为了方便说明，本处引用了原公开文件的图纸，参见附图1-1。

事实上，公开号为CN101079546A的发明专利不能解决其公开文中所要发解决的技术问题和实现文中所述的有益效果：上述的浪涌抑制电路10不仅可以有效抑制浪涌电压，而且降低了浪涌电路的功率损耗，并提供负载短路保护功能，可有效保护电源及用电器不受浪涌电压影响，保证电源及用电器的稳定工作。，(参见公开说明书第3/3页第二段)

不能实现文中所述的有益效果的具体理由详细分析如下，根据其连接关系，其原理图确实为图1-1所示，参见图1-1，其中，三极管Q2集电极和基极直接相连。三极管的集电极和基极相连，等效一只稳压管，是公知常识，众多的工程师在实际应用中，也经常使用这种连接，其等效的稳压管，在正向导通时，由于三极管的集电极与基极相连，对于硅管，集电极至发射极的电压等于基极至发射极的导通电压0.7V，即集电极到发射极的电压被钳制0.7V左右，三极管仍处于特殊的放大状态，基极至发射极的导通电压，硅管为0.7V左右，锗管为0.2V左右。等效的稳压管，在正向导通时，相当于一只正向特性优异的二极管，这种用法在集成电路内部大量使用。参见附图1-2，附图1-3是NPN型三极管的等效原理示意图。在反向导通时，基极、发射极处于反向击穿状态，相当于一只稳压特性优异的稳压二极管，其稳压值在5V至7V左右。

那么，公开号为CN101079546A的发明专利其原理图，用图1-2的原理，可以把Q2换成一只稳压二极管，等效为图1-4，同样，根据其公开文件描述的连接关系：场效应管Q1的栅极和漏极直接连接；所述的场效应管为N沟道功率MOS管。那么，Q1在这种连接方式下等效一只稳压二极管，参见图1-5，图中左侧的MOS管为N沟道，栅极G和漏极D连接。功率型MOS生产工艺决定了其内部都有一只寄生二极管(Body Diode)，如图1-5中的D1；为了防止MOS管被静电损坏，内部常集成一只静电防护二极管(ESD PROTECTION DIODE)，如图1-5中的D2所示。栅极和漏极相连接作为一端，源级作为一端，相当于稳压二极管，以N沟道MOS管为例，栅极和漏极相连接作为一端，源级作为一端，即V_GS＝V_DS，当栅极和漏极连接端加上电源正，源级串入限流电阻加上电源负，开始时，MOS管没有导通，把电源电压升高，这个电压大于MOS管的开启电压(Gate threshold voltage)时，MOS管开始导通，产生漏极电流，由于V_GS＝V_DS，这个电压无法进一步升高，一但由于某种原因使得这个电压升高，那么V_GS同步升高，即栅级至源极电压升高，MOS管的导通进一步加大，漏极电流急剧增加，使得V_DS下降，栅极和漏极连在一起，V_GS同步下降。栅极和漏极相连接作为一端，源级作为一端，可以作为性能很好的稳压二极管使用，其稳压值约为该只MOS的开启电压V_GS(th)。MOS的开启电压一般都在3V至10V之间。

更进一步地，公开号为CN101079546A的发明专利其原理图，用图1-5的公知等效方式，可以把Q1换成一只稳压管，等效电路为图1-6所示，为了方便分析其原理，进一步地优化为图1-7所示电路，从图1-7所示电路可以看出，这是一个极为普通的半波整流电路，R2成了消耗功率的负载之一，这个电路属公知的半波整流电路，不可能解决发明要解决的技术问题和实现文件中所述的有益效果。

即使不用上述的公知的技术替换详细分析公开号为CN101079546A的发明专利的原理图电路，从以下的简单分析中，也可得出。参见图1-1，Vin与一外部电源连接后，当外部电源接通时，Vin通过Q2三极管发射极、Q2三极管基极直接对电容C充电，R1两端电压等于Q2的发射极至基极的导通电压，约为0.7V左右，即Vout＝Vin-0.7V，即输出电压仅为仅外部电源电压减0.7V，输出电压和输出电压呈线性关系，因此，公开号为CN101079546A的发明专利是无法解决其文中所要解决的技术问题和实现所述的有益效果。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是，提供一种浪涌抑制电路，可以确实有效地抑制电源开关时产生的浪涌电压，并在电路进入稳态工作时不影响电压输出，减少不必要的功率消耗。。

为解决上述技术问题，本发明提供一种浪涌抑制电路，包括一电压输入端，一电压输出端，一场效应管，一晶体管、一电容、一第一电阻及一第二电阻及一第三电阻，所述电压输入端分别与所述的场效应管的源极及所述的晶体管的发射极连接，所述的电压输入端还通过所述的第一电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的晶体管的集电极连接场效应管的栅极并通过所述的第三电阻接地，所述晶体管的基极通过所述的第二电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的场效应管的漏极通过电容接地，所述场效应管的漏极还与所述电压输出端连接。

本发明与现有技术相比，具有以下有益效果：

本发明浪涌抑制电路可以采用价格相对较低的N沟道MOS管，有效抑制浪涌电压；在电路进入稳态后，降低了浪涌抑制电路的功率损耗；并提供负载短路保护功能；外部电源有浪涌电压产生时，本电路提供动态的、实时保护。可有效保护电源及用电器不受浪涌电压影响，保证电源及用电器的稳定工作。

附图说明

图1-1为公开号为CN101079546A的发明专利公开文件中的原理图；

图1-2为PNP三极管B极、C极连接等效示意图；

图1-3为NPN三极管B极、C极连接等效示意图；

图1-4为图1-1的等效电原理图；

图1-5为功率MOS管栅级、漏极连接等效示意图；

图1-6为图1-4的等效电原理图，为图1-1的等效电原理图；

图1-7为图1-6的等效电原理图，为图1-1的最终等效电原理图；

图2为本发明浪涌抑制电路的实施例一原理图；

图3为本发明浪涌抑制电路的实施例二原理图；

图4为本发明浪涌抑制电路的实施例一的等效应用原理图。

具体实施方式

实施例一

如图2所示，与背景技术中介绍的不同的是，参见背景技术中图1-1，三极管Q2的基极没有与三极管Q2的集电极直接相连，通过电阻R2与MOS管Q1的漏极相连，MOS管Q1的漏极也没有与MOS管Q1的源极直接相连；三极管Q2为NPN型晶体管，MOS管Q1为N沟道的功率型MOS管，电容若使用电解电容等有极性电容，接入时按实际极性正确接入即可。具体连接关系：包括电压输入端Vin-、电压输出端Vout-、MOS管Q1、三极管Q2、电容C、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3，电压输入端Vin-分别与MOS管Q1的源极及三极管Q2的发射极连接，上述的电压输入端还通过第一电阻R1与MOS管Q1的漏极相连，三极管Q2的集电极连接MOS管Q1的的栅极并通过第三电阻R3接地，三极管Q2的基极通过第二电阻R2与MOS管Q1的漏极相连，MOS管Q1的漏极通过电容C接地，MOS管Q1的漏极还与电压输出端Vout-连接。

上述实施例一的工作原理是，当Vin接外部电源时，该电源为负压，若电源开关闭合，由于电容两端电压初始为0或较低的电压值，外部电源通过地线，经过电容C，分为两路回到Vin，一路经过电阻R1回到Vin，另一路经过电阻R2以及三极管Q2的基极、发射极回到Vin，这时三极管Q2由于基极到发射极有电流流过，三极管Q2工作，由于Q1为MOS管，其栅极偏置电阻R3取值较大，一般在MΩ级左右，三极管Q2的集电极负载R3由于取值大，三极管Q2直接进入饱和工作状态，使得N沟道MOS管Q1的栅级到源极的电压很低，为三极管Q2的饱和压降，一般为0.7V至0.1V之间，这个电压达不到N沟道MOS管Q1的开启电压，MOS管Q1处于关断状态。

这时，本发明电路从外部电源吸收的最大电流，发生在电容C两端电压为0的瞬间，该电流最大值为：

I_{PMAX} = \frac{| Vin |}{R 1} + \frac{| Vin | - 0.7 v}{R 2}

...............公式1

从上述公式可以看出，本电路在外部电源闭合时，不对外部电源产生难以控制的充电电流，该电流仅与电阻R1和R2的取值有关，对电容C充电的电流，随着电容C两端电压升高，而逐步下降，电容C两端电压升高，而Vout的数值进一步下降，即输出电压Vout的绝对值增加，当满足：

Vout-Vin≤0.7V

当满足上述公式时，即三极管Q2的基极、发射级之间的电压也会低于0.7V，三极管Q2截止，这时外部电源通过R3把电压加到Q1的栅极上，相对而言，栅极电压高于源极电压，MOS管Q1开启，处于导通状态，由于MOS管的内阻很低，这时，Vin和Vout电压差极低，电阻R1和R2两端电压极低，发热功率很小；而电阻R3由于取值较大，发热量也极低；实现了电路进入稳态时，降低了本发明电路的功率损耗。

电路进入稳态时，若这时Vin有浪涌电压波动，若Vin电压的绝对值趋势变小，这时电容C上电压会通过MOS管Q1内部的寄生二极管被外部电源钳位，没有什么影响；若Vin电压的绝对值趋势变大，本电路可以实现浪涌保护，不会对电路产生较大的冲击电流，原理是：若Vin电压的绝对值趋势变大瞬间，如图2中电压输入端Vin边上的箭头所示，由于电容C两端电压不能突变，三极管Q2发射极和Vin相连接，三极管Q2发射极也会瞬间向下跌落，这时，三极管Q2的发射极至电阻R2与Vout连接点之间的电压差会升高，电压差过0.7V时，电阻R2中会出现电流，三极管Q2的基极、发射极会有电流流过，三极管Q2饱和导通，MOS管Q1同步截止，外部电源的浪涌电压波动只能通过R1、R2对电容C起作用，这样实现外部电源有浪涌电压产生时，本电路提供动态的、实时保护。

负载短路保护功能的实现原理：当电路进入稳态工作时，这时，若负载发生短路，即相当于电容C短路，这时，三极管Q2的发射极至电阻R2与Vout连接点之间的电压会升高至外部电源电压，电阻R2中有电流流过，三极管Q2饱和导通，MOS管Q1同步截止，这时电路的总工作电流如公式1所示，电阻R2为三极管Q2的基极限流电阻，一般取值较大，所以只要合理选择电阻R1，就可以合理控制电路的总工作电流，不至于让故障扩大化或引发火灾等。

实施例二

如图3所示，与实施例一不同的是，三极管Q2为PNP型晶体管，MOS管Q1为P沟道的功率型MOS管，连接关系不变，电容若使用电解电容等有极性电容，接入时按实际极性正确接入即可，外部电源改为正电源接入。

其工作原理同实施例一所述，这里不再赘述。实施例二适合用于正电源输入的电路。

实施例三

实施例三的原理完全和实施例一相同，如图4所示，只不过把和外部电源连接关系进行更改，把实施例一的电源输入端改为外部电源地线接入，实施例一的地线改为外部电源正输入；实施例一输出地线更改为输出电压正，实施例一输出端口更改为输出地线；输出地线和外部电源地线是两个不同的网络。实施例三同样可以实现对浪涌抑制；实施例三电路的工作原理同实施例一所述，这里不再赘述。

此外，也可采用三极管或公知的复合管或IGBT管代替所述的MOS管，如用NPN型三极管代替N沟道MOS管；用PNP型三极管代替P沟道MOS管；对应的，三极管的基极B、发射极E、集电极C连接关系分别对应MOS管的栅极G、源极S、漏极D的连接关系，也可以解决本发明所要解决的技术问题。

还可在三极管Q2的基极、发射极并联电阻(图中未标示)，调节三极管的饱和、截止灵敏度，来调节本发明电路的浪涌抑制性能。在MOS管栅极和源极之间并联上保护用的稳压管(图中未标示)，以防止MOS管栅极和源极被高压击穿。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种浪涌抑制电路，其特征在于包括一电压输入端，一电压输出端，一场效应管，一晶体管、一电容、一第一电阻、一第二电阻及一第三电阻，所述电压输入端分别与所述的场效应管的源极及所述的晶体管的发射极连接，所述的电压输入端还通过所述的第一电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的晶体管的集电极连接场效应管的栅极并通过所述的第三电阻接地，所述晶体管的基极通过所述的第二电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的场效应管的漏极通过电容接地，所述场效应管的漏极还与所述电压输出端连接。

2.根据权利要求1所述的一种浪涌抑制电路，其特征在于所述晶体管为NPN型晶体管，对应地，所述场效应管为N沟道的功率型MOS管。

3.根据权利要求1所述的一种浪涌抑制电路，其特征在于所述晶体管为PNP型晶体管，对应地，所述场效应管为P沟道的功率型MOS管。

4.根据权利要求1或2或3所述的浪涌抑制电路，其特征在于所述晶体管的基极和发射极并联有电阻。

5.根据权利要求1或2或3所述的浪涌抑制电路，其特征在于所述场效应管栅极和源极之间并联有一稳压管。

6.一种浪涌抑制电路，其特征在于包括一电压输入端，一电压输出端，一第一三极管，一第二三极管、一电容、一第一电阻、一第二电阻及一第三电阻，所述电压输入端分别与所述的第一三极管的发射极及所述的第二三极管的发射极连接，所述的电压输入端还通过所述的第一电阻与所述的第一三极管集电极相连，所述的第二三极管的集电极连接第一三极管的基极并通过所述的第三电阻接地，所述第二三极管的基极通过所述的第二电阻与所述的第一三极管集电极相连，所述的第一三极管的集电极通过电容接地，所述第一三极管的集电极还与所述电压输出端连接。

7.根据权利要求6所述的浪涌抑制电路，其特征在于第一三极管、第二三极管同为NPN型或同为PNP型。

8.一种浪涌抑制电路，其特征在于包括一电压输入端，一电压输出端，一场效应管，一晶体管、一电容、一第一电阻、一第二电阻及一第三电阻，所述的场效应管的源极及所述的晶体管的发射极接入外部电源地线，所述的场效应管漏极经所述的第一电阻接入外部电源地线，所述的晶体管的集电极连接场效应管的栅极并通过所述的第三电阻接电压输入端，所述晶体管的基极通过所述的第二电阻与所述的场效应管漏极相连，所述的场效应管的漏极通过电容与所述电压输出端连接，所述场效应管的漏极还与输出地连接。