CN102073334A - 基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，包括“M”型与“W”型温度特性曲线子电路以及叠加模式选择子电路，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路互补对称设置，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路都包括反馈控制电路、电流产生电路和输出电路，其中电流产生电路串接输出电路后接叠加模式选择子电路的输入端，输出电路的输出端串接反馈控制电路后接电流产生电路的输入端。本发明通过非线性温度补偿结构和方法，最大程度地降低输出基准电压的温度系数，满足高精度***应用。

Description

基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路

技术领域

本发明涉及一种复合型高阶温度补偿带隙基准电路，属于模拟电路技术领域，具体涉及两阶非线性温度补偿基准产生、温度特性曲线调整、基准电压的叠加或选择控制。

背景技术

基准电压与稳压源相近但不同，两者的共同点是都能提供稳定的电压。基准电压通常没有负载驱动能力，只能驱动容性负载，但对电压的稳定性要求极高，主要有温度稳定性和电源稳定性。稳压源顾名思义，作为一种稳定的电压源具有很强的负载驱动能力，因此更加关注电压随电源变化以及电源噪声影响下的输出稳定性。实际上，也有一些多值输出基准是有一定负载驱动能力的，而这种负载驱动能力的获得正是采用了电源***中常见的反馈调节结构。因此，基准可以看作一种特殊的稳压源，稳压源则是基准的一类主要应用。电压基准电路应能为***提供不随环境温度、电源电压变化的高精度高稳定可调节的参考电压。

基准电压有多种结构类型，其中带隙基准最大优点是与深亚微米和纳米CMOS工艺相兼容，存在的主要问题是电压模带隙基准输出电压固定且不可调，电流模带隙基准电压虽输出可调，但电源抑制比明显下降，基准输出的工艺的敏感度明显增加。因此，对于高精度基准，温度稳定性和电源电压稳定性是两个最核心的要求，其中基准的温度稳定性即温度系数与工艺的变化有较密切的关系，而且温度系数越小，受工艺漂移的影响也越大。因此，抑制带隙基准温度系数在不同工艺角下的变化，在降低基准温度温度的同时提高其工作稳定性，对高精度基准的应用有重要意义。

在-40℃～125℃温度范围内，现有经典线性补偿带隙电压基的温度系数理论上可降低到10ppm/℃以内，在此基础上基于分段非线性补偿原理的各类高阶补偿基准结构，其温度系数可降至3～5ppm/℃，若继续降低温度系数不但难度明显增大，而且随着温度系数的降低其工艺敏感度提高，工艺漂移对电路性能的影响增大，增加了基准修调的难度。当基准温度系数最大工艺漂移后的性能退化到比相应一阶线性补偿基准温度特性更差时，基准高阶补偿结构的实用价值难以体现。为满足电路***对基准电压高精度高稳定性的要求，需要采用新的高阶补偿方法，这种方法不但能够带来温度系数的进一步降低，同时还能有效抑制工艺漂移对高精度基准带来的波动和变化。

发明内容

本发明首先对传统高阶补偿基准电路结构做进一步的拓展和完善，目的在于实现对温度特性曲线分布和变化的自由调节和控制，采用的基本方法是利用负反馈环路控制DV_BE偏置电路中的电流失配量，进而转化为非线性电压失调量并用于电压模带隙基准的高阶补偿控制，在开口向下的一阶补偿曲线基础上在常温附近引入一个峰谷，形成“M”型温度特性曲线；基准结构除利用失配补偿外，还可利用一个单管补偿结构完成高阶补偿，该管可调制DV_BE偏置电路中的电流定义电阻，改变支路电流的温度特性，通过补偿管栅压的控制使其在高温段开启，实现高温下的分段补偿。此时，若失配补偿与单管分段补偿能够相互配合，可以在一阶开口向下温度特性曲线的基础上获得“W”温度补偿特性曲线。

本发明基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，包括“M”型与“W”型温度特性曲线子电路以及叠加模式选择子电路，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路互补对称设置，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路都包括反馈控制电路、电流产生电路和输出电路，其中电流产生电路串接输出电路后接叠加模式选择子电路的输入端，输出电路的输出端串接反馈控制电路后接电流产生电路的输入端。

所述叠加模式选择子电路由两个NMOS管NA0、NA1和两个电阻RA0、RA1组成，NMOS管NA0的漏极通过电阻RA0接基准输出V_ref，NMOS管NA1的漏极通过电阻RA1接基准输出V_ref，NMOS管NA0、NA1的漏极分别接接两个输出电路的输出端。

 “M”型温度特性曲线子电路的电流产生电路：包括4个PMOS管PM1~PM4，两个NMOS管NM0、NM1，两个三极管QM0、QM1以及电阻RM0；PMOS管PM1、PM3的源极相互连接，PMOS管PM1的栅极分别与PMOS管PM3的栅极、PMOS管PM2的漏极和NMOS管NM1的漏极，PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM0的源极相互连接，PMOS管PM3的漏极与PMOS管PM2的源极相互连接，PMOS管PM0的漏极分别与NMOS管NM0的栅极、反馈控制电路的输出端连接，NMOS管NM0的的源极串接电阻RM0后接三极管QM0的源极，NMOS管NM1的源极接三极管QM1的源极，三极管QM0的基极分别与三极管QM0的基极和发射极以及三极管QM0的发射极连接接地。

 “W”型温度特性曲线子电路的电流产生电路：包括4个PMOS管PM1~PM4，三个NMOS管NM0、NM1，补偿管NM4，两个三极管QM0、QM1以及电阻RM0、RM3；PMOS管PM1、PM3的源极相互连接，PMOS管PM1的栅极分别与PMOS管PM3的栅极、PMOS管PM2的漏极和NMOS管NM1的漏极，PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM0的源极相互连接，PMOS管PM3的漏极与PMOS管PM2的源极相互连接，PMOS管PM0的漏极分别与NMOS管NM0的栅极、反馈控制电路的输出端连接，NMOS管NM0的的源极依次串接电阻RM3、RM0后接三极管QM0的源极，补偿管NM4的栅极接叠加模式选择子电路的输入端，补偿管NM4的漏极和源极分别接电阻RM3的两端，NMOS管NM1的源极接三极管QM1的源极，三极管QM0的基极分别与三极管QM0的基极和发射极以及三极管QM0的发射极连接接地。

本发明提出的电路具有超低温度系数、高电源抑制比和一定的工艺稳定性。基于SMIC 0.13mm CMOS工艺的仿真结果表明，在-40℃~125℃温度范围内，典型工艺条件下基准电压温度系数的最低值可下降到0.17ppm/℃，在低频范围内平均电源抑制比可达80dB以上。

附图说明

图1  叠加模式高阶温度补偿带隙基准电路***组成结构。

图2  具有互补温度特性基准的叠加补偿原理示意图。

图3  本发明提出的叠加选择模式高阶补偿带隙基准电路图。

图4  本发明基准电路超低温度系数的仿真结果。

图5  本发明基准电路输出电压PSRR特性的仿真结果。

具体实施方式

如图1所示，本发明基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，包括“M”型与“W”型温度特性曲线子电路以及叠加模式选择子电路，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路互补对称设置，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路都包括反馈控制电路、电流产生电路和输出电路，其中电流产生电路串接输出电路后接叠加模式选择子电路的输入端，输出电路的输出端串接反馈控制电路后接电流产生电路的输入端。

如图3所示，本发明电路包括两个产生互补温度特性曲线的子电路及一个叠加选择模式子电路。其中“M”型温度特性子电路可细分为电流产生电路、反馈控制电路和输出电路三个部分，电流产生电路由四个PMOS管、两个NMOS管、一个电阻和两个PNP三极管构成，反馈控制电路由两个PMOS管、两个NMOS管和两个PNP三极管构成，输出电路由两个PMOS管、两个电阻和一个PNP三极管构成；“W”型温度特性曲线子电路除增加一个由NMOS管构成的高温段调节电路以及一个电阻外，其余部分与“M”型温度特性曲线子电路完全相同, 但在电路参数设置方面存在差异，目的在于通过单管的高温段补偿与基本的失配控制补偿相结合，得到不同的基准温度特性，而且这种温度特性与“M”型温度特性近似反相位；最后，叠加选择模式子电路由两个NMOS管和两个电阻构成，通过简单的逻辑控制，既可选择“M”型与“W”型基准的叠加即平均值输出，又可选择两者中具有较低温度系数的基准输出。

由于“M”和“W”都是电压模结构的高阶补偿基准，两者具有相近的基准电压中心值输出，同时在全温区范围内具有近似相同的温度系数，而且在低温段和高温段两类基准的温度特性极性相反，可以通过简单相加的方法进一步抵消两阶残余的温度系数，为此采用图1所示的***结构，可进一步提高基准的精度。若由于工艺漂移导致叠加后的基准温度系数反而变大，则选择两路基准中具有较小温度系数的一路基准输出。因此，这种高精度基准的控制方法，同时对消除工艺漂移产生的影响有一定的作用。

本发明另一项工作就是实现以上叠加选择模式高阶补偿方法，在保持较高电源抑制比的基础上实现基准的超低温度系数，并提高其电路工艺实现的健壮性，满足电路***对高精度电压基准的应用需求。 本发明所述叠加模式带隙基准的高阶温度补偿原理如图2所示，先产生两个开口方向相反、互补对称且温度系数均较低的“M”型和“W”型二阶补偿温度特性曲线，然后通过选通控制结构进行两路的线性叠加或选择其中一路直接输出，得到高精度基准输出。在电压叠加时，无论选择的两个基准电压中心值相对大小关系如何，只要温度特性近似反相关系，则叠加体现出改善的效果；如果温度特性近似同相关系，则叠加反而使补偿结果变差，此时选择非叠加基准输出是很有必要的。

下面结合附图，从四个方面对发明的技术方案进行详细说明。

1、“M”型温度特性产生与控制

首先考虑图3中的“M”型温度特性曲线子电路。若电流产生电路中完全匹配的电流镜使QM0与QM1两支路中的电流相等，得到的为一阶线性补偿带隙基准，定义V_res为线性补偿后基准中残留的由V_BE引入的非线性温度项；此外，实际电路中的失调或失配不可避免，若因电流镜失配而引入的失调量为V_{NL_m}，则以上两非线性温度项构成了基准线性补偿后的总误差。通常条件下需要通过引入非线性补偿量V_{NL_C}使V_{NL_C}+(V_{NL_m}+V_res)=0，达到高阶补偿的目的。如果电路结构与工作点设置相配合，能够有效且精确控制失调电压V_{NL_m}的极性和大小，则该失调量可直接用于基准的高阶补偿，并可省去常规的外加补偿电压，此时高阶非线性补偿约束简化为V_{NL_m}=-V_res。因此，得到基准经一阶线性补偿后残留的温度系数，即可获得失配补偿调节的控制要求。根据V _BE的非线性温度特性：

                   (1)

式中V_G为硅的带隙电压，常温T₀=300K，热电压V_T=kT/q常温下近似为26 mV，g、a分别为与三极管基区空穴迁移率和集电极电流指数温度系数相关的系数。考虑V_BE的非线性温度特性及实际电路中QM0与QM1支路的电流失配，电压的实际输出为：

                    (2)

式中R₀为偏置支路电流定义电阻，R₂为输出支路中实现I-V转换功能的电阻，N为QM0与QM1管发射区面积之比，m为输出电路中的电流镜传输系数，b=I_C1/I_C0为两偏置电路的电流之比。式中第二项为线性温度补偿量，与V_BE中的线性温度项补偿抵消，则输出电压即为一阶线性补偿基准，其温度特性为：

         (3)

式中最后两项构成了基准误差来源，正如前文所述，分别来源于V_BE中的非线性温度项V_res以及电流失配的非线性项V_{NL_m}，其中因g>a，V_res表现为开口向下的温度特性。失配补偿要求V_{NL_m}=-V_res，即失配产生的V_{NL_m}总体上应具有开口向下的温度特性。

设支路电流I_C0(T)相对I_C1(T)存在微小的失配DI(T)，b=1+DI(T)/I_C0(T)，根据x??0时ln(1+x)≈x的近似关系，只要DI足够小或b??1，则V_A=V_B的关键条件仍然有效，即有lnb≈DI/I_C0=R₀DI/(V_TlnN)。进一步考虑电阻一阶TC ₁和二阶TC₂温度系数特性的影响，有：

                  (4)

两个温度系数起主导作用的温度范围不同，一个在常温而另一个在高温范围。代入电阻温度特性，非线性失调电压V_{NL_m}的温度特性为：

             (5)

失调电流DI与电阻的非线性温度特性在整个温区范围内变化的可控制性，为该失调量可用于高阶温度补偿的前提条件。若V_C0>V_C1，因电流相近似等，确保NM0，NM1两管源极电位仅有较小的变化，并使QM0、QM1管中电流随温度变化产生的电流微小变化量DI(T)>0，配合电阻温度特性，合理配置V_{NL_m}失配量大小和极性并作为可控的高阶补偿量，达到对基准中残余非线性负温度系数项V_res的补偿目的，控制的关键在于失调补偿量V_{NL_m}与残余温度系数量V_res在整个温区内互补抵消。

由于难以做到完全互补对称，在整个温区范围内采用失调补偿残余温度量的方法难度极大，但如果在某一局部温度范围内实现两者的补偿，则难度明显降低。分析表明，经一阶线性补偿后的基准，其残存的非线性温度项在高低温区下的温度系数极性不同，低温区为正温度系数，进入高温区后则转变为负温度系数，即温度曲线开口向下。为适应高阶补偿的需要，一阶线性补偿采用非对称而非传统的对称补偿策略，即非对称一阶补偿适当增加负温度系数量，以进一步补偿在低温区内的正温度系数，使低温区温度系数降低；而在高温区内过高的负温度系数可利用非线性失配电流的正温度系数进行补偿，降低高温区温度系数，最终实现整个温区范围内基准温度系数的高阶补偿特性，温度系数的降低来源于单峰值曲线向多峰值温度曲线的转变。

对于电流镜的失配，通常条件下将对高精度基准产生不良影响，是需要被补偿或有效抑制的量，但在电流镜失配量与极性精确可控的前提条件下，工作点失配产生的非线性电流量可用于实现高阶补偿，关键在于提高对失配量的精确可控性。这里，增加MOS管的有效面积可控制失配大小，此外将电流镜中的一个MOS管***为若干相同子单元的并联实现方式，同样有助于控制电流镜的自身失配水平。在由电流方程推导出的电流镜偏差公式中，电流相同时W和L的选取应优化其过驱动电压，以此提高电流镜的电流匹配精度。电路参数的优化选取既然可以控制匹配精度，同样也能控制失配的精度。本发明在抑制W/L失配影响的前提下，通过配置节点电压的失配得到可控的失配电流量，并用于残余非线性温度量的补偿。

综上所述，调节图3中PM7、PM6及PM3管的尺寸，合理配置失配电流DI的大小、极性以及电阻的阻值，使得V_{NL_m}在中低温区内提供负温度系补偿数量，而在中高温区内提供正温度系数补偿量，而低温区与高温区仍然以一阶补偿为主导作用，则在整个温区内可形成图4(a)所示的具有一个波谷点(A点)和两个波峰点(B、C点)的对称分布曲线，即“M”型温度特性曲线。仿真结果表明，该“M”型基准在-40℃~125℃的全温区范围内的温度系数降低到1.12ppm/℃。

2、“W”型温度特性产生与控制

在图3所示的“W”型温度特性曲线子电路中，若不考虑温度调节电路即补偿管NW4的作用，其结构与“M”型温度特性子电路完全相同。“M”型结构中基于失配控制的高阶补偿技术，同样应用在“W”型温度特性子电路中，并产生类似的补偿作用。但由于低温区和高温区一阶补偿起主导作用，单纯依靠失配控制技术难以在整个温区内形成一个对称的“W”型温度特性曲线。为降低调节难度并提高控制的稳定性，在原有失配补偿控制基础上，附加一个单管的高温段补偿控制结构，两者相互配合达成高阶补偿目标。

在“W”型温度特性曲线子电路中，暂不考虑补偿管NW4的作用，首先利用失配控制高阶补偿技术得到与图4(a)相同且对称分布的“M”型温度特性曲线，在此基础上继续调节PW7、PW6及PW3管的尺寸以及电阻阻值，通过改变失配电流DI的大小、极性以增加负温度系数补偿量，使波谷点(A点)和两个波峰点(B、C点)向低温区移动，直至B点消失，这种变化将导致中高温下负温度系数明显增强，形成图4(b)所示温度特性曲线，可以看到中低温区形成一个“V”型温度曲线。对比图4(a)可知，由于各极值点向低温区移动，波峰点B消失后，仅保留极值点A和C，此时得到的温度特性曲线在中低温下的温度系数降至很低水平，而中高温下需要增加正温度系数补偿量以形成“V”型温度曲线，两个“V”型温度曲线合成最终得到全温区对称分布的“W”型温度特性曲线。

增加NW4单管高温段补偿的目的在于形成中高温下的“V”型温度曲线，该管仅在高温下提供正温度系数补偿，通过选择合适的栅压驱动即可实现。选定的V_GS，应使低温下的V_GS<V_TH，MOS管截止而无附加的补偿电流；温度升高后，在V_TH下降和V_GS增加的共同作用下，当温度超过某一临界点后满足V_GS>V_TH而使MOS管导通并提供补偿电流，温度越高提供的补偿电流越大，当此电流注入到输出支路后，即可增加高温下的正温度系数。

图3中，补偿管NW4的栅极接输出基准电压，即保持其栅端电压V_G??V _ref不随温度变化，其源端电位V_S具有负温度特性，相关电位的设置使中低温下的V_GS=V_ref -V_S小于该温度下的开启电压，补偿电流为零；高温下NW4导通后进入亚阈线性区，产生的正温度系数补偿电流随温度的变化曲线如图4(c)所示。补偿管NW4与RW3并联后导致支路电流定义电阻微量减小，从而使该偏置支路产生的PTAT电流微弱增加，并通过Cascode电流镜线性传递到输出支路，使输出电压微量升高。电阻RW0越大、即V_S电位越高，补偿有效的起始温度也越高；补偿管尺寸越大，并联等效电阻越小，补偿电流越大。可见，对于单管补偿结构，调整补偿管的栅源电压可在选定的高温段内实现较好的补偿效果，在高温段提供附加的正温度系数补偿。

综上所述，在图3结构中调节PW7、PW6及PW3管的尺寸，并合理设计补偿管NW4及电阻RW0、RW2和RW3值，可在全温区内形成一个波峰点(D点)和两个波谷点(E、F点)对称分布的“W”型温度特性曲线，如图4(d)所示。仿真结果表明，该“W”型基准在-40℃~125℃温度范围内的温度系数降低到1.42ppm/℃。

3、基准叠加或选择输出

基准叠加的目的在于抵消互补的温度系数。考虑到在全温区范围内分别产生的“M”和“W”型两个电压模带隙基准，不但开口方向相反、变化近似互补对称及温度系数很小，而且基准的中心值充分接近，因此直接选取两个基准的平均值，即可达到保持基准中心值不变的前提下抵消温度系数的目的。当然，这种互补叠加策略也可利用开口向上与开口向下的两个一阶线性补偿基准进行，但由于一阶线性补偿基准的温度系数大，叠加补偿后仅能达到常规二阶非线性补偿基准的温度稳定水平；针对二阶补偿基准的叠加模式补偿，理论上可以获得更低的温度系数，但受工艺漂移的影响将增大。

在失配控制与单管分段补偿结构的共同作用下，灵活调节二阶补偿温度特性曲线的波形形状，使得在整个温度区间内做到两个温度波形的波动幅度大小、极性在每个温度点近乎完全匹配，即所谓的互补。对这两个充分接近的基准取平均的结构，可选择一个小电阻跨接两个独立基准的输出，将该电阻称为叠加电阻。当两基准相同时，跨接电阻两端无压差且无电流流过该电阻，叠加电阻中点位置处的输出电压与两个电压值完全相同，因此，叠加电阻中点位置处的输出电压近似为两基准电压的平均值。

由于两实际基准电压存在微弱的差别，必然在叠加电阻两端形成压降，基准的差值越大，叠加电阻越小则电阻中的电流越大。该电流对原始补偿基准中输出支路的电流起微调作用，叠加电阻中的电流注入到较低基准支路中使输出提高，叠加电阻中的电流对较高基准支路电流的分流则使输出降低，平衡后实际的“M”型和“W”型基准输出比未叠加前的原始状态略有变化，原来基准输出值高的降低、低的则增加，即平衡后叠加电阻两端的电压差减小，而该电阻中的电流主要受叠加电阻的影响，控制该电阻的阻值，即可限定电阻中的电流，该电流可转化为对原有互补基准提供的微弱电压补偿。这种补偿的结果，不仅使“M”型和“W”型基准输出的中心值更为接近，而且使各自基准的温度系数绝对值下降，但温度特性的互补性质保持不变。这样，在叠加电阻的中心位置得到的两种基准电压的平均值，其残余的二阶非线性温度系数在全温区范围内能够更好的抵消。

在实际工艺条件下，MOS管、衬底寄生晶体管和电阻等元器件参数不可避免地随工艺漂移而产生明显的变化，这些参数的变化破坏了补偿平衡所需的条件，导致基准温度特性曲线和温度系数发生显著改变。实际工艺仿真和实验结果均能充分证明工艺漂移对基准温度特性的显著影响。在不同工艺角下的仿真结果发现，最差工艺角下的温度系数相对典型工艺角下的结果退化达数十倍之巨，这就为高精度基准制备的一致性性和成品率的提高带来了极大的阻力。为克服工艺漂移的影响，在高精度基准电路设计中一般均采用修调结构，并且大多采用激光或烧铝修调电阻的方法调节输出基准的中心值和温度系数，达到预期电路设计的目标要求。

 叠加选择模式结构在一定程度上能够起到类似电阻修调的作用。首先，若“M”型和“W”型两类基准在工艺漂移下变化的极性相反时，叠加求和取平均能够有效降低基准温度系数的退化程度，并且在叠加电阻特定位置处存在最小的温度系数点，此外通过修调并联的叠加模式电阻以改变叠加模式电阻中的电流，也能起到调节温度系数的目的。因此，在叠加选择模式中，可增加一组模式选择控制信号提供所需的状态控制，分别对应叠加后选择在叠加电阻中不同的位置点输出，或改变叠加模式电阻。通过这种叠加模式的选择性输出，大大降低了高精度基准与工艺漂移的敏感性，增加控制端口能够实现更有效的修调效果。

4、叠加选择模式基准的性能及工艺稳定性

基于SMIC 0.13mm CMOS工艺，在-40℃~125℃温度范围内，首先调出温度系数近似相同的“M”和“W”型温度特性曲线，分别如图4(a)和(d)所示，温度系数仿真结果分别为1.12ppm/℃和1.42ppm/℃。然后在全温区对两种温度波形进行微调和优化，使得“M”型温度特性曲线中极值点A、B、C分别对应“W”型温度特性曲线中极值点D、E、F，若匹配控制得当，叠加输出后将得到多极值点的超低温度系数温度特性曲线，如4(e)所示，温度系数的仿真结果减小到0.17ppm/℃，近似为两种模式下温度系数的差值，相比典型二阶基准温度系数降低接近一个数量级，充分体现了叠加模式在典型工艺条件下的有效性。

在非典型工艺角下，温度系数将产生较大工艺偏差，所以难以保证“M”型和“W”型温度特性子电路依然保持互补对称的特性，这样叠加输出的结果或许不是相互补偿，甚至使温度特性变得更差。为了避免这种情况，这里采用一种简单数字控制的方式选择不同的基准输出模式：当叠加后温度退化时，不选择叠加而是选择“M”或“W”型基准中具有较低温度系数的基准输出。

具体实现见图3给出的叠加选择模式子电路，当两输入控制信号(A0，A1)分别选择(1，0)、(0，1)、(1，1)三种驱动方式时，NMOS管(NA0，NA1)相应的开关状态分别为(导通，截止)、(截止，导通)和(导通，导通)，对应于基准将分别选择“M”型、“W”型和叠加型基准输出。由于三种工作模式在某一工艺角下的温度系数不同，因此可选择最佳温度系数工作模式的基准输出代替固定叠加模式带隙基准的输出，一定程度上可缓解工艺漂移带来的温度特性退化。

在工艺变化时，MOS管有五种典型工艺角，电阻有三种典型工艺角，衬底PNP管有三种工艺角，如考虑以上三者的组合共存在5??3??3=45种工艺角。为简化计算，这里仅考虑影响相对较大的MOS管和电阻工艺角的影响，而且在分析MOS管工艺变化时，电阻设定在典型模式，而考虑电阻工艺角变化时，MOS管设定在典型模式，这样两者组合需考虑的工艺角降低到八种。在全温区范围内，在分别对“M”型、“W”型、叠加型三种不同模式的基准温度特性在这八种工艺角下进行仿真，得到的温度系数如表1所示，并通过叠加选择模式子电路获得各工艺角下的最佳结果。作为比较，表1还给出在相同工艺条件和电路架构下一阶线性基准的温度特性随工艺角的变化的结果。

表1、三种模式基准在不同工艺角下的温度系数 (ppm/℃)

基准模式	TT	SS	SNFP	FNSP	FF	R_TT	R_SS	R_FF
									一阶线性型	8.2	8.3	8.2	8.3	8.2	8.2	10.0	9.8
“M”型	1.12	6.59	2.97	3.64	6.34	1.12	5.22	4.69
									“W”型	1.42	15.61	2.68	5.67	26.5	1.42	4.19	4.05
叠加型	0.17	10.85	1.87	4.82	22.42	0.17	4.2	4.3
									叠加选择型	0.17	6.59	1.87	3.64	6.34	0.17	4.19	4.05

典型条件下一阶线性补偿基准的最小温度系数为8.2ppm/℃，因工艺角漂移温度系数最大退化到32.6 ppm/℃。可见，即使在考虑工艺漂移的影响后，叠加选择模式高阶补偿基准仍保持针对一阶线补偿基准的优越性。若增加对叠加选择模式电阻修调结构的复杂度，可进一步抑制工艺漂移对基准温度系数退化的影响，改善高精度基准的工艺稳定性。

由于采用三路自偏置的负反馈控制结构，除提供基于失配补偿控制外，还能提高偏置结构的稳定性，再结合电路采用的Cascode结构，基准输出的电压稳定性进一步提高。图5给出了叠加选择模式高精度基准电压的电源抑制比PSRR特性，在低频范围内的最大PSRR达到80.4dB。

本发明提出的基于叠加选择模式的高精度电压模带隙基准电路，由于采用对互补温度特性高阶基准的叠加求和补偿，其温度系数在全温区范围内具备低于0.2ppm/℃的性能水平，同时通过输出结点位置选择和叠加电阻修调，高精度基准的工艺稳定性明显改善，有效提高了高精度基准的实用价值。

Claims (4)

1. 一种基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，其特征在于：包括“M”型与“W”型温度特性曲线子电路以及叠加模式选择子电路，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路互补对称设置，“M”型与“W”型温度特性曲线子电路都包括反馈控制电路、电流产生电路和输出电路，其中电流产生电路串接输出电路后接叠加模式选择子电路的输入端，输出电路的输出端串接反馈控制电路后接电流产生电路的输入端。

2.根据权利要求1所述的基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，其特征在于：所述叠加模式选择子电路由两个NMOS管NA0、NA1和两个电阻RA0、RA1组成，NMOS管NA0的漏极通过电阻RA0接基准输出V_ref，NMOS管NA1的漏极通过电阻RA1接基准输出V_ref，NMOS管NA0、NA1的漏极分别接接两个输出电路的输出端。

3.根据权利要求1所述的基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，其特征在于“M”型温度特性曲线子电路的电流产生电路：包括4个PMOS管PM1~PM4，两个NMOS管NM0、NM1，两个三极管QM0、QM1以及电阻RM0；PMOS管PM1、PM3的源极相互连接，PMOS管PM1的栅极分别与PMOS管PM3的栅极、PMOS管PM2的漏极和NMOS管NM1的漏极，PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM0的源极相互连接，PMOS管PM3的漏极与PMOS管PM2的源极相互连接，PMOS管PM0的漏极分别与NMOS管NM0的栅极、反馈控制电路的输出端连接，NMOS管NM0的的源极串接电阻RM0后接三极管QM0的源极，NMOS管NM1的源极接三极管QM1的源极，三极管QM0的基极分别与三极管QM0的基极和发射极以及三极管QM0的发射极连接接地。

4.根据权利要求1所述的基于高阶温度补偿互补叠加的高精度带隙基准电路，其特征在于“W”型温度特性曲线子电路的电流产生电路：包括4个PMOS管PM1~PM4，三个NMOS管NM0、NM1，补偿管NM4，两个三极管QM0、QM1以及电阻RM0、RM3；PMOS管PM1、PM3的源极相互连接，PMOS管PM1的栅极分别与PMOS管PM3的栅极、PMOS管PM2的漏极和NMOS管NM1的漏极，PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM0的源极相互连接，PMOS管PM3的漏极与PMOS管PM2的源极相互连接，PMOS管PM0的漏极分别与NMOS管NM0的栅极、反馈控制电路的输出端连接，NMOS管NM0的的源极依次串接电阻RM3、RM0后接三极管QM0的源极，补偿管NM4的栅极接叠加模式选择子电路的输入端，补偿管NM4的漏极和源极分别接电阻RM3的两端，NMOS管NM1的源极接三极管QM1的源极，三极管QM0的基极分别与三极管QM0的基极和发射极以及三极管QM0的发射极连接接地。

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