CN101902423A - 一种交替二进制偏移载波信号捕获装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，包括边带处理模块、相关器模块、判决变量生成模块和门限判决模块；边带处理模块包括复载波信号发生器、低通滤波器和乘法器；相关器模块包括扩频码生成器和积分器；判决变量生成模块包括两个分量合成器、四个比较器、非相干累积器和三个加法器；本发明通过频谱搬移，将AltBOC信号分解为两路类QPSK信号，消除了AltBOC信号的副载波信号带来的错捕现象；AltBOC的上下边带信号采用非相干累加方式，降低了实现复杂度。

Description

一种交替二进制偏移载波信号捕获装置

技术领域

本发明属于GNSS信号处理技术领域，具体涉及一种交替二进制偏移载波信号捕获装置。

背景技术

新一代的GPS***和Galileo***的卫星导航信号将普遍采用二进制偏移载波(BOC)调制技术。与传统的BPSK调制方式相比，BOC调制方式具有提高导航频段利用率、抑制信号多径误差、减少信号相干损耗、提高伪距测量精度，增强信号抗干扰性能等优点。交替二进制偏移载波(AltBOC)信号是对BOC信号的扩展，并且有着与BOC信号相似的频谱结构。AltBOC信号通过复数形式的副载波信号进行频谱搬移，实现了在信号频段内的上下边带分别传输一路导航信号。目前，Galileo***将首先在E5频段播发AltBOC(15，10)信号。E5频段包括E5a和E5b两部分，E5a和E5b均具有相互正交的扩频码，AltBOC调制将E5a的扩频码搬移到下边带，将E5b的扩频码搬移到上边带，且实现了信号的恒包络调制。由于AltBOC(15，10)信号占用较宽的频段，因此利用双边带技术处理整个E5频段信号可获得定位性能的明显提高。

AltBOC信号的上下边带分别调制了E5a和E5b两路导航信号，每一路信号还包括了数据(Data)和导频(Pilot)通路，通常用E5a-I和E5a-Q表示E5a的数据(Data)和导频(Pilot)通路，用E5b-I和E5b-Q表示E5b的数据(Data)和导频(Pilot)通路。根据AltBOC信号的结构特点，可以采用多种方案实现信号捕获。AltBOC(15，10)的捕获方法总结如下：

(1)单边带捕获算法(SSB)

·仅捕获E5a导频通路(E5a-Q)或E5b导频通路(E5b-Q)

·仅捕获E5信号(E5a-I和E5a-Q)或E5b信号(E5b-I和E5b-Q)

(2)双边带捕获算法(DSB)

·同时捕获E5a-Q和E5b-Q

·非相干累加结合E5a和E5b

(3)全频段独立捕获算法(FIC)

·捕获E5a-I、E5a-Q、E5b-I、E5b-Q之一

·相干累加结合E5a-Q与E5b-Q，或E5a-I与E5b-I

·非相干累加结合E5a-I与E5a-Q，或E5b-I与E5b-Q

·非相干累加结合E5a和E5b

(4)直接捕获算法

·类8-PSK(Phase Shift Keying)处理

单边带捕获算法将AltBOC通过带通滤波器(带宽一般为20.46MHz)，得到E5a或E5b信号分量，然后与本地扩频码进行相关处理。单边带处理法不需要本地副载波信号，可获得与BPSK(10)相似的相关函数特性。双边带处理法同时处理E5a和E5b信号分量，同样可获得与BPSK(10)相似的相关函数特性，与单边带处理法相比信噪比得到了改善。全频段独立捕获算法的本地信号是扩频码和副载波信号相乘得到的，但是并没有利用交叉互调分量(为实现恒包络引入的信号分量)。直接捕获法，充分利用AltBOC的各信号分量，本地信号为8-PSK信号。

FIC和直接捕获算法的捕获性能略优于边带处理算法。但是，由于FIC和直接捕获算法会带来错捕现象，实际的AltBOC信号捕获一般采用边带处理算法(SSB或DSB)。传统的边带处理算法，通过非相干累加实现数据和导频通路信号的联合处理，引入了平方损耗，影响捕获性能。

发明内容

本发明提出了一种新的AltBOC信号捕获装置，通过后验估计数据位信息，采用相干累加结合AltBOC信号上(下)边带的同相和正交分量，降低了平方损耗，提高了捕获性能。

本发明的一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，包括边带处理模块、相关器模块，判决变量生成模块和门限判决模块。

边带处理模块包括复载波信号发生器，低通滤波器和乘法器；

边带处理模块的输入信号为s_{AltBOC(m，n)}(t)+n(t)，其中：s_{AltBOC(m，n)}(t)为基带交替二进制偏移载波信号，n(t)为复基带噪声项；

复载波信号发生器输出为

和

其中：f_sc＝mf₀表示AltBOC信号的副载波频率，f₀＝1.023MHz；

表示频谱搬移后的相位误差；

复载波信号发生器输出的复载波信号与输入信号通过乘法器，实现AltBOC(m，n)边带信号频谱的反向搬移，得到两路无副载波的基带信号，将其通过低通滤波器，低通滤波器滤除带外信号，低通滤波器滤的输出s_L(t)和s_U(t)为类QPSK信号加噪声，QPSK表示四相相移键控信号，即：

其中，

是频谱搬移后的相位误差，n_L(t)和n_U(t)是n(t)经频谱搬移和滤波处理后得到的结果；e_L-I(t)＝c_L-I(t)d_L-1(t)、e_L-Q(t)＝c_L-Q(t)d_L-Q(t)，e_U-I(t)＝c_U-I(t)d_U-I(t)和e_U-Q(t)＝c_U-Q(t)d_U-Q(t)分别是AltBOC(m，n)下边带信号的同相分量、下边带信号的正交分量、上边带信号的同相分量和上边带信号的正交分量；其中c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)是相应的扩频码信号；d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t)是相应的数据位信息，即导航电文；s_L(t)和s_U(t)中包含了所需的导航定位信号e_L-I(t)+j·e_L-Q(t)和e_U-1(t)+j·e_U-Q(t)；

相关器模块包括扩频码生成器和积分器；

扩频码生成器生成四个本地扩频码信号：c_L-I(t+τ)、c_L-Q(t+τ)、c_U-I(t+τ)和c_U-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对于输入信号扩频码的延迟；边带处理模块的输出s_L(t)与本地扩频码信号c_L-I(t+τ)和c_L-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，边带处理模块的输出s_U(t)与本地扩频码信号c_U-I(t+τ)和c_U-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，将乘法器的四个输出信号结果分别通过四个积分器进行积分处理，四个积分器的输出分别为Z_L-I(t)、Z_L-Q(t)、Z_U-I(t)和Z_U-Q(t)，具体为：

其中，T是积分时间，本发明中d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t)在积分时间内为固定不变的，取值为±1；R_L-I(τ)、R_L-Q(τ)，R_U-I(τ)和R_U-Q(τ)分别是c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)的归一化自相关函数；I_L-I(τ)、I_L-Q(τ)，I_U-I(τ)和I_U-Q(τ)代表积分器输出的实部，Q_L-I(τ)、Q_L-Q(τ)，Q_U-I(τ)和Q_U-Q(τ)代表积分器输出的虚部；n_L-I(τ)、n_L-Q(τ)，n_U-I(τ)和n_U-Q(τ)是相应噪声项；

判决变量生成模块包括两个分量合成器、四个比较器、非相干累积器和三个加法器；

相关器模块输出的Z_L-I(t)和Z_L-Q(t)输入至一个分量合成器，分量合成器按照Z_L-I(t)的实部和Z_L-Q(t)的虚部相对符号关系，以及Z_L-I(t)的虚部和Z_L-Q(t)的实部相对符号关系进行组合并对其取平方，得到两组信号分量，即{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}和{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}；每组信号分量输出至一个比较器，比较器在每组中选取值较大者，两个比较器的输出经过一个加法器进行分量求和处理，得到；

V_LK(τ)＝max{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}+

max{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}

其中，max{A，B}表示取A和B中值最大者；

同理，相关器模块输出的Z_U-I(t)和Z_U-Q(t)也输入至另一个分量合成器，分量合成器按照Z_U-I(t)的实部和Z_U-Q(t)的虚部相对符号关系，以及Z_U-I(t)的虚部和Z_U-Q(t)的实部相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两组信号分量，即{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}和{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}；每组信号分量输出至一个比较器，比较器在每组中选取值较大者，两个比较器的输出经过一个加法器进行分量求和处理，得到；

V_Uk(τ)＝max{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}+

max{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}

将V_Lk(τ)和V_Uk(τ)输入至另一个加法器，得到：

V_k(τ)＝V_LK(τ)+V_Uk(τ)

＝max{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}+

max{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}+

max{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}+

max{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}

非相干累积器对输入的V_k(τ)进行非相干累积，得到：

$y\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{V}_k\left(\mathrm{\τ}\right)$

其中，K是非相干累积次数；非相干累积器的输出y(τ)为捕获判决变量；

判决变量生成模块输出的判决变量y(τ)输入至门限判决模块，门限判决模块将y(τ)与预设判决门限进行比较，确定信号是否捕获成功，如果信号捕获成功，结束信号捕获进程，进入信号跟踪处理阶段；如果未捕获到信号，重复进行信号捕获，直到信号捕获成功。

本发明的优点在于：

(1)通过频谱搬移，将AltBOC信号分解为两路类QPSK信号，消除了AltBOC信号的副载波信号带来的错捕现象。

(2)通过后验估计数据位信息，相干累加结合AltBOC信号上(下)边带的同相和正交分量，提高了捕获性能；

(3)AltBOC的上下边带信号采用非相干累加方式，降低了实现复杂度。

附图说明

图1是本发明一种交替二进制偏移载波信号捕获装置的结构示意图；

图2是AltBOC信号的副载波示意图；

图3是捕获性能比较示意图。

图中：

1-边带处理模块          2-相关器模块      3-判决变量生成模块

4-门限判决模块

101-复载波信号发生器    102-低通滤波器    103-乘法器

201-扩频码生成器        202-积分器

301-分量合成器          302-比较器        303-非相干累积器

304-加法器

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作详细说明。

本发明是一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，如图1所示，包括边带处理模块1、相关器模块2、判决变量生成模块3和门限判决模块4。

边带处理模块1包括复载波信号发生器101、低通滤波器102和乘法器103。

边带处理模块1主要完成AltBOC信号上下边带的频谱搬移，通过低通滤波器滤除带外干扰，输出信号为两路类QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相相移键控信号)调制信号的基带等效形式。

基带AltBOC(m，n)信号的通用表达式为：

$s_{\mathrm{AltBOC}(m,n)}\left(t\right)=\frac{1}{2\sqrt{2}}(e_{L-I}\left(t\right)+j\·e_{L-Q}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}\left(t\right)-j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)]+$

$\frac{1}{2\sqrt{2}}(e_{U-I}\left(t\right)+j\·e_{U-Q}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}\left(t\right)+j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)]+$ (1)

$\frac{1}{2\sqrt{2}}(\stackrel{\‾}{e_{L-I}}\left(t\right)+j\·\stackrel{\‾}{e_{L-Q}}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)-j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)\text{]+}$

$\frac{1}{2\sqrt{2}}(\stackrel{\‾}{e_{U-I}}\left(t\right)+j\·\stackrel{\‾}{e_{U-Q}}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)+j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)]$

式中，

m和n为自然数，分别表示AltBOC(m，n)信号的副载波频率f_sc＝mf₀和扩频码频率f_c＝nf₀，其中f₀＝1.023MHz；e_L-I(t)＝c_L-I(t)d_L-I(t)、e_L-Q(t)＝c_L-Q(t)d_L-Q(t)，e_U-I(t)＝c_U-I(t)d_U-I(t)和e_U-Q(t)＝c_U-Q(t)d_U-Q(t)分别是AltBOC(m，n)下边带信号的同相分量、下边带信号的正交分量，上边带信号的同相分量和上边带信号的正交分量；其中c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)是相应的扩频码信号，它们之间是相互正交的；d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t)是相应的数据位信息(导航电文)；另外， $\stackrel{\‾}{e_{L-I}}\left(t\right)=e_{L-Q}\left(t\right)e_{U-I}\left(t\right)e_{U-Q}\left(t\right),$ $\stackrel{\‾}{e_{L-Q}}\left(t\right)=e_{L-I}\left(t\right)e_{U-I}\left(t\right)e_{U-Q}\left(t\right),$ $\stackrel{\‾}{e_{U-I}}\left(t\right)=e_{L-I}\left(t\right)e_{L-Q}\left(t\right)e_{U-Q}\left(t\right),$ $\stackrel{\‾}{e_{U-Q}}\left(t\right)=e_{L-I}\left(t\right)e_{L-Q}\left(t\right)e_{U-I}\left(t\right);$ sc_as(t)和sc_ap(t)是副载波信号：

${\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)+\frac{1}{2}\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)+\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)---\left(2\right)$

${\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)+\frac{1}{2}\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)+\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)---\left(3\right)$

其中sign(·)是符号函数。sc_as(t)和sc_ap(t)的周期T_sc＝1/f_sc，sc_as(t)和sc_ap(t)的时域波形如图2所示。式(1)中的最后两项

和

是为了实现信号的恒包络调制而引入的互调分量。习惯上，在不涉及数学运算时采用AltBOC(m，n)来表示交替二进制偏移载波信号，当涉及数学运算时则采用s_{AItBOC(m，n)}(t)来表示。

边带处理模块1的输入信号为s_{AItBOC(m，n)}(t)+n(t)，其中n(t)为复基带噪声项。AltBOC(m，n)调制通过sc_as(t)-j·sc_as(t-T_sc/4)分量将e_L-I(t)+j·e_L-Q(t)搬移到了频段内的下边带，通过sc_as(t)+j·sc_as(t-T_sc/4)分量将e_U-I(t)+j·e_U-Q(t)搬移到了频段内的上边带。为了提取导航信号，本发明中，复载波信号发生器101输出

和

复载波信号发生器101输出的复载波信号与输入信号通过乘法器103，实现AltBOC(m，n)边带信号频谱的反向搬移，得到两路无副载波的基带信号，然后将其通过低通滤波器102，低通滤波器102滤除带外信号，低通滤波器102的带宽由AltBOC(m，n)信号的上(下)边带信号频谱主瓣宽度决定，低通滤波器102的输出s_L(t)和s_U(t)为类QPSK信号(基带形式)加噪声，即：

其中，

是频谱搬移后的相位误差，n_L(t)和n_U(t)是n(t)经频谱搬移和滤波处理后得到的结果。s_L(t)和s_U(t)中包含了所需的导航定位信号e_L-I(t)+j·e_L-Q(t)和e_U-I(t)+j·e_U-Q(t)。

相关器模块2包括扩频码生成器201和积分器202。

扩频码生成器201生成四个本地扩频码信号：c_L-I(t+τ)、c_L-Q(t+τ)、c_U-I(t+τ)和c_U-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对于输入信号扩频码的延迟。边带处理模块1的输出s_L(t)与本地扩频码信号c_L-I(t+τ)和c_L-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，边带处理模块1的输出s_U(t)与本地扩频码信号c_U-I(t+τ)和c_U-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理。本地扩频码信号与S_L(t)和s_U(t)相乘后，分别通过四个积分器202进行积分处理。

四个积分器202输出为分别为：

同理

其中，T是积分时间，一般情况下认为数据信息(d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t))在积分时间内是固定不变的，且取值为±1；R_L-I(τ)、R_L-Q(τ)，R_U-I(τ)和R_U-Q(τ)分别是c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)的归一化自相关函数；I_L-I(τ)、I_L-Q(τ)，I_U-I(τ)和I_U-Q(τ)代表积分器202输出的实部，Q_L-I(τ)、Q_L-Q(τ)，Q_U-I(τ)和Q_U-Q(τ)代表积分器202输出的虚部；n_L-I(τ)、n_L-Q(τ)，n_U-I(τ)和n_U-Q(τ)是相应噪声项。

判决变量生成模块3包括两个分量合成器301、四个比较器302、非相干累积器303和三个加法器304。判决变量生成模块3利用相关器模块2的输出信号，生成检测判决变量。

由于d_L-I(t)、d_L-Q(t)、d_U-I(t)和d_U-Q(t)是未知的，因此在进行上(下)边带的同相分量和正交分量相干累加时会带有模糊性。考虑到数据位信息的取值为±1，可以先列举可能的取值情况，再通过比较器来估计数据位的值。

相关器模块2输出的Z_L-I(t)和Z_L-Q(t)输入至一个分量合成器301，分量合成器301按照Z_L-I(t)的实部和Z_L-Q(t)的虚部可能的相对符号关系，以及Z_L-I(t)的虚部和Z_L-Q(t)的实部可能的相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两组信号分量，即{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}和{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}。每组信号分量输出至一个比较器302，比较器302在每组中选取值较大者，两个比较器302的输出经过一个加法器304进行分量求和处理，得到；

V_LK(τ)＝max{[I_L-1(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}+(10)

max{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}

其中，max{A，B}表示取A和B中值最大者。由于I_L-I(τ)和Q_L-I(τ)是通过下边带信号的同相分量得到的，而I_L-Q(τ)和Q_L-Q(τ)是由下边带信号的正交分量得到的，因此V_Lk(τ)实际上完成了AltBOC信号下边带的同相和正交分量的相干累加。

同理，相关器模块2输出的Z_U-I(t)和Z_U-Q(t)也输入至一个分量合成器301，分量合成器301按照Z_U-I(t)的实部和Z_U-Q(t)的虚部可能的相对符号关系，以及Z_U-I(t)的虚部和Z_U-Q(t)的实部可能的相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两组信号分量，即{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}和{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}。每组信号分量输出至一个比较器302，比较器302在每组中选取值较大者，两个比较器302的输出经过一个加法器304进行分量求和处理，得到；

V_Uk(τ)＝max[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}+(11)

max{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}

由于I_U-I(τ)和Q_U-I(τ)是通过上边带信号的同相分量得到的，而I_U-Q(τ)和Q_U-Q(τ)是由上边带信号的正交分量得到的，因此V_Uk(τ)实际上完成了AltBOC(m，n)信号上边带的同相和正交分量相干累加。

将V_Lk(τ)和V_Uk(τ)输入至一个加法器304，加法器304完成AltBOC(m，n)信号上下边带信号的非相干累加，得到：

V_k(τ)＝V_Lk(τ)+V_Uk(τ)

＝max{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}+

max{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}+    (12)

max{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}+

max{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}

非相干累积器303对输入的V_k(τ)进行非相干累积，得到：

$y\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{V}_k\left(\mathrm{\τ}\right)---\left(13\right)$

其中，K是非相干累积次数。非相干累积器303的输出y(τ)为捕获判决变量。

判决变量生成模块3输出的判决变量y(τ)输入至门限判决模块4，门限判决模块4将y(τ)与预设判决门限进行比较，确定信号是否捕获成功。如果信号捕获成功，结束信号捕获进程，进入信号跟踪处理阶段。如果未捕获到信号，重复进行信号捕获，直到信号捕获成功。

实施例：

在前面的具体实施方式中，利用通用的AltBOC(m，n)信号对本发明的实施方式进行了说明。下面以Galileo***采用的AltBOC(15，10)为例，进一步对本发明进行说明。

Galileo***的AltBOC(15，10)信号的上下边带信号分别是E5a和E6a，并且每路信号都包含了数据和导频通路，数据和导频通路对应于通用AltBOC(m，n)信号中的同相和正交分量。其中，数据通路调制有导航电文(数据位信息)，导频通路并未调制导航电文(数据位信息)。于是，针对本实施例有

e_L-I(t)＝e_E5a-I(t)＝c_E5a-I(t)d_E5a-I(t)       (14)

e_L-Q(t)＝e_E5a-Q(t)＝c_E5a-Q(t)                (15)

e_U-I(t)＝e_E5b-I(t)＝c_E5b-I(t)d_E5b-I(t)       (16)

e_U-Q(t)＝e_E5b-Q(t)＝c_E5b-Q(t)                (17)

其中e_E5a-I(t)表示E5a的数据通路信号，e_E5a-Q(t)表示E5a的导频通路信号，e_E5b-I(t)表示E5b的数据通路信号，e_E5b-Q(t)表示E5b的导频通路信号；c_E5a-I(t)、c_E5a-Q(t)、c_E5b-I(t)，c_E5b-Q(t)为相应通路的扩频码信号；d_E5a-I(t)，d_E5b-I(t)为相应数据通路的电文信息。AltBOC(15，10)的扩频码周期为1ms，扩频码速率为f_c＝10*1.023MHz，副载波速率f_sc＝15*1.023MHz。

本实施例在以FPGA+DSP为核心的硬件平台上实现，FPGA选用Xilinx公司的VIRTEX-4系列中的VC4VSX55，DSP是TI公司的浮点型TMS320C6713。边带处理模块1，相关器模块2在FPGA内实现；判决变量生成模块3和门限判决模块4在DSP中实现。

边带处理模块1中的复载波信号生成器101生成边带信号频谱搬移所需的复载波信号：

和

利用和

只需生成正余弦信号

和

即可。在FPGA中的“正/余弦信号发生器”IP核完全可以满足生成载波信号的需求。上下边带频谱搬移完成后，需要进行低通滤波处理。一般情况下，只关心上下边带信号主瓣频谱信息，因此低通滤波器的带宽一般等于主瓣宽度，即BW＝20.46MHz。至此，边带处理模块1的输出s_L(t)和s_U(t)近似为，E5a的数据与导频信号经QPSK调制后信号的基带形式(包含噪声)，和E5b的数据与导频信号经QPSK调制后信号的基带形式(包含噪声)，即

其中，

是频谱搬移后的相位误差，n_E5a(t)和n_E5b(t)是噪声项。

边带处理模块1的输出s_L(t)和s_U(t)进入相关器模块2，与本地扩频码进行相关处理。扩频码生成器201生成四个本地扩频码信号：c_E5a-I(t+τ)、c_E5a-Q(t+τ)、c_E5b-I(t+τ)和c_E5b-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对输入信号扩频码的延迟。考虑到AltBOC(15，10)的扩频码周期为1ms，积分器202的积分时间T也设为1ms。相关器模块2的输出便是s_L(t)和s_U(t)与本地扩频码进行相关处理后的结果，即

(20)

(21)

(22)

(23)

其中，R_E5a-I(τ)、R_E5a-Q(τ)，R_E5b-I(τ)和R_E5b-Q(τ)分别是c_E5a-I(t)、c_E5a-Q(t)，c_E5b-I(t)和c_E5b-Q(t)的归一化自相关函数；I_E5a-I(τ)、I_E5a-Q(τ)，I_E5b-I(τ)和I_E5b-Q(τ)代表积分器输出的实部，Q_E5a-I(τ)、Q_E5a-Q(τ)，Q_E5b-I(τ)和Q_E5b-Q(τ)代表积分器输出的虚部；n_E5a-I(τ)、n_E5a-Q(τ)，n_E5b-I(τ)和n_E5b-Q(τ)是相应噪声项。

判决变量生成模块3利用相关器模块2的输出信号，生成检测判决变量。经过分量合成器301、比较器302和加法器304后的信号为

V_k(τ)＝max{[I_E5a-I(τ)+Q_E5a-Q(τ)]²，[I_E5a-I(τ)-Q_E5a-Q(τ)]²}+

max{[Q_E5a-I(τ)+I_E5a-Q(τ)]²，[Q_E5a-I(τ)-I_E5a-Q(τ)]²}+

(24)

max{[I_E5b-I(τ)+Q_E5b-Q(τ)]²，[I_E5b-I(τ)-Q_E5b-Q(τ)]²}+

max{[Q_E5b-I(τ)+I_E5b-Q(τ)]²，[Q_E5b-I(τ)-I_E5b-Q(τ)]²}

经过非相干累积器303后的输出判决变量为

$y\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{V}_k\left(\mathrm{\τ}\right)---\left(25\right)$

其中，K是非相干累积次数。

判决变量生成模块3输出的判决变量y(τ)与门限判决模块4的门限η进行比较，以判断捕获与否。通常情况下，门限η可以采用纽曼皮尔逊准则进行选取，这一准则是在约束虚警概率P_fa恒定的情况下，使漏警概率最小(或检测概率P_d最大)。

图3给出了本发明采用纽曼皮尔逊准则条件下，检测概率P_d与载噪比C/NO关系的试验结果。试验条件：P_fa＝10^-3，积分时间T＝1ms，非相干累积次数K＝5，延迟τ＝0。作为比较，图3中给出了传统非相干累加算法结合上(下)边带的数据和导频信号的捕获性能(图中标记为“Non-coherent”)。显然，采用本发明的捕获装置可带来明显的捕获性能提升。

Claims (2)

1.一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，其特征在于：包括边带处理模块、相关器模块、判决变量生成模块和门限判决模块；

边带处理模块包括复载波信号发生器，低通滤波器和乘法器；

边带处理模块的输入信号为s_{AltBOC(m，n)}(t)+n(t)，其中：s_{AltBOC(m，n)}(t)为基带交替二进制偏移载波信号，n(t)为复基带噪声项；

复载波信号发生器输出为和

其中：f_sc＝mf₀表示AltBOC信号的副载波频率，f₀＝1.023MHz；

表示频谱搬移后的相位误差；

复载波信号发生器输出的复载波信号与输入信号通过乘法器，实现AltBOC(m，n)边带信号频谱的反向搬移，得到两路无副载波的基带信号，将其通过低通滤波器，低通滤波器滤除带外信号，低通滤波器滤的输出s_L(t)和s_U(t)为类QPSK信号加噪声，QPSK表示四相相移键控信号，即：

其中，是频谱搬移后的相位误差，n_L(t)和n_U(t)是n(t)经频谱搬移和滤波处理后得到的结果；e_L-I(t)＝c_L-I(t)d_L-I(t)、e_L-Q(t)＝c_L-Q(t)d_L-Q(t)，e_U-I(t)＝c_U-I(t)d_U-I(t)和e_U-Q(t)＝c_U-Q(t)d_U-Q(t)分别是AltBOC(m，n)下边带信号的同相分量、下边带信号的正交分量，上边带信号的同相分量和上边带信号的正交分量；其中c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)是相应的扩频码信号；d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t)是相应的数据位信息，即导航电文；s_L(t)和s_U(t)中包含了所需的导航定位信号e_L-I(t)+j·e_L-Q(t)和e_U-I(t)+j·e_U-Q(t)；

相关器模块包括扩频码生成器和积分器；

扩频码生成器生成四个本地扩频码信号：c_L-I(t+τ)、c_L-Q(t+τ)，c_U-I(t+τ)和c_U-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对于输入信号扩频码的延迟；边带处理模块的输出s_L(t)与本地扩频码信号c_L-I(t+τ)和c_L-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，边带处理模块的输出s_U(t)与本地扩频码信号c_U-I(t+τ)和c_U-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，将乘法器的四个输出信号分别通过四个积分器进行积分处理，四个积分器的输出分别为Z_L-I(t)、Z_L-Q(t)、Z_U-I(t)和Z_U-Q(t)，具体为：

其中，T是积分时间，本发明中d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t)在积分时间内为固定不变的，取值为±1；R_L-I(τ)、R_L-Q(τ)，R_U-I(τ)和R_U-Q(τ)分别是c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)的归一化自相关函数；I_L-I(τ)、I_L-Q(τ)，I_U-I(τ)和I_U-Q(τ)代表积分器输出的实部，Q_L-I(τ)、Q_L-Q(τ)，Q_U-I(τ)和Q_U-Q(τ)代表积分器输出的虚部；n_L-I(τ)、n_L-Q(τ)，n_U-I(τ)和n_U-Q(τ)是相应噪声项；

判决变量生成模块包括两个分量合成器、四个比较器、非相干累积器和三个加法器；

相关器模块输出的Z_L-I(t)和Z_L-Q(t)输入至一个分量合成器，分量合成器按照Z_L-I(t)的实部和Z_L-Q(t)的虚部相对符号关系，以及Z_L-I(t)的虚部和Z_L-Q(t)的实部相对符号关系进行组合并对其取平方，得到两组信号分量，即{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}和{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}；每组信号分量输出至一个比较器，比较器在每组中选取值较大者，两个比较器的输出经过一个加法器进行分量求和处理，得到；

V_Lk(τ)＝max{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-_L-Q(τ)]²}+

                                                             (7)

max{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}

其中，max{A，B}表示取A和B中值最大者；

同理，相关器模块输出的Z_U-I(t)和Z_U-Q(t)也输入至另一个分量合成器，分量合成器按照Z_U-I(t)的实部和Z_U-Q(t)的虚部相对符号关系，以及Z_U-I(t)的虚部和Z_U-Q(t)的实部相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两组信号分量，即{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}和{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}；每组信号分量输出至一个比较器，比较器在每组中选取值较大者，两个比较器的输出经过一个加法器进行分量求和处理，得到；

V_Uk(τ)＝max{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}+

                                                            (8)

max{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}

将V_Lk(τ)和V_Uk(τ)输入至另一个加法器，得到：

V_k(τ)＝V_Lk(τ)+V_uk(τ)

＝max{[I_L-I(τ)+Q_L-Q(τ)]²，[I_L-I(τ)-Q_L-Q(τ)]²}+

max{[Q_L-I(τ)+I_L-Q(τ)]²，[Q_L-I(τ)-I_L-Q(τ)]²}+   (9)

max{[I_U-I(τ)+Q_U-Q(τ)]²，[I_U-I(τ)-Q_U-Q(τ)]²}+

max{[Q_U-I(τ)+I_U-Q(τ)]²，[Q_U-I(τ)-I_U-Q(τ)]²}

非相干累积器对输入的V_k(τ)进行非相干累积，得到：

$y\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{V}_k\left(\mathrm{\τ}\right)---\left(10\right)$

其中，K是非相干累积次数；非相干累积器的输出y(τ)为捕获判决变量；

判决变量生成模块输出的判决变量y(τ)输入至门限判决模块，门限判决模块将y(τ)与预设判决门限进行比较，确定信号是否捕获成功，如果信号捕获成功，结束信号捕获进程，进入信号跟踪处理阶段；如果未捕获到信号，重复进行信号捕获，直到信号捕获成功。

2.根据权利要求1所述的一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，其特征在于：边带处理模块输入的基带AltBOC(m，n)信号的通用表达式为：

$s_{\mathrm{AltBOC}(m,n)}\left(t\right)=\frac{1}{2\sqrt{2}}(e_{L-1}\left(t\right)+j\·e_{L-Q}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}\left(t\right)-j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)\text{]+}$

$\frac{1}{2\sqrt{2}}(e_{U-I}\left(t\right)+j\·e_{U-Q}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}\left(t\right)+j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)]+$ (11)

$\frac{1}{2\sqrt{2}}(\stackrel{\‾}{e_{L-I}}\left(t\right)+j\·\stackrel{\‾}{e_{L-Q}}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)-j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)]+$

$\frac{1}{2\sqrt{2}}(\stackrel{\‾}{e_{U-I}}\left(t\right)+j\·\stackrel{\‾}{e_{U-Q}}\left(t\right))[{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)+j\·{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}(t-T_{\mathrm{sc}}/4)]+$

式中，m和n为自然数，分别表示AltBOC(m，n)信号的副载波频率f_sc＝mf₀和扩频码频率f_c＝nf₀，其中f₀＝1.023MHz；e_L-I(t)＝c_L-I(t)d_L-I(t)、e_L-Q(t)＝c_L-Q(t)d_L-Q(t)，e_U-I(t)＝c_U-I(t)d_U-I(t)和e_U-Q(t)＝c_U-Q(t)d_U-Q(t)分别是AltBOC(m，n)下边带信号的同相分量、下边带信号的正交分量，上边带信号的同相分量和上边带信号的正交分量；其中c_L-I(t)、c_L-Q(t)，c_U-I(t)和c_U-Q(t)是相应的扩频码信号，它们之间是相互正交的；d_L-I(t)、d_L-Q(t)，d_U-I(t)和d_U-Q(t)是相应的数据位信息(导航电文)；另外， $\stackrel{\‾}{e_{L-I}}\left(t\right)=e_{L-Q}\left(t\right)e_{U-I}\left(t\right)e_{U-Q}\left(t\right),$ $\stackrel{\‾}{e_{L-Q}}\left(t\right)=e_{L-I}\left(t\right)e_{U-I}\left(t\right)e_{U-Q}\left(t\right),$ $\stackrel{\‾}{e_{U-I}}\left(t\right)=e_{L-I}\left(t\right)e_{L-Q}\left(t\right)e_{U-Q}\left(t\right),$ $\stackrel{\‾}{e_{U-Q}}\left(t\right)=e_{L-I}\left(t\right)e_{L-Q}\left(t\right)e_{U-I}\left(t\right);$

sc_as(t)和sc_ap(t)是副载波信号：

${\mathrm{sc}}_{\mathrm{as}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)+\frac{1}{2}\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)+\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)---\left(12\right)$

${\mathrm{sc}}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)=\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)+\frac{1}{2}\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)-\frac{\sqrt{2}}{4}\mathrm{sign}\left(\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t+\frac{\mathrm{\π}}{4})\right)---\left(13\right)$

其中：sign(·)是符号函数；sc_as(t)和sc_ap(t)的周期T_sc＝1/f_sc。

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