CN101911557B - 接收处理方法及接收装置 - Google Patents

Abstract

进行如下控制，使有关第1子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度，比有关第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除被夹在属于分别发送已知信号的第1子载波组的子载波的频率中的最高频率与最低频率之间的频带之外的频率，并且属于分别发送基于所述已知信号实施了传播路径补偿的数据信号的第2子载波组，所述第2子载波具有所述频带内的频率、并且属于所述第2子载波组，基于进行了所述控制的可靠度，对有关所述第1子载波及第2子载波的传播路径补偿后的信号进行纠错处理。

Description

接收处理方法及接收装置

技术领域

本发明涉及接收处理方法及接收装置。本发明例如能够用于OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)和OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access，正交频分复用多址)等的多载波通信中。 

背景技术

在无线通信中，从发送机发送的信号经过多条传播路径(多径)到达接收机。因此，有时在接收机中观测到的信号受到了多径衰落的影响，成为振幅或相位失真的波形。关于校正这种失真的手段之一有同步检波，其采用了在发送机与接收机之间已知的信号即导频信号(也称为参考信号)。 

在进行同步检波的无线通信***中，从发送机发送导频信号，在接收机中使用该已知的接收信号来估计(信道估计)传播路径响应(传播路径值)，使用该传播路径估计值进行数据信号的传播路径补偿。因此，在传播路径估计值的误差大时，将对数据信号的传播路径补偿造成影响，并导致数据信号的错误率增加。 

另外，作为近年来的无线通信***的一种，已知有能够实现较高的频率利用效率的OFDM及OFDMA等进行多载波传输的***。 

OFDM(或OFDMA)是使用多个正交的子载波来传输信号的技术。在OFDM中，按照每个子载波来生成传播路径估计值，针对被映射到子载波的数据信号，使用该传播路径估计值进行数据信号的传播路径补偿(均衡)。 

例如，在OFDM的接收机(以下也称为OFDM接收机)中，从接收信号中检测有效符号成分，将该检测定时设为FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)定时，对有效符号进行FFT处理。由此，接收信号被从时域转换为频域的信号。 

OFDM接收机从该FFT处理后的频域信号中检测导频信号(所映射的子载波)，使用该导频信号进行传播路径估计，并进行数据信号的传播路径补偿。 

然后，OFDM接收机对于所述传播路径补偿后的数据信号，例如求出作为在纠错中使用的接收信号符号的可靠度信息之一的对数似然比(LLR：Log Likelihood Ratio)，使用该信息来对接收信号符号进行纠错。 

这里，在传输环境是多径环境时，通常由于频率选择性衰落，传播路径估计值的相位和振幅因每个子载波而不同。在下述的专利文献1中，关于多径延迟扩展量大的情况，指出了相邻子载波之间的衰落变动增大，在这种情况下，可以通过进行减弱该子载波的接收数据的对数似然比(LLR)的加权，来提高纠错的效果。 

专利文献1：日本专利第3594828号公报 

在上述的现有技术中没有考虑下述情况，即，在通信频带中存在如下的子载波(例如，通信频带端部及其附近的子载波)，这些子载波能用于求取传播路径估计值的导频信号数量比其它子载波的少，而且所得到的传播路径估计值的精度相比其它子载波的更容易恶化。 

发明内容

本发明的目的之一在于，考虑这种子载波的存在而改善接收信号的错误率特性。 

另外，不限于前述目的，本发明的另一个目的在于，实现通过在后面叙述的用于实施发明的最佳方式中示出的各个结构所导出的作用效果即现有技术不能得到的作用效果。 

例如，采用下述的方案。 

(1)可以采用一种接收处理方法，在与多载波对应的接收装置的接收处理方法中，该接收装置接收第1子载波组和第2子载波组，该第1子载波组对应于分别发送用于获得传播路径估计值的已知信号的多个子 载波，该第2子载波组对应于分别发送根据使用所述已知信号求出的传播路径估计值来实施了传播路径补偿的数据信号的多个子载波，所述接收处理方法的特征在于，包括以下步骤：进行控制，使有关第1子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度，比有关第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除被夹在属于所述第1子载波组的子载波的频率中的最高频率与最低频率之间的频带之外的频率，并且属于所述第2子载波组，所述第2子载波具有该频带内的频率，并且属于所述第2子载波组，基于进行了所述控制的可靠度，对于有关所述第1子载波及所述第2子载波的传播路径补偿后的信号进行纠错处理。 

(2)并且，也可以采用一种接收处理方法：根据预定通信频带中的已知接收信号，生成每个子载波的传播路径估计值，使用所述传播路径估计值，对映射到任一个子载波的接收数据信号进行传播路径补偿，求出所述传播路径补偿后的所述接收数据信号的可靠度信息，进行加权控制，对于用于求取所述传播路径估计值的所述已知接收信号的数量比其它子载波少的子载波，使关于这些子载波得到的可靠度信息的权重比关于其它子载波得到的可靠度信息的权重小，使用所述加权控制后的可靠度信息进行所述接收数据信号的纠错。 

(3)其中，所述加权控制的对象可以是针对所述通信频带的端部的子载波或者该子载波及其附近的子载波得到的可靠度信息。 

(4)并且，所述加权控制可以是如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波，使其权重越小。 

(5)另外，所述加权控制可以是如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波组，使其权重越小。 

(6)其中，可以根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果来控制作为所述加权控制的对象的子载波数。 

(7)另外，可以根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果来控制在所述加权控制中使用的加权系数。 

(8)并且，可以根据接收信号的接收质量信息的测定结果来控制在所述加权控制中使用的加权系数。 

(9)另外，在所述已知接收信号所映射的子载波随时间变化的情况下，可以根据各自的映射状态，控制作为所述加权控制的对象的子载波以及在所述加权控制中使用的加权系数的任一方或双方。 

(10)并且，当在所述通信频带中隔着不发送的一个或多个子载波而存在多个子载波组的情况下，按照所述子载波组来实施所述加权控制。 

(11)另外，可以采用一种接收装置，在与多载波对应的接收装置中，该接收装置接收第1子载波组和第2子载波组，该第1子载波组对应于分别发送用于获得传播路径估计值的已知信号的多个子载波，该第2子载波组对应于分别发送根据使用所述已知信号求出的传播路径估计值实施了传播路径补偿的数据信号的多个子载波，所述接收装置具有：控制部，其进行如下控制，使有关第1子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度，比有关第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除被夹在属于所述第1子载波组的子载波的频率中的最高频率与最低频率之间的频带之外的频率，并且属于所述第2子载波组，所述第2子载波具有该频带内的频率，并且属于所述第2子载波组；和纠错部，其基于进行了所述控制的可靠度，对于有关所述第1子载波及所述第2子载波的传播路径补偿后的信号进行纠错处理。 

(12)并且，也可以采用一种接收装置，该接收装置具有：传播路径估计部，其根据预定通信频带中的已知接收信号，生成每个子载波的传播路径估计值；传播路径补偿部，其使用所述传播路径估计值对映射到任一个子载波的接收数据信号进行传播路径补偿；可靠度信息生成部，其求出所述传播路径补偿后的所述接收数据信号的可靠度信息；加权控制部，其进行加权控制，对于用于求取所述传播路径估计值的所述已知接收信号的数量比其它少的子载波，使关于这些子载波得到的可靠度信息的加权比关于其它子载波得到的可靠度信息的加权小；和纠错部，其使用所述加权控制后的可靠度信息进行所述数据信号的纠错。 

(13)其中，所述加权控制部可以把所述加权控制的对象设为针对所述通信频带的端部的子载波或者该子载波及其附近的子载波得到的可靠度信息。 

(14)并且，所述加权控制部可以进行如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波，使其权重越小。 

(15)另外，所述加权控制部可以进行如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波组，使其权重越小。 

(16)并且，所述加权控制部可以根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果，控制作为所述加权控制的对象的子载波数量。 

(17)另外，所述加权控制部可以根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果，控制在所述加权控制中使用的加权系数。 

(18)并且，所述加权控制部可以根据接收信号的接收质量信息的测定结果，控制在所述加权控制中使用的加权系数。 

(19)另外，在所述已知接收信号所映射的子载波随时间变化的情况下，所述加权控制部可以根据各自的映射状态，控制作为所述加权控制的对象的子载波以及在所述加权控制中使用的加权系数的任一方或双方。 

(20)并且，当在所述通信频带中隔着不发送的一个或多个子载波而存在多个子载波组的情况下，所述加权控制部按照所述子载波组来实施加权控制。 

本发明能够改善接收信号的错误率特性。 

附图说明

图1是示出了第1实施方式的OFDM接收机的结构示例的框图。 

图2是说明图1所示的LLR校正部的LLR加权处理的一例的示意图。 

图3是说明图1所示的LLR校正部的LLR加权处理的第1变形例的示意图。 

图4是说明图1所示的LLR校正部的LLR加权处理的第2变形例的示意图。 

图5是说明图1所示的LLR校正部的LLR加权处理的第3变形例的示意图。 

图6是说明图1所示的LLR校正部的LLR加权处理的第4变形例的示意图。 

图7是示出了第2实施方式的OFDM接收机的结构示例的框图。 

图8是说明图7所示的LLR校正部的LLR加权处理的一例的示意图。 

图9是说明图7所示的LLR校正部的LLR加权处理的第1变形例的示意图。 

图10是示出了第3实施方式的OFDM接收机的结构示例的框图。 

图11是说明图10所示的LLR校正部的LLR加权处理的一例的示意图。 

图12是说明第4实施方式的LLR加权处理的一例的示意图。 

图13是说明第6实施方式的LLR加权处理的一例的示意图。 

图14是说明第7实施方式的LLR加权处理的一例的示意图。 

图15是说明仿真的一例的示意图。 

图16是示出了仿真结果的一例的曲线图。 

图17是示出了在通信频带中导频信号与数据信号被映射到子载波上的情况的示意图。 

图18是示出了与图17所示的发送信号对应的接收信号的一例的示意图。 

图19是示出了根据图17所示的导频信号进行数据信号的传播路径估计的情况的示意图。 

图20是示出了在通信频带的频域中将多个子载波的导频信号平均来进行传播路径估计的情况的示意图。 

标号说明 

10 OFDM接收机；11接收天线；12无线部；13 ADC(Analog to DigitalConverter，模拟数字转换器)；14定时同步部；15 FFT(Fast FourierTransformer，快速傅立叶变换器)；16传播路径估计部；17传播路径补偿部；18 LLR运算部；19 LLR校正部；20纠错部；21延迟扩展测定部；22 SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)测定部。 

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施方式。但是，以下说明的实施方式毕竟只是示例，不能理解为将下面没有示出的各种变形或技术应用排除在外。即，本发明能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变形(组合各个实施例等)并实施。 

(A)简要说明 

在像OFDM(或OFDMA)那样利用多载波的无线通信***中，存在限制一部分的子载波(频率)而映射导频信号并进行发送的情况。例如，图17示出了在预定的通信频带中，按照每2个子载波来映射导频信号(为了与数据信号区分，对导频信号赋予箭头来进行表述。以后也相同)，并将导频信号与不包含导频信号的数据信号(无箭头)复用的情况。在这种情况下，有时在通信频带的端部的子载波中映射的不是导频信号而是数据信号。 

这种复用信号从发送机经过多径衰落信道，例如作为图18所示的相位和振幅发生了变化的信号，被接收机接收。 

在接收机中，如前面所述，为了进行数据信号的传播路径补偿，使用导频信号进行传播路径估计。作为其一例，图19示出了基于图17所示的导频信号(箭头)来进行数据信号(无箭头)的传播路径估计的情况。 

例如，可以通过对从映射到相邻子载波的两个导频信号得到的传播路径估计值进行线性插值，来求出数据信号所映射的子载波的传播路径估计值。 

这里，如图19所示，当映射到通信频带端部的子载波中的不是导频信号时，例如可以通过外插来求出该子载波的传播路径估计值。 

但是，外插与内插相比，由于使用的导频信号数量少，所以传播路径估计值的精度容易恶化。因此，当数据信号被映射到通信频带的端部的子载波时，其结果是在该传播路径补偿中使用了精度比其它传播路径估计值差的传播路径估计值。结果，传播路径补偿后的数据信号的LLR 的精度也变差，导致纠错时错误率增加，有时不能获得足够的接收性能。 

另外，即使在将导频信号映射到通信频带内的全部子载波的情况下，通信频带的端部的子载波与其它子载波相比，有时也不能获得足够的接收性能。 

例如，如图20所示，考虑导频信号被映射到通信频带的全部子载波的接收信号。在进行某子载波的传播路径估计时，有时通过对周围子载波的导频信号进行平均来进行传播路径估计。 

其目的是，在多径延迟扩展量较小的情况下，利用周围子载波的传播路径估计值的相关性变高的倾向对多个导频信号进行平均，由此获得高精度的传播路径估计值。 

例如，考虑以作为传播路径估计对象的子载波为中心取两侧各1个子载波作为平均的对象(即，获取合计3个子载波的平均)。在这种情况下，对于通信频带的中心，可进行3个子载波的平均，对于通信频带的两端只进行2个子载波的平均。 

在这种情况下，与通信频带两端的子载波相关的传播路径估计值的精度，容易比其它子载波的传播路径估计值的精度差。因此，在这种情况下，数据信号的错误率也增加，有时不能获得足够的接收性能。 

换言之，关于用于求取传播路径估计值的导频信号数量比其它子载波少的子载波，其得到的LLR的精度比其它子载波差。 

因此，在本实施方式中，关于像通信频带端部、或者像通信频带端部及其附近的子载波那样、用于传播路径估计的导频信号数量少于预定数量的子载波，对映射到该子载波的接收数据信号的可靠度信息(LLR)进行比其它可靠度信息弱的加权控制。 

这里，将与分别发送用于获得传播路径估计值的导频信号的多个子载波对应的子载波组设为第1子载波组，将与分别发送实施了传播路径补偿(该传播路径补偿是基于使用所述导频信号求出的传播路径估计值来进行的)的数据信号的多个子载波对应的子载波组设为第2子载波组，此时进行所述加权控制的对象将是有关如下子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度，所述子载波具有除被夹在属于所述第1子载波组的子载 波中的最高频率与最低频率之间的频带之外的频率，并且属于所述第2子载波组。 

即，进行下述控制，使有关如下第1子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度，比有关如下第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除被夹在属于所述第1子载波组的子载波中的最高频率与最低频率之间的频带之外的频率，并且属于所述第2子载波组，所述第2子载波具有所述频带内的频率，并且属于所述第2子载波组。 

由此，能够抑制将精度较低的LLR用于纠错，改善纠错后的数据信号的错误率特性。另外，在后文中“通信频带端部”包括表示通信频带中最低或最高频率的子载波的情况，也包括包含该子载波附近的一个或多个子载波的情况。 

(B)第1实施方式 

图1是示出了第1实施方式的OFDM接收机的结构示例的框图。 

该图1所示的OFDM接收机(以下也简称为“接收机”)10，例如具有接收天线11、无线部12、ADC(Analog to Digital Converter，模拟数字转换器)13、定时同步部14、FFT(Fast Fourier Transformer，快速傅立叶转换器)15、传播路径估计部16、传播路径补偿部17、LLR运算部18、LLR校正部19和纠错部20。另外，该OFDM接收机10可以应用于无线基站的接收***，也可以应用于无线终端(移动台)的接收***。 

其中，接收天线11接收从OFDM发送机(省略图示)通过多载波发送的信号(OFDM符号)。 

无线部12对于由该接收天线11接收到的信号，进行低噪声放大、向基带频率的频率转换(下变频)、由滚降滤波器等进行的频带限制等的接收处理。 

ADC 13将无线部12进行了所述接收处理后的接收信号转换为数字信号。所得到的数字信号被输入到定时同步部14和FFT 15。 

定时同步部14从通过ADC 13得到的数字信号的接收信号中检测有 效符号成分，把其检测定时作为FFT定时输出给FFT 15。 

FFT 15在定时同步部14输出的所述FFT定时，对来自ADC 13的数字信号(时域信号)进行FFT处理，由此转换为频域信号。 

传播路径估计部16从所述FFT处理后的频域信号中，检测作为已知接收信号的导频信号所映射的子载波频率成分，根据该导频信号来估计与OFDM发送机之间的传播路径，求出每个子载波的传播路径估计值。另外，关于没有映射导频信号的子载波的传播路径估计值，可以通过内插或外插来求出。而且，也可以如前面叙述的那样通过对多个导频信号进行平均来求出传播路径估计值。 

传播路径补偿部17针对映射到所述FFT处理后的频域信号的子载波的任一子载波中的数据信号成分，使用通过传播路径估计部16得到的每个子载波的传播路径估计值进行传播路径补偿。 

LLR运算部(可靠度信息生成部)18针对由传播路径补偿部17进行了传播路径补偿后的数据信号，求出每比特的LLR(其是在通过纠错部20进行纠错(软判决解码)时使用的可靠度信息的一种)。 

LLR校正部(加权控制部)19对于通过LLR运算部18得到的所述每比特的LLR，进行与子载波对应的加权控制而进行校正。例如，当存在像通信频带端部那样、在进行外插等来求出传播路径估计值时所使用的导频信号数比其它子载波使用的导频信号数少的子载波时，LLR校正部19对于该子载波，使其LLR的权重比关于其它子载波得到的LLR低。 

纠错部20使用通过LLR校正部19进行了所述校正(加权)后的每比特的LLR，进行接收信号的纠错。这里，在LLR校正部19中，对使用基于外插(通常外插时的精度比内插时低)的传播路径补偿值进行了传播路径补偿的数据信号的LLR实施加权，使其权重低于使用基于内插的传播路径补偿值进行了传播路径补偿的数据信号的LLR的权重，所以能够抑制整体的错误率特性的恶化，获得预期的接收性能。 

下面，关于如上所述构成的本示例的OFDM接收机10的动作，着重叙述传播路径补偿部17、LLR运算部18和LLR校正部19。 

将通信频带的子载波数量表示为N_c个，将子载波#k(其中，0≤k≤N_c -1)中的传播路径估计值表示为 将接收机10中子载波#k的接收数据(FFT处理后的数据)表示为r(k)。 

在传播路径补偿部17中，针对各个子载波#k的接收数据r(k)，按照下式(1)所示地对由传播路径受到的失真进行补偿。 

式(1) 

$\tilde{s}\left(k\right)={\tilde{h}}^{*}\left(k\right)\×r\left(k\right)\·\·\·\left(1\right)$

然后，在LLR运算部18中，对进行了传播路径补偿的信号 求出每比特的LLR。例如， 由N比特来表示，在将该第n比特表示为b_n(k)∈{-1，+1}时，其LLR由下式(2)表示，在LLR运算部18中对其求解。 

式(2) 

${\mathrm{\λ}}_1\left(b_n\left(k\right)\right)=\ln \frac{\mathrm{Pr}\left(\tilde{s}\left(k\right)\right|b_n\left(k\right)=+1)}{\mathrm{Pr}\left(\tilde{s}\left(k\right)\right|b_n\left(k\right)=-1)}\·\·\·\left(2\right)$

另外，如该式(2)表示的P_r(X|Y)是指Y中的带条件X的概率。 

LLR校正部19将通过上述式(2)得到的每比特的LLR乘以与子载波#k对应的加权系数(下面也称为LLR加权系数)。 

例如，如图2的(1)所示，在通信频带中按照每3个子载波来映射导频信号，在通信频带两端的3个子载波中映射有数据信号，在这种情况下，例如通过外插求出有关该两端的3个子载波的数据信号的传播路径估计值。 

因此，在LLR校正部19中进行由下式(3)表示的处理。 

式(3) 

${\mathrm{\&lambda;}}_2\left(b_n\left(k\right)\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;}}_1\&times;{\mathrm{\&lambda;}}_1\left(b_n\left(k\right)\right)& (0\&le;k\&le;k_1)\\ {\mathrm{\&alpha;}}_2\&times;{\mathrm{\&lambda;}}_1\left(b_n\left(k\right)\right)& (K_1<k<K_2)\\ {\mathrm{\&alpha;}}_3\&times;{\mathrm{\&lambda;}}_1\left(b_n\left(k\right)\right)& (K_2\&le;k\&le;N_e-1)\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

上述的式(3)表示，例如如图2的(2)所示，在频域中由子载波#k＝K₁及K₂(＞K₁)对通信频带进行分割而得到的3个区间中，对按照上述式(2)求出的LLR〔λ₁(b_n(k))〕分别乘以加权系数α₁、α₂、α₃。 

即，在图2的(2)所示的示例中，对进行外插的低频侧频域(下面也称为外插区间)所包含的3个子载波#k＝0、1、2(K₁)的LLR，分别乘 以加权系数α₁，对高频侧的外插区间所包含的3个子载波#k＝N_c-3(K₂)、N_c-2、N_c-1的LLR，分别乘以加权系数α₃，对剩余的非外插区间的频域(例如，获得基于内插的传播路径估计值的频域(下面也将其称为内插区间))所包含的子载波#k的LLR，乘以加权系数α₂。 

这相当于进行下述控制，即，使有关第1子载波的传播路径补偿后的信号(即外插区间的信号)的可靠度，比有关第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除被夹在属于第1子载波组(其分别发送导频信号)的子载波频率中的最高频率与最低频率之间的频带之外(外插区间)的频率，并且属于第2子载波组(其分别发送根据导频信号实施了传播路径补偿的数据信号)，所述第2子载波具有所述频带内(除外插区间之外的频带内)的频率，并且属于所述第2子载波组。 

其中，关于外插区间的加权系数α₁、α₃(其中，0≤α₁，0≤α₃)与内插区间的加权系数α₂(其中，0＜α₂)之间的关系，例如设为α₁＜α₂，α₃＜α₂。即，针对外插区间的LLR乘以比内插区间的加权系数α₂小的加权系数α₁、α₃。作为一例，预先设定数值α₁＝0.4，α₂＝1，α₃＝0.3。另外，α₂的上限值也可以不是1。在本示例中，预先设定为数值α₁＝0.4，α₂＝1，α₃＝0.3，但也可以设定为这些数值的例如2倍，α₁＝0.8，α₂＝2，α₃＝0.6。 

这样，向纠错部20输入通过LLR校正部19对由LLR运算部18得到的LLRλ₁(b_n(k))进行加权处理后的λ₂(b_n(k))，由此能够改善错误率特性。 

另外，在上述的示例中设为α₃＜α₁，但也可以设为α₃＝α₁，还可以设为α₃＞α₁。 

(b1)第1变形例 

在图2的(2)中，仅对外插区间乘以比内插区间小的加权系数，但在如前面根据图20叙述的那样在频率方向上对多个子载波的导频信号进行平均的情况下，可包含有关外插区间的子载波#k的LLR。 

因此，也存在优选不仅对外插区间，也对内插区间的一部分(相比外插区间靠近通信频带中心侧的区间)进行与外插区间相同的加权处理的情况。例如，如图3所示，也可以对包括外插区间附近的一部分内插 区间的区间乘以比α₂小的加权系数α₁、α₃。 

另外，在本示例中，说明了在求出传播路径估计值时进行外插、内插的情况，但在如前面根据图20叙述的那样，即使在对多个子载波的传播路径估计值进行平均的情况下，也同样能应用上述的由LLR校正部19进行的加权处理，这一点在后面的说明中也相同。 

(b2)第2变形例 

此外，上述示例是在通信频带两端进行外插的情况，但也存在例如图4所示的情况，即，利用导频信号的映射(配置)方法仅在通信频带一侧的边缘进行外插的情况。在这种情况下，如下述式(4)所示，可以只对进行外插的、通信频带一侧的子载波#k乘以比其它子载波小的加权系数α₁(＜α₂)。 

式(4) 

${\mathrm{\&lambda;}}_2\left(b_n\left(k\right)\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;}}_1\&times;{\mathrm{\&lambda;}}_1\left(b_n\left(k\right)\right)& (0\&le;k\&le;K_1)\\ {\mathrm{\&alpha;}}_2\&times;{\mathrm{\&lambda;}}_1\left(b_n\left(k\right)\right)& (K_1<k\&le;N_e-1)\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

(b3)第3变形例 

在上述示例中，将外插区间的LLR加权系数α₁、α₃设为在该区间中固定(相同)，但关于外插区间也可以针对每一个或多个子载波乘以不同的LLR加权系数α。 

例如，如图5所示，考虑外插区间在频率方向比较长的情况。如前所述，通过外插求出的传播路径估计值的精度具有越接近通信频带端部越容易恶化的趋势，所以LLR校正部19例如将外插区间分割成多个子载波块(组)，在一部分或全部块中对LLR进行不同的加权。 

在图5的示例中，在通信频带两端分别对3个子载波进行外插，对左端(低频侧)采用按照每个子载波而不同的3个LLR加权系数α₁、α₂、α₃。另一方面，对右端(高频侧)，划分为1个子载波和2个子载波，分别采用不同的LLR加权系数α₅、α₆。其中，越是接近通信频带的端部的子载波，其LLR加权系数越小(α₁＜α₂＜α₃＜α₄，α₄＞α₅＞α₆)。 

(b4)第4变形例 

此外，在外插区间中，也可以不针对每个子载波改变LLR加权系数，而是对一部分的多个子载波应用相同LLR加权系数。例如，如图6所示， 在LLR校正部19中，对于乘以LLR加权系数的区间长度(子载波数量)，在通信频带的左端侧设为L_l，在右端侧设为L_r。在本示例中，假设按照这些区间长度L_l、L_r来进行外插。 

并且，将L_l分割为M_l个(M_l为2以上的整数)，将M_l个各个区间的子载波数量分别表示为N_l(1)～N_l(M_l)(都是1以上的整数)，同样将L_r分割为M_r个(M_r为2以上的整数)，将M_r个各个区间的子载波数量分别表示为N_r(1)～N_r(M_r)(都是1以上的整数)。 

其中，M_l、N_l(1)～N_l(M_l)、M_r、N_r(1)～N_r(M_r)的值可以是预先设定的值。例如，如图6中所示，可以预先设定M_l＝3、N_l(1)＝2、N_l(2)＝2、N_l(3)＝1、M_r＝2、N_r(1)＝2、N_r(2)＝2等的值。 

在该示例中，在N_l(1)区间中应用的LLR加权系数是α₁，在N_l(2)区间中应用的LLR加权系数是α₂，在N_l(3)区间中应用的LLR加权系数是α₃，在N_r(1)区间中应用的LLR加权系数是α₅，在N_r(2)区间中应用的LLR加权系数是α₆，并且相对于频带中心侧的LLR加权系数α₄，设为(0≤)α₁＜α₂＜α₃＜α₄，(1≥)α₄＞α₅＞α₆。 

也就是说，在本示例中，LLR校正部19对于越靠近通信频带的端部的子载波，将其应用的LLR加权系数设定(控制)为越小的值。由此，即使在越靠近通信频带的端部的子载波处所获得的传播路径估计值越容易恶化的情况下，也能有效地改善错误率特性。 

(C)第2实施方式 

在多径延迟扩展量大的情况下，由于子载波之间的传播路径值的变动较大，所以基于外插的传播路径估计值的精度容易恶化。考虑到这一点，LLR校正部19也可以根据延迟扩展量，适应性地改变所述M_l、N_l(1)～N_l(M₁)、M_r、N_r(1)～N_r(M_r)的值(即，外插区间的分割数量、分割区间中包含的子载波数量)。 

因此，在本实施方式的OFDM接收机10中，例如，如图7所示，设置了延迟扩展测定部21，该延迟扩展测定部21用于根据由传播路径估计部16得到的传播路径估计值来测定延迟扩展量，LLR校正部19根据该延迟扩展测定部21的测定结果，适应性地控制要应用的LLR加权系 数。 

例如，在延迟扩展量比阈值大的情况下，由于子载波之间的传播路径值的变动较大，所以越靠近外插区间的频带边缘，传播路径估计值的精度越差。因此，在延迟扩展较大的外插区间中，优选为增加该区间的分割数量，对分割区间应用不同的LLR加权系数。 

另一方面，在延迟扩展量较小的情况下，基于外插的传播路径估计值的精度不像延迟扩展较大时那么差，所以相比延迟扩展量较大的情况，可以减少外插区间的分割数量(或者不分割)，减少要减弱LLR的加权的对象区间。 

例如，关于由延迟扩展测定部21测定的延迟扩展量比某个阈值小的情况以及比某个阈值大的情况，在LLR校正部19中，预先将两种M_l、N_l(1)～N_l(M₁)、M_r、N_r(1)～N_r(M_r)的值保存在存储器等中，LLR校正部19根据所述延迟扩展量与所述阈值的比较，适应性地切换这些数值。但是，保存在所述存储器中的值不限于上述两种。 

图8表示其一例。另外，图8的(1)表示在通信频带中，按照每5个子载波来映射导频信号，分别在通信频带两端的区间长度L_l、L_r进行外插的情况。并且，图8的(2)表示由延迟扩展测定部21测定的延迟扩展量比阈值大时的LLR的加权的情况，图8的(3)表示由延迟扩展测定部21测定的延迟扩展量为阈值以下时的LLR的加权的情况。 

即，当延迟扩展量比阈值小时，例如，设M_l＝1，M_r＝1，减少应用LLR加权系数的区间数量。另一方面，在延迟扩展为阈值以上时，按照M_l＝3，M_r＝2的方式分割外插区间，在各个分割区间应用不同的LLR加权系数。 

另外，本示例将延迟扩展量作为基准，但是也可以替代地或附加地，将相邻子载波之间的传播路径估计值的变动量作为基准，进行相同的处理。 

(c1)第1变形例 

如前面所述，进行外插时的传播路径估计值的精度具有延迟扩展量越大精度越恶化的趋势。在上述第2实施方式中，示出了根据延迟扩展 量适应性地控制LLR加权系数的应用对象区间的示例。在本变形例中，示出根据延迟扩展测定部21所测定出的延迟扩展量来适应性地控制LLR校正部19将要应用的LLR加权系数的示例。 

图9表示其一例。另外，图9的(1)表示在通信频带中，按照每3个子载波来映射导频信号，在通信频带两端的区间中分别进行外插的情况。并且，图9的(2)表示由延迟扩展测定部21测定的延迟扩展量比阈值大时的LLR的加权的情况，图9的(3)表示由延迟扩展测定部21测定的延迟扩展量为阈值以下时的LLR的加权的情况。 

即，关于延迟扩展量设定某个阈值，如果由延迟扩展测定部21测定的延迟扩展量σ_s ²小于该阈值，则LLR校正部19如图9的(2)所示设为(α₁，α₂，α₃)＝(A₁ ⁽¹⁾，A₂ ⁽¹⁾，A₃ ⁽¹⁾)，如果σ_s ²为阈值以上，则LLR校正部19如图9的(3)所示设为(α₁，α₂，α₃)＝(A₁ ⁽²⁾，A₂ ⁽²⁾，A₃ ⁽²⁾)。其中，(0≤)A₃ ⁽¹⁾＜A₁ ⁽¹⁾＜A₂ ⁽¹⁾，(0≤)A₃ ⁽²⁾＜A₁ ⁽²⁾＜A₂ ⁽²⁾。并且，A₁ ⁽¹⁾、A₂ ⁽¹⁾、A₃ ⁽¹⁾、A₁ ⁽²⁾、A₂ ⁽²⁾、A₃ ⁽²⁾可以是预先设定的值。 

换言之，LLR校正部19控制LLR加权系数，使得在延迟扩展量σ_s ²比阈值小时，通信频带两端侧的LLR加权系数与通信频带中心侧的LLR加权系数之比较大，在延迟扩展量σ_s ²为所述阈值以上时，所述比值较小。这种控制可以通过例如下式(5)表示。 

式(5) 

$\frac{A_1^{\left(1\right)}}{A_2^{\left(1\right)}}>\frac{A_1^{\left(2\right)}}{A_2^{\left(2\right)}},\frac{A_3^{\left(1\right)}}{A_2^{\left(1\right)}}>\frac{A_3^{\left(2\right)}}{A_2^{\left(2\right)}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

另外，LLR校正部19也可以将LLR加权系数确定为延迟扩展量σ_s ²的函数，例如设为(α₁，α₂，α₃)＝(f₁(σ_s ²)，f₂(σ_s ²)，f₃(σ_s ²))。 

并且，也可以替代延迟扩展量或者附加地将相邻子载波之间的传播路径估计值的变动量作为基准来进行上述加权处理。 

(D)第3实施方式 

在OFDM接收机10中，在接收信号的信噪比(SNR：Signal to NoiseRatio)较低的情况下，与SNR较高的情况相比，传播路径估计值的精度在通信频带整个区域中具有变差的趋势。在这种情况下，也可以不进行LLR加权。 

因此，在本实施方式的OFDM接收机10中，例如如图10所示，优选设置SNR测定部22，该SNR测定部22用于根据由传播路径估计部16得到的传播路径估计值来测定接收SNR，根据由该SNR测定部22测定的SNR，由LLR校正部19适应性地控制将要应用的LLR加权系数。 

图11表示其一例。另外，图11的(1)表示在通信频带中，按照每3个子载波映射导频信号，在通信频带两端的区间中分别进行外插的情况。并且，图11的(2)表示由SNR测定部22测定的SNR(γ)小于阈值时的LLR的加权的情况，图11的(3)表示由SNR测定部22测定的SNR(γ)为所述阈值以上时的LLR的加权的情况。 

即，关于接收SNR设定某个阈值，如果由SNR测定部22测定的SNR(γ)小于该阈值，则LLR校正部19如图11的(2)所示，将应用的LLR加权系数设为(α₁，α₂，α₃)＝(Γ₁ ⁽¹⁾，Γ₂ ⁽¹⁾，Γ₃ ⁽¹⁾)，如果SNR(γ)为所述阈值以上，则LLR校正部19如图11的(3)所示，设为(α₁，α₂，α₃)＝(Γ₁ ⁽²⁾，Γ₂ ⁽²⁾，Γ₃ ⁽²⁾)。另外，在图11所示的示例中，设为Γ₂ ⁽¹⁾＞Γ₁ ⁽¹⁾＞Γ₃ ⁽¹⁾(≥0)、Γ₂ ⁽²⁾＞Γ₁ ⁽²⁾＞Γ₃ ⁽²⁾(≥0)。并且，Γ₁ ⁽¹⁾、Γ₂ ⁽¹⁾、Γ₃ ⁽¹⁾、Γ₁ ⁽²⁾、Γ₂ ⁽²⁾、Γ₃ ⁽²⁾可以是预先设定的值。 

换言之，LLR校正部19控制要应用的LLR加权系数，使得在接收SNR小于阈值时，通信频带两端侧的LLR加权系数与通信频带中心侧的LLR加权系数之比较大，在接收SNR为阈值以上时，所述比值较小。这种控制可以利用例如下式(6)表示。 

式(6) 

$\frac{{\mathrm{\&Gamma;}}_1^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\&Gamma;}}_2^{\left(1\right)}}>\frac{{\mathrm{\&Gamma;}}_1^{\left(2\right)}}{{\mathrm{\&Gamma;}}_2^{\left(2\right)}},\frac{{\mathrm{\&Gamma;}}_3^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\&Gamma;}}_2^{\left(1\right)}}>\frac{{\mathrm{\&Gamma;}}_3^{\left(2\right)}}{{\mathrm{\&Gamma;}}_2^{\left(2\right)}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

另外，LLR校正部19也可以将要应用的LLR加权系数确定为SNR(γ)的函数，例如设为(α₁，α₂，α₃)＝(f₁(γ)，f₂(γ)，f₃(γ))。 

(E)第4实施方式 

LLR校正部19也可以根据所述延迟扩展量和接收SNR两者的测定结果来控制要应用的LLR加权系数。此时的OFDM接收机10相对于图1所示的结构，附加设置有图7所示的延迟扩展测定部21以及图10所示的SNR测定部22。 

而且，在LLR校正部19中，例如分别进行延迟扩展量测定结果的大小判定(阈值判定)、SNR测定结果的大小判定(阈值判定)，关于合计4种〔(延迟扩展，SNR)＝(小，小)，(小，大)，(大，小)，(大，大)〕判定结果，预先确定4种LLR加权系数(α₁，α₂，α₃)的值，保存在存储器等中，对LLR乘以与任一种判定结果对应的LLR加权系数。 

图12表示其一例。其中，图12的(1)表示在通信频带中，按照每3个子载波映射导频信号，在通信频带两端的区间中分别进行外插的情况。并且，图12的(2-1)表示所述判定结果为(延迟扩展，SNR)＝ 

(小，小)时的LLR加权的情况，图12的(2-2)表示所述判定结果为(延迟扩展，SNR)＝(小，大)时的LLR加权的情况。同样，图12的(2-3)表示所述判定结果为(延迟扩展，SNR)＝(大，小)时的LLR加权的情况，图12的(2-4)表示所述判定结果为(延迟扩展，SNR)＝(大，大)时的LLR加权的情况。 

并且，在该图12的示例中，针对前述4种判定结果，如下来定义应用的LLR加权系数(α₁，α₂，α₃)。 

(2-1)(延迟扩展，SNR)＝(小，小)→(α₁，α₂，α₃)＝(A₁ ⁽¹⁾，A₂ ⁽¹⁾，A₃ ⁽¹⁾) 

(2-2)(延迟扩展，SNR)＝(小，大)→(α₁，α₂，α₃)＝(A₁ ⁽²⁾，A₂ ⁽²⁾，A₃ ⁽²⁾) 

(2-3)(延迟扩展，SNR)＝(大，小)→(α₁，α₂，α₃)＝(A₁ ⁽³⁾，A₂ ⁽³⁾，A₃ ⁽³⁾) 

(2-4)(延迟扩展，SNR)＝(大，大)→(α₁，α₂，α₃)＝(A₁ ⁽⁴⁾，A₂ ⁽⁴⁾，A₃ ⁽⁴⁾) 

其中，A₁ ⁽ⁱ⁾，A₂ ⁽ⁱ⁾，A₃ ⁽ⁱ⁾(i＝1、2、3、4中任一值)的大小关系为A₂ ⁽ⁱ⁾＞A₁ ⁽ⁱ⁾＞A₃ ⁽ⁱ⁾(≥0)。 

另外，在本示例中，在所测定的SNR比阈值小的情况下，对通信频带端部侧的外插区间中的LLR加权系数设定比通信频带中心侧的LLR加权系数略小的值。并且，在所测定的延迟扩展量及SNR都比阈值大的情况下，将通信频带端部侧的外插区间中的LLR加权系数设为比通信频带 中心侧的LLR加权系数小的加权系数。 

这样，根据本示例，可以基于接收信号的延迟扩展量及SNR两者，实现更灵活的极其细致的LLR加权系数控制，能够实现与无线通信环境对应的合适的LLR加权控制，能够更有效地实现错误率特性的改善。 

(F)第5实施方式 

也可以对将应用前述LLR加权系数的区间设为固定/可变的示例的任一示例、与将前述LLR加权系数设为固定/可变的示例的任一示例进行组合来实施。 

(G)第6实施方式 

在OFDM通信***中，存在映射到子载波的导频信号的配置(映射)随时间变化、或者导频信号的配置根据每个小区而不同的情况。 

图13表示导频信号的配置随时间变化的情况的一例。在该图13中示出了下述情况，(1)在某个时刻T1，导频信号被映射到通信频带的两端，(2)在某个时刻T2，导频信号没有被映射到通信频带的两端，(3)在某个时刻T3，导频信号没有被映射到通信频带的两端，并且导频信号的配置间隔也与时刻T1、T2不同。 

这样，在根据时间变化存在多种导频信号配置的情况下，优选LLR校正部19在各种情况下按照前面所述，确定(控制)LLR加权系数以及要应用LLR加权系数的区间长度的任一方或双方。 

例如，在图13的示例中，在(1)的时刻T1，由于不进行外插，所以LLR加权系数在通信频带的全部子载波中是固定值，在(2)和(3)的时刻T2和T3，对于各个外插区间，针对每个子载波应用不同的LLR加权系数。 

在图13的示例中，由于时刻T3时通信频带中的导频信号数量比时刻T2时的少、而且外插区间长，所以相比时刻T2，在时刻T3对更多的子载波应用比中心频带侧小的LLR加权系数。 

另外，在导频信号的配置按照每个小区而不同的情况下，与上述情况相同，按照每个小区来确定(控制)LLR加权系数以及要应用LLR加权系数的区间长度任一方或双方。 

这样，根据本示例，在存在不同的导频信号配置的情况下，也能够分别实施合适的LLR加权控制，并能容易地确保期望的接收性能。 

(H)第7实施方式 

例如，如图14所示，当通信频带中存在不能从OFDM发送机进行发送的一个或多个子载波，并隔着该子载波而存在多个子载波组(块)的情况下，关于各个子载波块的边缘，其传播路径估计值的精度容易比非边缘部分的差。 

因此，LLR校正部19可以以这种子载波块为单位，独立地应用确定(控制)前面叙述的LLR加权系数、以及应用LLR加权系数的区间长度任一方或双方。 

(I)仿真结果 

图16表示使用计算机仿真来测定基于上述LLR校正的错误率特性的结果的一例。该测定结果是设2×2MIMO(Multi-Input Multi-Output，多输入多输出)、64QAM、编码率(Coding Rate)＝3/4、传输环境为6径典型市区模型(6-ray Typical Urban Model)时的测定结果。 

并且，在该仿真中，例如设为图15所示的导频配置，以6个子载波为间隔***导频信号。并且，只在1个时隙(＝7OFDM符号)内的第1OFDM符号和第5OFDM符号中***导频信号。另外，OFDM符号是指循环地复制有效符号的一部分而将其作为保护间隔(GI)(也称为循环前缀(CP))附加在该有效符号中的信号单位。 

关于进行外插的区间假设如下，对于第1OFDM符号，在通信频带左侧(低频侧)对1个子载波、在通信频带右侧(高频侧)对5个子载波进行外插，对于第5OFDM符号，在通信频带左侧对4个子载波、在通信频带右侧对2个子载波进行外插。 

因此，在本仿真中，针对频带左侧4个子载波、频带右侧5个子载波进行了上述的由LLR校正部19进行的LLR加权。针对频带中心侧设LLR加权系数为1、两端侧为0.3。 

在这种情况下，关于没有***导频信号的OFDM符号(时隙内的第2～4、6、7 OFDM符号)，同样是通信频带端部侧的传播路径估计精度 较差，所以采用了同样的LLR加权系数。 

根据图16得知，通过应用本示例的LLR校正，相比以往(参照标号100)，能够将误帧率(FER：Frame Error Rate)＝0.1时所需要的SNR改善大致6dB(参照标号200)。 

Claims (16)

1.一种与多载波对应的接收装置的接收处理方法，该接收装置接收第1子载波组和第2子载波组，该第1子载波组对应于分别发送用于获得传播路径估计值的已知信号的多个子载波，该第2子载波组对应于分别发送根据使用所述已知信号求出的传播路径估计值实施了传播路径补偿的数据信号的多个子载波，所述接收处理方法的特征在于，包括以下步骤：

进行加权控制，使有关第1子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度比有关第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除下述频带之外的频率并且属于所述第2子载波组，所述第2子载波具有该频带内的频率并且属于所述第2子载波组，所述频带是被夹在属于所述第1子载波组的子载波的频率中的最高频率与最低频率之间的频带，

基于进行了所述加权控制的可靠度，对于有关所述第1子载波及所述第2子载波的传播路径补偿后的信号进行纠错处理，

作为所述加权控制的对象的子载波数和在所述加权控制中使用的加权系数中至少一方根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果来控制。

2.一种多载波通信中的接收处理方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

根据预定通信频带中的已知接收信号，生成每个子载波的传播路径估计值，

使用所述传播路径估计值，对映射到任一个子载波的接收数据信号进行传播路径补偿，

求出所述传播路径补偿后的所述接收数据信号的可靠度信息，

进行加权控制，对于用于求取所述传播路径估计值的所述已知接收信号的数量比其它子载波少的子载波，使关于这些子载波得到的可靠度信息的权重比关于其它子载波得到的可靠度信息的权重小，

使用所述加权控制后的可靠度信息进行所述接收数据信号的纠错，

根据接收信号的接收质量信息的测定结果来控制在所述加权控制中使用的加权系数。

3.一种多载波通信中的接收处理方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

根据预定通信频带中的已知接收信号，生成每个子载波的传播路径估计值，

使用所述传播路径估计值，对映射到任一个子载波的接收数据信号进行传播路径补偿，

求出所述传播路径补偿后的所述接收数据信号的可靠度信息，

进行加权控制，对于用于求取所述传播路径估计值的所述已知接收信号的数量比其它子载波少的子载波，使关于这些子载波得到的可靠度信息的权重比关于其它子载波得到的可靠度信息的权重小，

使用所述加权控制后的可靠度信息进行所述接收数据信号的纠错，

作为所述加权控制的对象的子载波数和在所述加权控制中使用的加权系数中至少一方根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果来控制。

4.根据权利要求3所述的接收处理方法，其特征在于，所述加权控制的对象是针对所述通信频带的端部的子载波或者该子载波及其附近的子载波得到的可靠度信息。

5.根据权利要求4所述的接收处理方法，其特征在于，所述加权控制为如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波，使其权重越小。

6.根据权利要求4所述的接收处理方法，其特征在于，所述加权控制为如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波组，使其权重越小。

7.根据权利要求3所述的接收处理方法，其特征在于，在所述已知接收信号所映射的子载波随时间变化的情况下，根据各自的映射状态，控制作为所述加权控制的对象的子载波以及在所述加权控制中使用的加权系数的任一方或双方。

8.根据权利要求3所述的接收处理方法，其特征在于，当在所述通信频带中隔着不发送的一个或多个子载波而存在多个子载波组的情况下，按照所述子载波组来实施所述加权控制。

9.一种与多载波对应的接收装置，该接收装置接收第1子载波组和第2子载波组，该第1子载波组对应于分别发送用于获得传播路径估计值的已知信号的多个子载波，该第2子载波组对应于分别发送根据使用所述已知信号求出的传播路径估计值实施了传播路径补偿的数据信号的多个子载波，所述接收装置的特征在于，具有：

加权控制部，其进行如下加权控制，使有关第1子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度比有关第2子载波的传播路径补偿后的信号的可靠度低，所述第1子载波具有除下述频带之外的频率并且属于所述第2子载波组，所述第2子载波具有该频带内的频率并且属于所述第2子载波组，所述频带是被夹在属于所述第1子载波组的子载波的频率中的最高频率与最低频率之间的频带；和

纠错部，其基于进行了所述加权控制的可靠度，对于有关所述第1子载波及所述第2子载波的传播路径补偿后的信号进行纠错处理，

所述加权控制部根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果来控制作为所述加权控制的对象的子载波数和在所述加权控制中使用的加权系数中至少一方。

10.一种多载波通信中的接收装置，该接收装置的特征在于，具有：

传播路径估计部，其根据预定通信频带中的已知接收信号，生成每个子载波的传播路径估计值；

传播路径补偿部，其使用所述传播路径估计值对映射到任一个子载波的接收数据信号进行传播路径补偿；

可靠度信息生成部，其求出所述传播路径补偿后的所述接收数据信号的可靠度信息；

加权控制部，其进行加权控制，对于用于求取所述传播路径估计值的所述已知接收信号的数量比其它子载波少的子载波，使关于这些子载波得到的可靠度信息的权重比关于其它子载波得到的可靠度信息的权重小；和

纠错部，其使用所述加权控制后的可靠度信息进行所述数据信号的纠错，

所述加权控制部根据接收信号的接收质量信息的测定结果，控制在所述加权控制中使用的加权系数。

11.一种多载波通信中的接收装置，该接收装置的特征在于，具有：

传播路径估计部，其根据预定通信频带中的已知接收信号，生成每个子载波的传播路径估计值；

传播路径补偿部，其使用所述传播路径估计值对映射到任一个子载波的接收数据信号进行传播路径补偿；

可靠度信息生成部，其求出所述传播路径补偿后的所述接收数据信号的可靠度信息；

加权控制部，其进行加权控制，对于用于求取所述传播路径估计值的所述已知接收信号的数量比其它子载波少的子载波，使关于这些子载波得到的可靠度信息的权重比关于其它子载波得到的可靠度信息的权重小；和

纠错部，其使用所述加权控制后的可靠度信息进行所述数据信号的纠错，

所述加权控制部根据接收信号的多径延迟扩展量的测定结果来控制作为所述加权控制的对象的子载波数和在所述加权控制中使用的加权系数中至少一方。

12.根据权利要求11所述的接收装置，其特征在于，所述加权控制部将所述加权控制的对象设为针对所述通信频带的端部的子载波或者该子载波及其附近的子载波得到的可靠度信息。

13.根据权利要求12所述的接收装置，其特征在于，所述加权控制部进行如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波，使其权重越小。

14.根据权利要求12所述的接收装置，其特征在于，所述加权控制部进行如下的控制：越是与所述通信频带的端部的子载波接近的子载波组，使其权重越小。

15.根据权利要求11所述的接收装置，其特征在于，在所述已知接收信号所映射的子载波随时间变化的情况下，所述加权控制部根据各自的映射状态，控制作为所述加权控制的对象的子载波以及在所述加权控制中使用的加权系数的任一方或双方。

16.根据权利要求11所述的接收装置，其特征在于，当在所述通信频带中隔着不发送的一个或多个子载波而存在多个子载波组的情况下，所述加权控制部按照所述子载波组来实施加权控制。