CN101960810A - 用于接收具有定时和频率偏移的ofdm符号的***和方法 - Google Patents

Abstract

提供用于接收OFDM前导而信道特性未知的***和方法。接收具有频率移位循环扩展(C，B)的OFDM前导信号(C，A，B)。放在一起的循环扩展形成OFDM前导信号的频率移位版本。在时域中使用简单级联方法以高效方式估计和纠正相位纠正值和定时偏移(14)，继而是在频域中对OFDM前导信号的相干和(24)。在对接收的信号的FFT变换之后估计(26)和纠正(28)由于定时偏移所致的相位错误。检测有效前导，并且从OFDM前导提取用于在信道中接收随后发送的OFDM符号的附加参数。

Description

用于接收具有定时和频率偏移的OFDM符号的***和方法

技术领域

本发明通常涉及通信***并且具体地涉及一种用于使用调制特性起初未知的发送信道在广播***中接收正交频分复用(“OFDM”)符号的***和方法，这些OFDM符号受到可以在接收器中补偿的定时和频率偏移。在一种应用中，广播的OFDM符号是下一代数字视频广播(“DVB-T2”)发送方案的一部分。

背景技术

用于广播空中视频信号(例如视频/电视)的DVB标准在许多国家使用作为用于发送数字电视信号的当前方法。DVB标准包括用于线缆发送的标准(“DVB-C”)、用于卫星发送的标准(“DVB-S”)、用于空中陆地发送的标准(“DVB-T”)和近来用于向移动设备的具体DVT-T发送(DVB-H)的标准。DVB-T标准支持向诸如支持高清晰度(“HD”)的电视机之类的接收器(更为常见为机顶盒(“STB”)发送标准清晰度(“SD”)和HD视频和数据信号，这些接收器从发送器接收信号并且提供数字或者模拟电视兼容输出以供观看。

图1描绘了用于典型DVB应用的简化框图。在图1中，DVB发送***提供将视频、音频和/或数据内容的MPEG-2广播流进行组合的MPEG复用器3，然后向具有多个输入的传送流复用器5中输入从MPEG-2复用器3输出的这些MPEG-2流，该传送流复用器的输出，传送流(“TS”)信号继而由调制器7执行信号调制以便进行DVB-T发送(包括OFDM、保护间隔(“GI”)***)、然后使用包括数模转换器(“DAC”)和模拟前端(“AFE”)的模拟发送器9来处理成射频(“RF”)信号。然后使用天线11来空中发送这些RF DVB-T信号。如本领域技术人员所知，用于OFDM符号的保护间隔或GI的***(其中针对一段时间在符号前面重复符号的“尾部”)可以用来消除由码间干扰(“ISI”)引起的问题。ISI常常由在接收器的多径接收(接收相同发送的多个副本)引起。以后在接收器去除这些GI符号。

在接收端，具有DVB功能的电视接收器23或者代之以机顶盒15分别从天线21和13接收RF信号。然后使用模拟前端(“AFE”)和模数转换器(“ADC”)将接收的RF信号处理回到MPEG-2格式的数字信号，然后对信号进行解调、解复用，并且接收器继而向电视或者视频监视器提供视频和音频信号的选集以供用户观看。一些近来生产的电视机或者监视器(比如图1中所示23)可以包括一体式DVB接收器。用户也可以使用机顶盒或者专用接收器设备(比如图1中的15)来接收DVB-T信号并且在模拟电视机(比如图1中的17)上接收输出。具有集成式DVB-T接收器能力的电视机23可以无需机顶盒。在一些环境中，机顶盒可以包括附加的期望功能，比如数字视频记录(“DVR”)，用户可以使用该数字视频记录以捕获用于在与广播时间不同的时间观看的视频流。在任何情况下，一旦接收DVB信号，用户可以从多种数字视频流中进行选择并且观看它们。

随着用于无线通信***的手持设备如蜂窝电话、媒体播放器和个人数字助理(“PDA”)变得被广泛地部署并且继续吸引数目增长的用户，有向移动或者手持便携设备提供视频信号如电视广播的商业需要。DVB-H标准向具体地面向此类接收器的基本DVB-T标准添加某些特征。在图1中示出了手持视频接收器19。附加DVB标准为用户提供经由“返回信道”向发送器发送响应的能力，从而移动设备不仅是接收器并且也可以提供诸如电子邮件、文字消息收发、因特网浏览等交互式服务。

DVB-T广播基于正交频分复用(“OFDM”)调制信令方案。此调制提供鲁棒信号和大量子载波。DVB-T方案提供附加特征：广播器可以使用的选项是三个调制类型之一：正交相移键控(“QPSK”)、16QAM、64QAM，五个不同前向纠错(“FEC”)速率之一，四个不同GI长度之一，载波选择(2K或者8K)和信道带宽选择(6、7或者8MHz)。DVB-T可以支持服务如标准清晰度数字TV(“SDTV”)、高清晰度数字TV(“HDTV”)、无线电、交互式服务(具有返回信道)和IP数据播送(例如支持因特网浏览)。DVB-T也以分级调制为特征，该分级调制提供高优先级(“HP”)和低优先级(“LP”)传送流。可以针对不同接收器同时广播两个不同服务，例如标准清晰度(“SD”)和高清晰度(“HD”)广播。

DVB-T的鲁棒性已经证实用于移动设备的能力。DVB-T标准已经随着DVB-H标准中的面向移动接收器的具体标准化而进一步改进。DVB-H向DVB-T添加面向为移动接收器优化广播的附加特征，这些特征包括：时间分片或者突发发送(这允许移动台节省功率(对于由电池操作的设备尤为重要))；附加模式，比如4k模式，是移动接收能力与SFN小区尺寸之间的折衷；附加前向纠错码MPEG-FEC；以及深入(in-depth)交织器，该交织器是用于2k和4k模式的短时间交织器。

目前，许多国家正在从如下广播环境转变，该广播环境包括DVB-T和预先存在的UHF-VHF模拟电视控制广播作为可用于电视的频率频谱中的信号。这些转变目前正在转向称为在一段时间内称为“模拟关闭”的纯数字视频广播环境。那时，用于数字视频广播发送的附加频谱将变得可用。为了进一步增强DVB广播并且利用这一附加可用广播频谱，目前在努力使DVB-T标准延及下一代(有时称为“第二代”或者“2G”)数字视频广播标准。这些标准目前使用各种缩写词来指代、但是常称为用于下一代陆地DVB标准的“DVB-T2”和用于下一代手持设备或者移动DVB标准的“DVB-H2”或者“DVB-NGH”。使DVB陆地标准延及新DVB-T2标准的目的包括增加更高净荷、为固定和移动接收器提供最佳接收、添加附加载波、减少峰值功率、添加多输入多输出分集天线和对网际协议(“IP”)数据流的更好支持。希望有用于使用与现有的集成电路和接收器技术兼容的方法以高效、经济和鲁棒的方式接收和处理这些下一代DVB信号而不让***或者终端客户增添大量成本的新方法和设备。

发明内容

通过本发明的有利实施例来主要地解决或者回避这些和其他问题并且主要地实现技术优点，这些实施例包括根据实施例的用于提供对OFDM符号的前导序列执行检测和解码的接收器的设备和方法。目前限定OFDM符号用于DVB-T2发送，然而这里描述的示例实施例并非限制而是为了增强理解而呈现的例子，并且本发明不限于DVB-T2应用。所公开的方法将提供用于在接收具有某些定时和频率偏移的OFDM前导符号时使用的高效算法。描述了可以在用于估计和纠正时间偏移和频率偏移错误的一个实际DVB-T2接收器实施例中使用的示例实施例。这些错误在通过未表征的发送信道接收前导OFDM信号时、比如在接收初始OFMD前导时必然地存在。

根据一个示例实施例，一种接收器检测接收的OFDM前导，其具有包括OFDM信号的完整循环的第一段并且包括循环前缀扩展和循环后缀，该循环前缀扩展是第一段的第一部分的频率移位段，该循环后缀是第一段的第二部分的频率移位段，循环前缀和循环后缀一起形成复制第一段的频率移位段。接收器有利地根据第一段以及循环后缀和循环前缀的级联来确定估计的整数频率偏移。接收器首先对第一段和级联执行向频域的变换，此后可以根据接收的子载波的功率来解算出整数频率偏移估计。接收器继而补偿第一段与级联段之间由于频率偏移所致的相位错误并且将段相干地相加。

根据另一示例实施例，公开了一种用于从接收的OFDM前导符号去除相位错误的方法。在该方法中，接收的OFDM符号包括第一段并且包括循环前缀扩展和包括循环后缀，该第一段包括OFDM信号的完整循环，该循环前缀扩展是接收的OFDM符号的第一段的第一部分的频率移位段，该循环后缀是接收的OFDM符号的第一段的第二部分的频率移位段，级联在一起的循环前缀和循环后缀形成复制第一段的频率移位段。执行对频率偏移的估计。执行对第一段的频域变换以及对循环前缀和循环后缀的级联的频域变换。向频域符号之一施加用于补偿由于频率偏移所致的相位错误的纠正。用相干加法组合频域变换的第一段和频域变换的级联以补偿频率偏移。

根据另一示例实施例，公开了一种用于从接收的OFDM前导符号去除相位错误的方法。在该方法中，接收的OFDM符号包括第一段并且包括循环前缀扩展和包括循环后缀，该第一段包括OFDM信号的完整循环，该循环前缀扩展是第一段的第一部分的频率移位段，该循环后缀是第一段的第二部分的频率移位段，循环前缀和循环后缀一起形成复制第一段的频率移位段。执行对第一段以及对循环前缀和循环后缀的级联到频域的变换。施加用于补偿由于频率偏移所致的相位错误的纠正。在对频域变换的OFDM符号的解调期间，执行差分二进制相移键控(“DBPSK”)解调，该解调包括用于补偿相位错误的纠正。

在另一示例实施例中，提供一种接收器实施。接收器接收OFDM前导符号，该符号具有N个采样的完整序列、前缀和后缀，该前缀是前导符号的长度为N/2个采样加上偏移的第一段的频率移位循环扩展，该后缀是前导符号的长度为N/2个采样减去偏移的第二段的频率移位循环扩展。接收器执行级联操作以组合前缀和后缀以形成前导符号的长度为N个采样的频率移位副本。对前导符号的N个采样和对级联采样执行快速傅里叶变换(“FFT”)。在频域中通过向级联序列施加纠正来纠正由于载波频率偏移所致的相位旋转。然后用相干加法来组合前导符号和级联在相位纠正之后的傅里叶变换的序列，并且由此补偿相位旋转。在另一示例实施例中，提供一种接收器实施。接收器接收OFDM前导符号，该符号具有N个采样的完整序列、前缀和后缀，该前缀是前导符号的长度为N/2个采样加上偏移的第一段的频率移位循环扩展，该后缀是前导符号的长度为N/2个采样减去偏移的第二段的频率移位循环扩展。接收器执行级联操作以组合前缀和后缀采样以形成前导符号的长度也为N个采样的频率移位副本。对前导符号的N个采样并且也对级联采样执行快速傅里叶变换(“FFT”)。在频域中通过计算在级联与前导符号之间的按载波的平均相位差来估计由于定时偏移所致的相位旋转。接收器继而在执行对频域序列的DBPSK解调时或者通过直接调节符号定时来补偿估计的相位旋转。

在一个附加示例实施例中，公开了一种用于接收OFDM前导符号的方法。在该方法中，接收具有第一长度N的接收ODFM符号，该符号包括频率移位循环扩展前缀和频率移位循环扩展后缀，该前缀包括OFDM符号的第一段并且长度为N/2个采样加上偏移，该后缀包括OFDM符号的其余段并且长度为N/2个采样减去偏移。接收器执行对前缀和后缀的级联以形成长度为N个采样并且复制前导OFDM符号的频率移位序列，对N个采样的OFDM前导符号和N个采样的级联执行快速傅里叶变换。对频域级联采样执行相位纠正，并且用相干加法组合频域OFDM前导采样和频域级联序列。该方法继续并且进行对由于定时偏移所致的在频域采样中的相位旋转的估计。将该估计应用于对相干相加的频域符号执行的DBPSK解调，并且补偿由于定时偏移所致的相位旋转。在另一示例方法中描述一种提供用于对可编程接收器进行编程的指令的计算机可读介质。程序步骤对可编程接收器进行编程以执行用于接收OFDM前导的方法。在该方法中，接收具有第一长度N的接收ODFM符号，该符号包括频率移位循环扩展前缀和频率移位循环扩展后缀，该前缀包括OFDM符号的第一段并且长度为N/2个采样加上偏移，该后缀包括OFDM符号的其余段并且长度为N/2个采样减去偏移。接收器由存储于计算机可读介质上的指令编程以执行对前缀和后缀的级联以形成长度为N个采样并且复制前导OFDM符号的频率移位序列。计算机可读介质还提供用于使接收器对N个采样的OFDM前导符号和对N个采样的级联执行快速傅里叶变换的指令。计算机可读介质还提供用于使可编程接收器在频域中对级联采样执行相位纠正的指令。计算机可读介质还提供使可编程计算机用相干加法组合来自级联的补偿频域采样和来自OFDM前导的频域采样的指令。计算机可读介质还提供使可编程接收器进行由于定时偏移所致的在频域采样中的相位旋转的估计的指令。计算机可读介质还提供用于使可编程接收器对相干相加的频域符号执行DBPSK解调并且补偿由于定时偏移所致的相位旋转的指令。

在另一示例方法中，通过以下操作来接收OFDM前导符号：接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计相位旋转；并且在频域中纠正相位旋转。在另一示例方法中，接收的OFDM符号的长度N为1024。在另一示例方法中，接收器接收OFDM前导，其中偏移K＝0。在另一示例方法中，接收器接收OFDM前导，其中偏移K为大于0的整数。

在另一示例方法中，一种接收器通过空中接收扩频调制射频信号来接收OFDM前导符号。在另一示例方法中，接收器通过以下操作来接收OFDM前导：空中接收射频扩频调制信号；执行基带滤波以提取模拟接收信号；并且执行模数转换以形成包括OFDM前导符号的数字信号。

在另一示例方法中，通过以下操作来接收OFDM前导符号：接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计相位旋转；并且在频域中纠正相位旋转；其中估计相位旋转包括估计由于整数频率偏移所致的相位错误。在另一示例方法中，估计由于整数频率偏移所致的相位错误包括执行以下计算：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}\frac{N_C}{N}$

其中NC是C中的采样数目，并且ε是规范化的频率偏移(频率偏移除以子载波间距)。在另一示例方法中，通过对频域符号CB执行复数乘法并且将频域符号A和CB相干地相加来纠正由于整数频率偏移所致的相位旋转。

在另一示例方法中，接收OFDM前导符号还包括对频域符号执行DBPSK解调并且提取将在接收后续OFDM符号时使用的参数。在另一示例方法中，提取参数包括提取一个或者多个调制信号序列。在另一示例方法中，接收OFDM前导符号还包括接收数字视频广播信号。

在另一示例方法中，接收扩频调制射频信号还包括在天线处接收射频信号。在另一示例方法中，一种接收器通过以下操作来接收OFDM前导：接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计由于整数频率偏移所致的相位旋转；在频域中纠正相位旋转以产生纠正的频域符号；估计由于定时偏移所致的相位错误；并且在解调期间纠正由于定时偏移所致的相位错误。在另一示例方法中，接收器接收长度为N＝1024的OFDM前导。在另一示例方法中，接收器接收具有偏移为K＝0的循环扩展的OFDM前导。在另一示例方法中，接收器接收具有偏移K的循环扩展的OFDM前导，该偏移K为大于0的整数。

在另一示例方法中，接收OFDM前导符号的接收器空中接收扩频调制射频信号。在另一示例方法中，空中接收扩频调制射频信号的接收器还执行基带滤波以提取模拟接收信号并且对模拟接收信号执行模数转换以形成包括OFDM前导符号的数字信号。

在另一示例方法中，一种接收器通过以下操作来接收OFDM前导：接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计由于整数频率偏移所致的相位旋转；在频域中纠正相位旋转以产生纠正的频域符号；估计由于定时偏移所致的相位错误；并且在解调期间纠正由于定时偏移所致的相位错误；其中估计由于定时偏移所致的相位错误包括对频域符号A和CB执行以下计算：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{K}\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}\arg \left(y_{\mathrm{CB},k+1}{y}_{A,k}^{*}\right)$

其中yA，k是部分A的第k个子载波，并且K是OFDM前导中的子载波总数。

在一种示例装置中：提供接收器电路，配置成接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；提供级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成符号A的长度为N个采样的频率移位版本CB；提供第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；以及提供第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换。提供相位旋转估计电路，配置成计算由于整数频率偏移所致的相位旋转估计；以及提供纠正电路，配置成使用相位旋转估计来执行相位旋转纠正。

在另一示例装置中：提供接收器电路，配置成接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；提供级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成符号A的长度为N个采样的频率移位版本CB；提供第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；以及提供第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换。提供相位旋转估计电路，配置成计算由于整数频率偏移所致的相位旋转估计；以及提供纠正电路，配置成使用相位旋转估计来执行相位旋转纠正，其中接收器电路还包括：模拟前端电路，配置成接收扩频调制射频信号并且对接收的射频信号执行基带处理；以及模数电路，配置成从模拟前端电路接收模拟信号并且执行模数转换从而输出OFDM符号。在另一示例装置中，接收器还包括天线。

在另一示例实施例中：提供接收器电路，配置成接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；提供级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成符号A的长度为N个采样的频率移位版本CB；提供第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；以及提供第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换。提供相位旋转估计电路，配置成计算由于整数频率偏移所致的相位旋转估计；以及提供纠正电路，配置成使用相位旋转估计来执行相位旋转纠正，其中相位旋转估计电路被配置成执行以下计算：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}\frac{N_C}{N}$

其中NC是C中的采样数目，并且ε是规范化的频率偏移(频率偏移除以子载波间距)。在又一示例装置中：提供接收器电路，配置成接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；提供级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成符号A的长度为N个采样的频率移位版本CB；提供第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；以及提供第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换。提供相位旋转估计电路，配置成计算由于整数频率偏移所致的相位旋转估计；以及提供纠正电路，配置成使用相位旋转估计来执行相位旋转纠正，其中纠正电路还包括：乘法电路，配置成按照相位旋转估计对频域符号CB执行复数乘法；以及加法电路，配置成将频域符号A和CB相干地相加。

在另一示例装置中，提供接收器电路，配置成接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；提供级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成符号A的长度为N个采样的频率移位版本CB；提供第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；提供第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换；提供相位旋转估计电路，配置成计算由于整数频率偏移所致的相位旋转估计；提供纠正电路，配置成使用相位旋转估计来执行相位旋转纠正；提供相位错误估计电路，配置成估计由于定时偏移所致的相位错误并且输出相位纠错；以及提供解调电路，配置成接收纠正电路的输出并且执行DBPSK解调，该解调包括使用相位纠错来纠正相位错误。

在另一示例装置中，提供接收器电路，配置成接收OFDM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；提供级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成符号A的长度为N个采样的频率移位版本CB；提供第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；提供第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换；提供相位旋转估计电路，配置成计算由于整数频率偏移所致的相位旋转估计；提供纠正电路，配置成使用相位旋转估计来执行相位旋转纠正；提供相位错误估计电路，配置成估计由于定时偏移所致的相位错误并且输出相位纠错；以及提供解调电路，配置成接收纠正电路的输出并且执行DBPSK解调，该解调包括使用相位纠错来纠正相位错误；其中接收电路还包括：模拟前端电路，配置成接收扩频调制射频信号并且对接收的射频信号执行基带处理；以及模数电路，配置成从模拟前端电路接收模拟信号并且执行模数转换从而输出OFDM符号。

在另一示例装置中，提供一种包含指令的计算机可读介质，这些指令在由可编程接收器处理器执行时执行以下操作：接收ODFM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计相位旋转；并且在频域中纠正相位旋转。

在另一示例装置中，提供一种包含指令的计算机可读介质，这些指令在由可编程接收器处理器执行时执行以下操作：接收ODFM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计相位旋转；并且在频域中纠正相位旋转，其中执行估计相位错误的指令还包括执行估计由于整数频率偏移所致的相位错误的指令。

在另一示例装置中，提供一种包含指令的计算机可读介质，这些指令在由可编程接收器处理器执行时执行以下操作：接收ODFM前导，该前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，该前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，该后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，该级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；通过执行长度为N的快速傅里叶变换将级联符号CB变换到频域；估计由于整数频率偏移所致的相位旋转；在频域中纠正相位旋转以产生纠正的频域符号；估计由于定时偏移所致的相位错误；并且在解调期间纠正由于定时偏移所致的相位错误。

前文已经相当广义地概括了本发明的特征和技术优点以便可以更好地理解本发明的下文具体描述。下文将描述形成本发明权利要求主题的本发明附加特征和优点。本领域技术人员应当认识到可以容易地利用公开的概念和具体实施例作为用于修改或者涉及用于实现本发明相同目的其他结构或者过程的基础。本领域技术人员也应当认识到这样的等效构造并不脱离如所附权利要求中阐述的本发明精神实质和范围。

附图说明

为求对本发明及其优点的更完整理解，现在参照与以下附图结合进行的下文描述：

图1图示了用于向多种接收器发送广播视频信号的现有技术***；

图2图示了具有保护带间隔GI的OFDM符号；

图3图示了OFDM前导信号部分C、A和B的结构；

图4图示了用于检测前导P1的示例接收器初始扫描的状态图；

图5图示了一种示例接收器实施的框图；

图6图示了具有针对频率偏移的相位纠正的示例接收器的一种实施；

图7图示了由于定时偏移所致的与频率相关的相位旋转；

图8图示了具有针对由于定时偏移所致相位旋转的相位纠正的示例接收器的一种实施；

图9图示了具有与针对定时偏移的相位纠正组合的针对频率偏移的相位纠正的示例接收器的一种实施；以及

图10(a)、图10(b)和图10(c)图示了针对理想情况的相关器输出和两个受破坏的相关器输出。

具体实施方式

首先参照图2，图示了具有保护间隔(“GI”)的OFDM符号的简图。如本领域技术人员所知，保护间隔的使用涉及到向符号的开头复制持续时间为Δ的符号周期结尾。OFDM发送的性质使得如果GI的持续时间Δ充分地长，则可以在接收器处容易地去除多径问题(其中接收器由于建筑物的反射和从发送器到在接收器的天线的其他路径而接收发送的OFDM符号的多个副本)所致的某些码间干扰(“ISI”)。

目前提出的DVB-T2标准提出使用部分P1和P2这两个部分的前导。DVB-T2是时分多址***：前导用于同步、然后用于接收器中对接收的符号的信号恢复。

前导是OFDM信号。作为前导第二部分的P2将包含具有1级(“L1”)和2级(“L2”)信令的若干全尺寸OFDM符号。为了接收P2，接收器使用P1中包含的信息。接收前导P1的一个问题在于在接收P1之前接收器没有与为了成功地调谐接收器和接收DVB信号而需要的符号发送有关的所有信息。换而言之，从未表征的发送信道接收P1。接收器因此必须检测前导P1并且补偿在发送器与接收器之间的任何错误而不使用从发送器发送的信息。在正确地接收前导P1之后，可以基于由前导P1传送的数据内包含的发送参数来进行附加纠正。

两个部分的DVB-T2前导的第一部分P1是单个固定FFTOFDM符号。构造P1使得它可以用来检测DVB-T2信号的存在。(在一些示例实施例中，如果未对T2信号进行定位，则DVB-T2接收器仍然可以正确地接收DVB-T信号；这并非必需的特征，尽管它可能在商业上合乎需要以便维持与环境中更老的发送器的向后兼容)。

前导P1也包含用来对前导的第二部分中的P2符号和其后的数据符号进行解码的信息。前导P1符号包含标记为部分A并且划分成部分A1和A2的一个1024(“1k”)OFDM，该OFDM是伪随机二进制序列(“PRBS”)在频率检测中调制的差分二进制相移键控(“DBPSK”)。PRBS称为调制信令序列(“MSS”)。MSS由S1和S2这两个部分构成。这两个序列携带诸如数据符号的FFT尺寸、T2帧的类型等信令信息。

图3图示了DVB-T2前导P1的结构。前导是划分成两个部分A1和A2的1k采样OFDM信号。前导具有两个循环扩展“C”和“B”。C和B可以具有不同长度。各循环扩展是具有偏移K的符号“A”的一部分。引导符号“C”包括512+K个采样。尾随符号“B”包括512-K个采样。因此，来自序列CAB的采样总数为2048个采样。重要的是，部分C是A1的频率移位版本，而部分B是A2的频率移位版本。因此可见放在一起的C和B包含与部分A相同的信息。目前提出频率移位在向上的方向上作为用于C和B二者的一个子载波。

MSS位是在1k模式的853个可用载波之中的384个载波内准随机分布。因此按照(853/384)的平方根来提升这一例子中的所用载波。所用载波的分配由载波分布序列(“CDS”)来确定。与标称中心频率相比，可以按照频率+/-1/6、+/-2/6、+/-3/6MHz对DVB-T2信号进行移位。所选的所用载波的位置表明整数频率移位。

前导P1的第一部分在DVB-T2接收器的初始扫描中用来确定和检测T2信号的存在、估计从CDS的频率偏移并且最终检测来自MSS的信令。

在初始扫描和T2检测之后，在正常数据接收期间无需使用前导P1，然而它可以用来检测帧开始或者改进在发送器与接收器之间的同步和/或改进信道估计。

图4在状态转变图中描绘了一个示例实施例的DVB-T2接收器为了检测T2信号的存在并且从前导P1的第一部分接收信令信息而在初始扫描中执行的步骤序列。在开始初始扫描时假设接收器具有已经可为它所用的以下参数：用于不同带宽的标称中心频率、前导P1导频符号的结构(CAB、FFT尺寸和CDS)；以及可能的信令序列(8xS1和16xS2)。接收器必须根据前导P1的第一部分确定附加参数：P1的位置(符号定时)、分数频率错误、整数频率偏移、用于前导P2和数据符号的FFT尺寸以及其他P1信令参数。除了接收器将根据P1前导确定的这些参数之外还有将通过试错(trial anderror)来发现的附加参数：必须确定正确标称中心频率、带宽和保护间隔(“GI”)。

一旦接收器已经确定这一信息，接收器可以接收L1预信令，并且此后接收器可以接收L2信令所需的任何附加信息。

DVB-T2接收器通过扫描可能的信道和可能的带宽来执行用于检测DVB-T2信号的存在的初始扫描。针对各带宽将接收器调谐至所选信道的标称中心频率，并且接收器继而查找P1符号；如果未检测到P1符号，则针对各中心频率、然后针对给各带宽重复这一序列。然而，请注意：接收器检查各频率偏移并非必需，因为无论所用频率偏移如何都可以在标称中心频率处检测P1符号的存在。

在图4中，接收器始于状态41。初始扫描始于向其中选择可能带宽之一的状态43转变。接收器继而向其中选择标称中心频率(图中的“Fnc”)的状态45转变。接收器继而向状态47转变。在状态47中使用时域相关状态以发现P1符号。可以使用保护间隔(“GI”)以执行相关来发现P1符号。这一类相关不受任何频率偏移影响，并且由于P1的频谱特性，接收器无需扫描每一个可能的频率偏移。这一类相关涉及T2信号检测，因为P1符号的缺失意味着信道为非T2信道。保护间隔相关是既定的，其中信道的延迟扩展保持于保护间隔时段(图3中的Δ)内。在P1符号使用于大规模单频网络(“SFN”)中的情况下，比GI时间间隔更长的延迟引入ISI。然而这不成问题，因为P1被设计成鲁棒到足以容许这样的干扰。在SFN信道中的P1符号检测是基于发现P1的多个副本之一。将根据数据符号获得更准确的同步。

如果在状态49中未发现T2信号，则接收器转变回到状态75，其中接收器改变频率并且选择下一标称中心频率。(如果未发现P1符号，则一旦扫描用于给定带宽的频率，接收器将改变带宽，并且这在状态77中可见。如果未发现符号，则状态向“未发现T2信号”的状态79转变。)

如果对P1信号进行定位，则示例实施例的接收器状态机向状态51转变。在状态51中执行P1同步。在这一状态中根据时域相关状态使用针对时间和频率同步的粗略估计，然后根据后继符号将这些估计进一步精炼。优选实施例接收器继而向状态53转变并且执行由在同步和时域相关状态中获得的信息表明的FFT变换。接收器继而向状态55转变并且检测T2信号。

在用于DVB-T2***的实际接收器中，快速地标识不包含T2信号的信道是重要的。P1的前导结构支持一种用于扫描搜寻T2信号的迭代方法，该方法快速地允许接收器确定无T2信号的信道。可以在时域相关状态47期间完成非T2信道的第一消除。对每帧重复P1信号。帧间隔约为200毫秒，并且P1信号在信噪比(“SNR”)要求方面是鲁棒的，测试两个连续的P1位置可以是一种用于检测T2信号的存在的可靠方法。估计这一步骤对于每RF信道将耗时约500毫秒。如果对39个UHF信道并且甚至使用3个信道带宽完成这一扫描，则用于这一扫描的总时间仅为58秒。一旦发现潜在的P1符号，接收器继而从状态59向状态51转变并且执行粗略时间同步和分数频率同步。接收器继而向其中执行快速傅里叶变换(“FFT”)的状态53转变。

在状态55中，接收器可以检测T2信号的存在并且确定整数频率偏移。可以使用在假定的导频载波处的功率来确定整数频率偏移以确定正确的整数偏移。作为一种备选的示例实施例，PRBS可以用来确定整数频率偏移。

如果信号为T2信号，则接收器从判决状态57向“检测信令”这一状态59转变。在状态59中，接收器通过继续获得信息来继续到准备接收前导的第二部分。在状态61中使用标称中心频率和频率偏移将接收器调谐至恰当频率以接收数据符号。接收器还必须确定用于P2符号的保护间隔。这是在后继数据帧期间完成的。可以不紧接检测到第一符号P1之后检测符号P2，而是在下一帧之前有充分时间在状态63中检测GI，因为可以使用全部200毫秒帧持续时间。这一步骤向信号采集时间添加另外200毫秒，但是这一添加的时间仅针对检测到T2信号的信道而不是针对每个信道出现。由于并行复用器的最大数目通常为7到8这一级(这对应于在不同RF信道上的T2信号)，并且接收器需要等待用于各RF信道的下一P2，所以向初始扫描序列添加的总时间少于2秒；这里假设示例帧长度为200毫秒。

状态65描绘了在收集接收器为了接收数据而需要的信息时的最终步骤。在状态65中，接收器使用下一符号P1以检测帧开始，接收第二前导部分P2，并且验证为了接收数据而需要的信号参数。在状态71中，优选实施例的接收器已经收集为了接收数据而需要的参数并且开始数据接收。T2信号检测的最终步骤是根据接收的P2符号中的1级信令来确认检测到的参数。图5以简化框图形式描绘了一种优选实施例接收器实施，其用于接收包括前导P1和P2的DVB-T2信号。在图5中，天线81接收包括DVB-T2信号(如果存在)的模拟RF信号。模拟前端83继而使用模数转换将信号转换成数字格式并且解调信号。在块85中，时域相关器使用前导信号P1的结构以检测两个相关。首先确定在前导P1中的部分C与A1之间的相关，其次确定在部分B与A2之间的相关。频率移位自然地是此计算的一部分。符号定时由相关器输出的绝对值来确定，并且可以根据对应角度恢复分数频率偏移。

块87继而进行分数频率纠错。块89去除保护间隔。块91执行FFT。

为了检测P1前导，块93的CDS相关器是重要的。CDS相关器的目的在于确定可以高达0.5MHz的整数频率偏移。这在第一优选实施例中是通过发现在假设的导频子载波处接收的功率来完成的。然后可以通过在频率移位范围内的滑动相关来发现频率偏移，比如：

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{int}}=\underset{k}{\max }\left[\underset{p\∈P}{\mathrm{\Σ}}{y}_{p+k}{y}_{p+k}^{*}\right]---\left(1\right)$

其中P是无频率偏移的P1导频子载波的集合，并且yx是在载波x的接收符号。

在CDS相关之后，然后在块95的DBPSK解调器中解调前导符号P1，并且输出MSS信号S1和S2。这些信号包含接收器为了接收第二前导信号P2和后续数据信号而需要的发送参数。

在一种示例方法中，P1的前导结构有利地用来确定由于整数频率偏移所致的相位旋转，然后纠正它。由于如上文在图3中所示前导P1的特定结构，由于载波频率偏移所致的相位旋转依赖于整数频率偏移和P1参数K的值。

载波频率偏移引起与OFDM符号相关、但是与子载波索引无关的相位旋转。基本OFDM符号由数据部分和保护间隔构成。如上文在图2中所示，保护间隔是来自数据部分结尾的循环副本。

在这一情况下，可以根据下式计算在两个连续OFDM符号之间的相位旋转：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}(1+\frac{N_g}{N})---\left(2\right)$

其中N是FFT尺寸，Ng是保护间隔采样数目，并且ε是规范化频率偏移、即频率偏移除以子载波间距。由于在这一阶段已经纠正任何分数频率偏移，所以ε(至少近似)为整数。实际上，(1+Ng/N)这一项可以解释为“从先前OFDM符号的开头到当前符号的开头的采样数目按FFT尺寸N来规范化”。

如图3中所示，P1符号无这一常规结构，但是有可能改写等式。首先，可以无问题地级联(在时域中)部分C和B，因为部分A具有完全1k符号(1024)的长度，这意味着部分C的结尾和部分B的开头无论整数频率偏移如何均同相。因此，在CB与A之间的相位差依赖于C的长度。对于P1符号，等式(1)因此可以改写为：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}\frac{N_C}{N}---\left(3\right)$

其中NC是部分C中的采样数目。

首先考虑K＝0的情况。当K＝0时，部分C和B具有相同长度512，并且NC/N这一项等于1/2(512/1024)，而且等式(3)变成：

其中n是整数。这一表达式对于在前导P1的部分C到部分A1之间的相位旋转成立，并且在前导P2的部分B与A2之间的旋转相反，因为它为反序。重要的是注意ejnπ＝ejn(-π)，因此校正对于C和B均相同。因此，可以首先在FFT之前级联C和B，并且可以在FFT之后施加相位纠正。也就是说，在频域中执行相位纠正(后FFT)。

从等式(4)可见，可以通过将级联CB乘以1(对于偶数ε)和-1(对于奇数ε)来纠正相位旋转。

现在考虑偏移K不等于零的情况。在当前DVB-T2提议中，当K为非零时，前导P1的部分C和B具有与算法有一些牵连的不同长度。然而仍然可以在时域中简单地级联C和B(在FFT运算之前)，然后可以在频域中处理K的影响(在FFT变换之后)。这是因为从部分C的结尾到部分B的开头的距离仍然为1024个采样，这意味着无论整数频率偏移如何，总有完全数目的循环。

对于情况K＞0，频率偏移所致的相位旋转不再为0或者π，因为部分C的长度不再准确地为512。这引起依赖于整数频率偏移和K值的相位旋转项出现。可以根据(3)计算这一相位项，并且它为：

该相位项可以容易地在接收器中由复数乘法补偿。

图6描绘了接收器的一个示例实施，该接收器用于实施上述用于确定和补偿由于整数频率偏移所致的相位错误的有利方法。由于前导P1的部分A为完全1k符号，所以可以在时域中简单地级联部分C和B(在FFT之前)，因为1k符号无论整数频率偏移如何都总有完全数目的循环。在频率变换(后FFT)之后，可以纠正在A与C/B之间的相位差，并且可以将它们相干地相加。在图6中，将标号为10的前导P1分离成标号为12的部分A和标号为14的级联序列CB。然后在块16、18处通过1k FFT变换在频域中将这些部分变换成序列。在块20处在后FFT域中向CB序列施加相位纠正。加法器24继而将两个频域序列简单地相干相加。

如果K＝0，则按照以下表达式描述通过使用估计和纠正来组合C/B和A：

$r_k^{\mathrm{CAB}}=r_k^A+r_{k+s}^{\mathrm{CB}}\mathrm{sgn}\left(\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}{r}_k^A\mathrm{sonj}\left(r_{k+s}^{\mathrm{CB}}\right)\right)---\left(6\right)$

其中ε表示C/B与A之间为子载波间距倍数的频率移位(例如ε＝1)。接收的频域采样标记为

其中k是载波索引，并且上标‘A’表明哪些部分已被用来计算这一采样。注意表达式(6)中的求和仅需计算一次，并且此后它可以应用于所有子载波(无论k如何)。如果基于估计的整数频率偏移来计算该纠正，则等式变成：

$r_k^{\mathrm{CAB}}=r_k^A+r_{k+s}^{\mathrm{CB}}(1-2\·\mathrm{mod}({\mathrm{\Δ}\hat{f}}_{\mathrm{im}},2)).---\left(7\right)$

其中

是估计的整数频率偏移。

该方法在K＝0时的另一示例实施例实施可以通过计算下式使用加权平均函数来考虑不同部分的可靠性：

$r_k^{\mathrm{CAB}}={\mathrm{wr}}_k^A+{(1-w)}_{k+s}^{\mathrm{CB}}\mathrm{agn}\left(\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}{r}_k^A\mathrm{conj}\left(r_{k+s}^{\mathrm{CB}}\right)\right)---\left(8\right)$

以及

$r_k^{\mathrm{CAB}}={\mathrm{wr}}_k^A+{(1-w)}_{k+s}^{\mathrm{CB}}(1-2\·\mathrm{mod}({\mathrm{\Δ}\hat{f}}_{\mathrm{im}},2)).---\left(9\right)$

这样的可靠性信息(加权平均函数)可以根据SNR测量来发现并且将有益于例如防范脉冲式干扰。

补偿由于非零K所致的相位项(等式(5))可以应用于A或者CB，并且它仅为复数旋转：

或者

组合的输出在这一情况下将为纠正相位的A和原CB或者原A和相位纠正的CB之和。通过加权来利用可靠性信息可以类似地应用于情况K＝0。

用于使用C/B和A部分来确定和补偿整数频率偏移所致的频域相位旋转的示例实施例方法较更常规方法而言的优点在于使用前导的所有信号能量。

另一示例方法面向接收器中的第二问题。由于前导P1的第一部分是待接收的第一符号，所以在接收器内无信道条件的在先知识，因此P1符号需要包括用于克服信道失真的一些手段。这是在子载波之间使用差分调制的原因。

如在DVB-T2发送器和接收器中使用的差分调制对引起与频率相关的相位旋转的定时偏移(即FFT窗口误放)敏感。图7图示了与频率相关的相位旋转。因此，相邻子载波未提供良好相位参考，因为它也受这一相位旋转扰动。当定时偏移(FFT窗口误放)增加时，相位旋转达到DBPSK解调不再有可能的点。这由于相邻子载波之间的可变距离(准随机CDS)而在接收前导符号P1时尤其成问题。H.Zou、B.McNair、B.Daneshrad的论文(标题为“An Integrated OFDMReceiver for High Speed Mobile Data Communication”，Proceedings ofthe IEEE Globecomm 2001，San Antonio，Texas，2001，pp，3090-3094)描述了估计在频域中针对相邻符号由定时偏移所致的相位错误。

已经确定一种用于有利地补偿这一定时偏移的示例方法。在这一示例方法中，方法在于估计由定时偏移所引起的相位旋转、然后纠正它。

首先估计相位旋转。由于可以根据时域相关(修改的保护间隔相关)来估计分数频率偏移并且可以根据CDS相关来纠正整数频率偏移，所以假设在这一点在前导P1的部分C、A和B之间现在无载波频率偏移(“CFO”)所致的相位差。可以使用上述示例方法来纠正由于频率偏移所致的相位差。也可以使用备选方法来去除载波频率偏移所致的任何相位错误。

如上文所述，可以使用CB在时域中的级联并且在变换到频域之后组合它与A(后FFT)来补偿这一错误。也可以使用其他方法来消除在发送器与接收器之间的频率偏移所致的相位错误。在任何情况下，由于现在消除由载波频率偏移所致的相位错误，所以可以估计依赖于定时偏移的从子载波k到子载波k+1的相位旋转。在一种示例方法中，这通过计算在C/B的组合与A之间的按载波的平均相位差来完成。如上文所述，部分C和B一起形成A的频率移位版本，并且可以在执行FFT之前在时域中简单地级联它们。

一旦由于定时偏移所致的相位旋转被估计，就必须纠正它。当已经估计了相邻载波之间的相位旋转时可以在DBPSK解调时考虑它。需要考虑可见子载波间距，但是那是简单直接的，因为CDS为接收器所知。如果在部分C、A和B之间的频率移位是一个子载波间距，则在邻近子载波之间估计相位旋转。因此在实际子载波间距更高的情况下，算法也可以纠正超过相位模糊度限制(即±π)的相位旋转。图8在概念框图中图示了用于实施接收器功能以实现上述用于补偿由于定时偏移而出现的相位旋转的方法。首先将标号为10的前导P1分离成部分A(标号12)以及部分C和B，如标号14中所示，需要组合部分C和B。假设已经纠正分数频率错误，这可以通过在时域中的简单级联(在FFT变换之前)来完成。接着在块16、18中FFT变换到频域之后，在块26中估计相位错误，并且在DBPSK解调28中使用相位错误估计，其中也考虑载波分布序列(“CDS”)。可以按照下式在数学上表达相位错误的估计

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{K}\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}\arg \left(y_{\mathrm{CB},k+1}{y}_{A,k}^{*}\right)---\left(12\right)$

其中yA、k是部分A的第k个子载波，并且K是P1中的子载波总数。如果需要将这一相位旋转转变成以采样为单位的时间偏移，则可以按照下式来完成：

$n_{\mathrm{error}}=\frac{\mathrm{\φN}}{2\mathrm{\π\Δk}}---\left(13\right)$

其中N和Δk是FFT尺寸和子载波距离(在这一情况下N＝1024并且Δk＝1，但是也可以更大)。

实际上，用于相位旋转的等式确切地仅在定时偏移对OFDM符号引起循环移位时适用。这对于P1符号并不严格地成立，因为保护间隔(“GI”)在频率上移位，因此向估计添加了一些噪声。

在执行估计之后，可以在DBPSK解调时实施相位纠正。通常，DBPSK解调器可以按照下式将相位差转变成软比特(-1...1)：

$b_k=2\·\frac{\mathrm{abs}\left(\arg \left(y_{k+1}{y}_k^{*}\right)\right)}{\mathrm{\π}}-1.---\left(14\right)$

这一等式的核心在于

这一项，该项计算在参考载波yk与下一所用载波yk+1(在这二者之间可以有无效载波)之间的相位差。当存在定时偏移时，需要按照估计的相位错误来补偿这些接收的采样之一(yk+1或者yk)以让相同相位参考用于两个采样。这可以例如通过将载波yk+1乘以共轭相移项来完成。

应用这一反旋，等式变成：

$b_k=2\·\frac{\mathrm{abs}\left(\arg \left(e^{-\mathrm{j\φ}{d}_k}{y}_{k+}{y}_k^{*}\right)\right)}{\mathrm{\π}}-1---\left(15\right)$

其中dk是所用子载波CDSk与CDSk+1之间为子载波间距倍数的距离，并且假设arg()返回在-π与π之间的角度。

上文描述了用于增强DVB-T2接收器中的前导接收的两种示例方法。在第一方法中描述了针对由于整数频率偏移所致的错误的相位纠正。在第二示例方法中估计由于定时偏移所致的相位错误并且使用该估计使得在前导在频域中的DBPSK解调期间补偿所得相位差。图6和图8以框图形式图示了用于执行示例相位纠正的示例接收器实施。

在另一示例方法中执行两种相位纠错。也就是说，在针对载波频率偏移的相位纠正之后也补偿定时偏移所致的相位错误。图9图示了用于实现组合的方法的一个示例接收器实施方式。在图9中，接收标号为10的前导P1，并且确定标号为12的部分A以及部分C和B。部分C和B的简单级联形成标号为14的CB，并且在时域中执行这一级联，该操作在FFT变换之前。

在块16中对部分A的FFT变换和在块18中的CB级联(回顾前文，这也包含具有频率移位的部分A)(二者均未针对1k个采样的1k个FFT变换)之后，如上文所述在块20中执行针对整数频率偏移的相位纠正。这一校正的输出现在无CFO所致的相位旋转，因而任何其余相位旋转归因于定时偏移。然后向块26输入这一输出，在该块中如参照图8所述的那样估计定时偏移所致的相位错误。在通过纠正相位差来执行补偿的DBPSK解调块28中使用该估计的输出。参见图6如上文所述，加法器24执行对A和CB变换的信号的相干相加，这里CB具有在加法器24的求和运算之前施加的相位纠正。

在另一示例方法中，可以获得DVB-T2接收器在接收前导时的操作中的附加改进。已经有利地发现可以执行纠正以根据受破坏的相关脉冲发现正确采样位置。例如在SFN信道的情况下可能恶劣地破坏相关脉冲。

图10(a)图示了在回波为0dB时理想情况的相关器输出，图10(b)图示了针对延迟为250、回波为0dB的信道的相关器输出，并且图10(c)图示了针对延迟为512、回波为0dB的相关器输出。

在示例补偿方法中提供判决逻辑，该判决逻辑检测相关器输出中的第一上升沿、然后在SFN信道的情况下考虑受破坏的脉冲形状。提供一种算法，其中第一步骤计算如下测量的导数，该测量观测相关器输出在采样之间的改变，其中采样间隔距离为D：

s_n＝abs(c_x+o)-abs(c_n)        (16)

其中c_n是相关器输出。

接着，接收器发现超过如下阈值的第一采样，该阈值是s_n的最大值的某一百分比p。最后按照D和常数K校正所得采样位置：

$\hat{n}=\underset{n}{\min }(s_n\≥p\max \left(s_n\right))+S+K.---\left(17\right)$

可以使用一个或者多个集成电路来提供上述示例DVB-T2接收器实施方式并且具体为图6、图8和图9中所示接收器实施。集成电路可以是诸如数字信号处理器、微处理器、高级RISC机器等可编程器件。ASIC集成电路技术可以用来提供用于实施接收器的一些或者所有功能的专用电路。备选地，一个或者多个现货供应的现有集成电路可以与ASIC组合或者与可编程器件组合使用以实施可操作用以实现一个或者多个示例方法的接收器。软件可以与现有接收器实施方式或者与新的可编程器件一起使用以便提供为了实施上述示例接收器方法而需要的操作。

本发明的实施例提供对DVB-T2前导接收器功能的解决方案。使用前导P1的部分A、C和B来估计和补偿在接收的OFDM前导信号中的定时偏移和频率偏移。接收器使用前导P1符号中的参数以接收包括前导P2符号中的参数的信号、然后使用这些参数来接收DVB-T2信道上的数据。如这里呈现的本发明示例实施例解决如何以最少成本和用浪费很少的***资源提供包括DVB-T2功能的接收器。

为了理解这里呈现的本发明特征和优点而描述的示例实施例和方法不是限制性的。本领域技术人员将认识到可以进行各种已知替换而仍然实现示例方法。这样的替换和明显修改被设想为本发明的附加实施例并且在所附权利要求书的范围内。

Claims (35)

1.一种方法，包括：

接收正交频分复用(“OFDM”)前导，所述前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，所述前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，所述后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；

在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，所述级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；以及

利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误。

2.根据权利要求1所述的方法，其中利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误还包括：

通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；以及

通过执行长度为N的快速傅里叶变换将所述级联符号CB变换到频域。

3.根据权利要求2所述的方法，其中利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误还包括：

估计相位旋转；以及

在频域中纠正所述相位旋转。

4.根据权利要求3所述的方法，其中估计所述相位旋转包括估计由于整数频率偏移所致的所述相位错误。

5.根据权利要求4所述的方法，其中估计由于整数频率偏移所致的所述相位旋转包括执行以下计算：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}\frac{N_c}{N}$

其中N_C是C中的采样数目，并且ε是规范化的频率偏移。

6.根据权利要求3所述的方法，其中纠正由于整数频率偏移所致的所述相位旋转包括：

对所述频域符号CB执行复数乘法以形成纠正的符号CB；以及

将所述频域符号A和纠正的符号CB相干地相加。

7.根据权利要求2所述的方法，其中利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误还包括：

估计由于定时偏移所致的相位错误；以及

在频域中在解调期间纠正由于所述定时偏移所致的所述相位错误。

8.根据权利要求7所述的方法，其中估计由于所述定时偏移所致的所述相位错误包括对所述频域符号A和CB执行以下计算：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{K}\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}\arg \left(y_{\mathrm{CB},k+1}{y}_{A,k}^{*}\right)$

其中y_A，k是部分A的第k个子载波，并且K是所述OFDM前导中的子载波总数。

9.根据权利要求7所述的方法，其中在解调期间纠正由于所述定时偏移所致的所述相位错误还包括：

执行差分二进制相移键控(“DBPSK”)解调，所述解调包括使用所述估计的相位纠错来纠正所述相位错误。

10.根据权利要求1所述的方法，其中N＝1024。

11.根据权利要求1所述的方法，其中K＝0。

12.根据权利要求1所述的方法，其中K是大于0的整数。

13.根据权利要求1所述的方法，其中所述接收所述OFDM前导符号还包括空中接收扩频调制的射频信号。

14.根据权利要求1所述的方法，其中接收所述OFDM前导符号还包括接收数字视频广播信号。

15.根据权利要求13所述的方法，其中空中接收扩频调制的射频信号还包括在天线处接收射频信号。

16.根据权利要求2所述的方法，还包括：

对所述频域符号执行差分二进制相移键控(“DBPSK”)解调并且提取将在接收后续OFDM符号时利用的参数。

17.根据权利要求16所述的方法，其中提取所述参数包括提取一个或者多个解调的信号序列。

18.一种装置，包括：

接收器电路，配置成接收正交频分复用(“OFDM”)前导，所述前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，所述前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，所述后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；

级联电路，配置成级联前缀C和后缀B以形成长度为符号A的N个采样的频率移位版本CB；以及

相位估计电路，配置成利用CB以计算相位旋转估计或者相位错误。

19.根据权利要求18所述的装置，还包括：

第一快速傅里叶变换电路，配置成对符号A执行长度为N的快速傅里叶变换；以及

第二快速傅里叶变换电路，配置成对级联符号CB执行长度为N的快速傅里叶变换。

20.根据权利要求19所述的装置，其中配置成利用CB以计算相位旋转估计或者相位错误的所述相位估计电路还包括：

相位旋转估计电路，配置成估计由于整数频率偏移所致的相位旋转；以及

纠正电路，配置成使用所述相位旋转估计来执行相位旋转纠正。

21.根据权利要求20所述的装置，其中所述相位旋转估计电路还包括配置成执行以下计算的电路：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}\frac{N_C}{N}$

其中N_C是C中的采样数目，并且ε是规范化的频率偏移。

22.根据权利要求21所述的装置，其中配置成使用所述相位旋转估计来执行相位旋转纠正的所述纠正电路还包括：

乘法器电路，配置成对所述频域符号CB执行复数乘法以形成纠正的符号CB；以及

加法器电路，配置成将所述频域符号A和所述频域纠正的符号CB相干地相加。

23.根据权利要求19所述的装置，其中配置成利用CB以计算相位旋转估计或者相位错误的所述相位估计电路还包括：

配置成估计由于定时偏移所致的相位错误的电路；以及

配置成在解调期间利用由于所述定时偏移所致的所述相位错误估计在频域中纠正所述相位错误的电路。

24.根据权利要求23所述的装置，其中配置成估计由于定时偏移所致的相位错误的所述电路还包括配置成对所述频域符号A和所述频域级联符号CB执行以下计算的电路：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{K}\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}\arg \left(y_{\mathrm{CB},k+1}{y}_{A,k}^{*}\right)$

其中y_A，k是部分A的第k个子载波，并且K是所述OFDM前导中的子载波总数。

25.根据权利要求24所述的装置，其中配置成在解调期间利用由于所述定时偏移所致的所述相位错误估计来纠正所述相位错误的所述电路还包括：

解调电路，配置成通过执行差分二进制相移键控(“DBPSK”)解调来纠正由于所述定时偏移所致的所述相位错误，所述解调包括使用所述相位错误估计来纠正所述相位错误。

26.根据权利要求18所述的装置，其中所述接收器电路还包括：

模拟前端电路，配置成接收扩频调制的射频信号并且对所述接收的射频信号执行基带处理；以及

模数电路，配置成从所述模拟前端电路接收模拟信号并且执行模数转换从而输出所述OFDM符号。

27.根据权利要求18所述的装置，还包括天线。

28.一种计算机可读介质，包含在由可编程接收器处理器执行时执行以下操作的指令：

接收正交频分复用(“OFDM”)前导，所述前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，所述前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，所述后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；

在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB，所述级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；以及

利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误。

29.根据权利要求28所述的计算机可读介质，还包括在由可编程接收器处理器执行时执行以下操作的指令：

通过执行长度为N的快速傅里叶变换将A变换到频域；以及

通过执行长度为N的快速傅里叶变换将所述级联符号CB变换到频域。

30.根据权利要求29所述的计算机可读介质，其中所述利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误的指令还包括执行以下计算的指令：

$\mathrm{\Δ\φ}=2\mathrm{\π\ϵ}\frac{N_C}{N}$

其中N_C是C中的采样数目，并且ε是规范化的频率偏移。

31.根据权利要求30所述的计算机可读介质，其中所述利用级联符号CB以估计相位旋转的指令还包括执行以下操作的指令：

通过对所述频域符号CB执行复数乘法来纠正由于整数频率偏移所致的所述相位旋转；以及

将所述频域符号A和所述纠正的频域符号CB相干地相加。

32.根据权利要求29所述的计算机可读介质，其中所述利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误的指令还包括执行以下操作的指令：

估计由于定时偏移所致的相位错误；以及

在解调期间纠正由于所述定时偏移所致的所述相位错误。

33.根据权利要求32所述的计算机可读介质，其中所述执行估计所述相位错误的指令还包括对所述频域符号A和CB执行以下计算的指令：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\frac{1}{K}\underset{k\∈\mathrm{CDS}}{\mathrm{\Σ}}\arg \left(y_{\mathrm{CB},k+1}{y}_{A,k}^{*}\right)$

其中y_A，k是部分A的第k个子载波，并且K是所述OFDM前导中的子载波总数。

34.根据权利要求33所述的计算机可读介质，其中所述执行纠正所述相位错误的指令还包括执行以下操作的指令：

差分二进制相移键控(“DBPSK”)解调，所述解调包括使用所述估计的相位错误来纠正所述相位错误。

35.一种设备，包括：

用于接收正交频分复用(“OFDM”)前导的装置，所述前导包括长度为N个采样的符号A、前缀C和后缀B，所述前缀C包括A的长度为N/2个采样加上偏移K个采样的第一段的频率移位循环扩展，所述后缀B包括A的长度为N/2个采样减去偏移K个采样的其余段的频率移位循环扩展；

用于在时域中级联前缀C和后缀B以形成级联符号CB的装置，所述级联符号CB是A的长度为N的频率移位版本；以及

用于利用级联符号CB以估计相位旋转或者相位错误的装置。

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