CN101897186B - 发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置。接收信号的方法包括以下步骤：接收(S210)第一频带中的信号；从所接收的信号中，识别(S220)第一导频信号，所述第一导频信号包括：通过对所述第一导频信号的有用部分的第一部分进行频率偏移而获得的循环前缀、以及通过对所述第一导频信号的所述有用部分的第二部分进行频率偏移而获得的循环后缀；通过正交频分复用(OFDM)方案，使用设置在所述第一导频信号中的信息，对包括业务流所转换到的物理层管道(PLP)的信号帧进行解调(S220)解析(S230)所述信号帧，并获得所述PLP；并且从所述PLP获得(S240)所述业务流。

Description

发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法

技术领域

本发明涉及发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置，并且更具体地说，涉及能提高数据传输效率的发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置。

背景技术

随着数字广播技术的发展，用户已经接收了高清(HD：HighDefinition)的运动图像。随着压缩算法和高性能硬件的持续开发，在未来将为用户提供更好的环境。数字电视(DTV)***可以接收数字广播信号，并除了向用户提供视频信号和音频信号以外，还向用户提供各种辅助业务。

随着数字广播技术的发展，对诸如视频信号和音频信号的业务的需求增多，并且用户期望的数据大小或和广播信道的数量也在逐渐增加。

发明内容

技术问题

随着数字广播技术的发展，用户已经接收了高清(HD)的运动图像。随着压缩算法和高性能硬件的持续开发，在未来将为用户提供更好的环境。数字电视(DTV)***可以接收数字广播信号，并除了向用户提供视频信号和音频信号以外，还向用户提供各种辅助业务。

随着数字广播技术的发展，对诸如视频信号和音频信号的业务的需求增多，并且用户期望的数据大小或和广播信道的数量也在逐渐增加。

技术方案

本发明的一个目的在于，提供一种发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置，该装置和方法能提高数据传输效率。

本发明的另一个目的在于，提供一种发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置，该装置和方法能提高构成业务的比特的纠错能力。

本发明旨在提供一种发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置，该装置和方法本质上消除了由于现有技术的限制和缺点导致的一个或更多个问题。

为了实现这些目的和其他优点，并且根据本文中所具体体现和广泛描述的发明宗旨，本发明提供一种发送信号的方法。该方法包括以下步骤：将业务流转换(S110)到物理层管道(PLP)；将所述PLP分配(S150)到信号帧并在所述信号帧的开始部分中设置包括第一导频信号的前导码；根据正交频分复用(OFDM)方案将所述信号帧转换(S160)到时域中；将通过对所述第一导频信号的有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀和通过对所述第一导频信号的所述有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀***(S170)到所述第一导频信号中；以及在至少一个射频(RF)信道上发送(S180)包括所述第一导频信号的所述信号帧。

所述第一导频信号可以具有根据以下等式的结构，

其中，A表示所述第一导频信号的所述有用部分，B表示所述循环前缀，C表示所述循环后缀，而f_SH表示频移单位。

所述第一部分可以是所述第一导频信号的所述有用部分的最前面的部分，所述第二部分可以是所述第一导频信号的所述有用部分的最后面的部分。

在本发明的另一方面中，提供一种接收信号的方法。该方法包括以下步骤：接收(S210)第一频带中的信号，从所接收的信号中，识别(S220)第一导频信号，所述第一导频信号包括通过对第一导频信号的有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀、以及通过对第一导频信号的所述有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀；通过正交频分复用(OFDM)方案，使用设置在第一导频信号中的信息，对包括业务流所转换到的物理层管道(PLP)的信号帧进行解调(S220)；解析(S230)所述信号帧并获得所述PLP；并且从所述PLP获得(S240)所述业务流。

对所述信号帧的解调步骤包括以下步骤：使用所述循环前缀和所述循环后缀来估计所接收的信号的定时偏移和小数频移(fractionalfrequency offset)；并且补偿所估计出的偏移。

在本发明的另一方面中，提供了一种发送信号的装置。该装置包括：编码和调制单元(120)，其被构成为对业务流进行纠错编码并对纠错编码后的业务流进行交织；帧构造器(130)，其被构成为将交织后的业务流的多个比特映射到物理层管道(PLP)的码元，将所述PLP分配到信号帧，并在所述信号帧的开始部分设置包括第一导频信号的前导码；调制器(150a)，其被构成为根据正交频分复用(OFDM)方案将所述信号帧转换到时域中，并将通过对所述第一导频信号的有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀和通过对所述第一导频信号的所述有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀***到所述第一导频信号；以及发送器(160a)，其被构成为在至少一个射频(RF)信道上发送包括所述第一导频信号的所述信号帧。

在本发明的另一方面中，提供了一种接收信号的装置。该装置包括：第一频带解调器(220a)，其被构成为从接收的信号中识别第一导频信号，所述第一导频信号包括通过对所述第一导频信号的有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀和通过对所述第一导频信号的所述有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀，并且通过正交频分复用(OFDM)方案，使用设置在所述第一导频信号中的信息来对包括物理层管道(PLP)的信号帧进行解调；帧解析器(240)，其被构成为解析所述信号帧并获得所述PLP，并且从解析后的信号帧中将所述PLP的码元解映射为业务流的比特；以及解码解调器(250)，其被构成为对解映射出的业务流的比特进行解交织，并使用纠错解码方案对解交织后的业务流的比特进行解码。

在本发明的另一方面中，提供了一种方法。该方法包括以下步骤：将业务流分配(S150)到信号帧并在所述信号帧的开始部分中设置包括导频信号的前导码；对所述信号帧进行调制(S160)；将通过对所述导频信号的有用部分的第一部分进行修改而获得的循环前缀和通过对所述导频信号的所述有用部分的第二部分进行修改而获得的循环后缀***(S170)到所述导频信号中；并发送(S180)包括所述导频信号的所述信号帧。

在本发明的另一方面中，提供了一种方法。该方法包括以下步骤：接收(S210)信号；使用下述导频信号来从接收的信号中识别(S220)信号帧，所述导频信号包括通过对所述导频信号的有用部分的第一部分进行修改而获得的循环前缀和通过对所述导频信号的所述有用部分的第二部分进行修改而获得的循环后缀，并且对所述信号帧进行解调(S220)；解析(S230)所述信号帧；并且从解析后的信号帧中获得(S240)业务流。

有利效果

根据本发明的发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法，如果构成PLP的数据码元和构成前导码的码元是按照相同FFT模式调制的，则通过前导码检测数据码元的概率较低，并且错误地检测前导码的概率降低。如果像模拟TV信号一样包括连续波(CW)干扰，则降低了由于在关联时产生的噪声DC分量而错误地检测前导码的概率。

根据本发明的发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法，如果对构成PLP的数据码元应用的FFT的尺寸大于应用于前导码的FFT的尺寸，那么，即使在长度等于或大于前导码的有用码元部分A的长度的延迟扩频信道中，也可以提高前导码检测性能。由于在前导码中使用循环前缀(B)和循环后缀(C)二者，所以可以估计小数载波频移。

附图说明

图1是示出了用于发送业务的信号帧的图；

图2是示出了信号帧的第一导频信号P1的结构的图；

图3是示出了信令窗口的图；

图4是示出了用于发送信号的装置的一个实施方式的示意图；

图5是示出了输入处理器110的示例的图；

图6是示出了编码和调制单元的一个实施方式的图；

图7是示出了帧构造器的一个实施方式的图；

图8是示出了当映射器131a和131b执行混合码元映射时的码元比率的第一示例的图；

图9是示出了当映射器131a和131b执行混合码元映射时的码元比率的第二示例的图；

图10是示出了在LDPC普通模式下根据码元映射方案的每单元字的码元数量和比特数量的图；

图11是示出了在LDPC普通模式下根据码元映射方法的码元数量的另一示例的图；

图12是示出了在LDPC普通模式下根据码元映射方法的码元数量的另一示例的图；

图13是示出了在LDPC短模式下根据码元映射方案的码元数量的图；

图14是示出了在LDPC短模式下根据码元映射方案的码元数量的示例的图；

图15是示出了在LDPC短模式下根据码元映射方案的码元数量的另一示例的图；

图16是示出了图7所示的各个码元映射器131a和131b的实施方式的图；

图17是示出了各个码元映射器131a和131b的另一实施方式的图；

图18是示出了码元映射器的另一实施方式的图；

图19是示出了各个码元映射器131a和131b的另一实施方式的图；

图20是示出了由比特交织器1312a和1312b进行比特交织的概念的图；

图21是示出了根据码元映射器1315a和1315b的类型，比特交织器1312a和1312b的存储器的行和列的数量的第一示例的图；

图22是示出了根据码元映射器1315a和1315b的类型，比特交织器1312a和1312b的存储器的行和列的数量的第二示例的图；

图23是示出比特交织器的交织的另一实施方式的概念的图；

图24是示出比特交织器的另一实施方式的图；

图25是示出比特交织器的另一实施方式的图；

图26是示出了解复用器1313a和1313b对输入比特的解复用的概念的图；

图27是示出了由解复用器对输入流进行解复用的一个实施方式的图；

图28是示出了根据码元映射方法的解复用类型的一个示例的图；

图29是示出了根据解复用类型对输入比特流进行解复用的一个实施方式的图；

图30是示出了根据纠错编码的编码率和码元映射方法来确定的解复用的类型的图；

图31是示出了用等式来表示解复用方法的一个示例的图；

图32是示出了利用码元映射器来映射码元的一个示例的图；

图33是示出了多径信号编码器的一个示例的图；

图34是示出了调制器的一个实施方式的图；

图35是示出了模拟处理器160的一个实施方式的图；

图36是示出了能接收信号帧的信号接收装置的一个实施方式的图；

图37是示出了信号接收机的一个实施方式的图；

图38是示出了解调器的一个实施方式的图；

图39是示出了多径信号解码器的图；

图40是示出了帧解析器的一个实施方式的图；

图41是示出了各个码元解映射器247a和247p的一个实施方式的图；

图42是示出了各个码元解映射器247a和247p的另一个实施方式的图；

图43是示出了各个码元解映射器247a和247p的另一个实施方式的图；

图44是示出了各个码元解映射器247a和247p的另一个实施方式的图；

图45是示出了对解复用后的子流进行复用的一个实施方式的图；

图46是示出了解码和解调单元的一个示例的图；

图47是示出了输出处理器的一个实施方式的图；

图48是示出了用于发送信号帧的信号发送装置的另一个实施方式的图；

图49是示出了用于接收信号帧的信号接收装置的另一个实施方式的图；

图50是示出了第一导频信号的结构的实施方式的图；

图51是示出了检测图50所示的前导码信号并且估计定时偏移和频移的实施方式的图；

图52是示出了第一导频信号的结构的另一实施方式的图；

图53是示出了检测图52所示的第一导频信号并且测量定时偏移和频移的实施方式的图；

图54是示出了检测第一导频信号并且使用检测结果来测量定时偏移和频移的实施方式的图；

图55是示出了发送信号的方法的实施方式的图；

图56是示出了接收信号的方法的实施方式的图；以及

图57是例示在解调处理中识别第一导频信号并且估计偏移的实施方式的流程图。

具体实施方式

现在，将详细地描述本发明的优选实施方式，这些实施方式的示例例示在附图中。只要有可能，在全部图中使用相同的标号以表示相同或相似的部件。

在下面的描述中，术语“业务”表示可由信号发送/接收装置发送/接收的广播内容，或者表示内容提供(content provision)。

在描述根据本发明实施方式的信号发送/接收装置之前，先对根据本发明实施方式的信号发送/接收装置所发送/接收的信号帧进行描述。

图1示出了根据本发明实施方式的发送业务的信号帧。

图1所示的信号帧示出了用于发送包括音频/视频(A/V)流的广播业务的示例性信号帧。在这种情况下，在时间和频率信道中复用单个业务，并且发送复用后的业务。上述信号传输方案称为时间频率分片(TFS：time-frequency slicing)方案。与仅向1个射频(RF)频带发送单个业务的情况相比，根据本发明实施方式的信号发送装置通过至少一个RF频带(也可能是多个RF频带)发送信号业务，从而该信号发送装置可以获得能够发送更多业务的统计复用增益(statistical multiplexing gain)。该信号发送/接收装置在多个RF信道上发送/接收单个业务，从而该信号发送/接收装置能够获得频率分集增益。

第一到第三业务(业务1-3)被发送到四个RF频带(RF1-RF4)。然而，该RF频带数量和该业务数量仅仅是为了例示的目的而公开的，因此也可以按照需要使用其他数量。两个基准信号(即，第一导频信号(P1)和第二导频信号(P2))被设置在信号帧的起始部分。例如，在RF1频带的情况下，第一导频信号(P1)和第二导频信号(P2)设置在信号帧的起始部分。RF1频带包括三个与业务1相关联的时隙、两个与业务2相关联的时隙以及一个与业务3相关联的时隙。也可以将与其他业务相关联的时隙设置在位于与业务3相关联的单个时隙之后的其他时隙(时隙4-17)中。

RF2频带包括第一导频信号(P1)、第二导频信号(P2)和其他时隙13-17。此外，RF2频带包括三个与业务1相关联的时隙、两个与业务2相关联的时隙以及一个与业务3相关联的时隙。

根据时间频率分片(TFS)方案对业务1-3进行复用，然后将它们发送到RF3和RF4频带。信号发送的调制方案可以基于正交频分复用(OFDM)方案。

在信号帧中，使得个体业务偏移向RF频带(在信号帧中存在多个RF频带的情况下)和时间轴。

如果在时间上连续排列与上述信号帧相等的信号帧，则可以由多个信号帧来构成超帧(super-frame)。也可以在这些信号帧中设置将来的扩展帧。如果将来的扩展帧设置在这些信号帧当中，则可以在将来的扩展帧处结束超帧。

图2示出了根据本发明实施方式的图1的信号帧中包含的第一导频信号(P1)。

第一导频信号P1和第二导频信号P2设置在信号帧的起始部分。通过2K FFT模式调制第一导频信号P1，并且可以将第一导频信号P1在包括1/4保护间隔(guard interval)的同时进行发送。在图2中，第一导频信号P1的7.61Mhz的频带包括6.82992Mhz的频带。第一导频信号利用1705个活动载波中的256个载波。平均每6个载波使用一个活动载波。可以按照3、6和9的顺序不规则地设置数据载波间隔。在图2中，实线表示已使用载波的位置，浅虚线表示未使用载波的位置，而点划线表示未使用载波的中心位置。在第一导频信号中，可以通过二相相移键控(BPSK：Binary Phase Shift Keying)对已使用载波进行码元映射，并且可以对伪随机比特序列(PRBS：pseudo random bit sequence)进行调制。可以通过多个PRBS来表示用于第二导频信号的FFT的大小。

信号接收装置检测导频信号的结构，并利用检测出的结构识别时间频率分片(TFS)。信号接收装置获取第二导频信号的FFT大小，补偿接收信号的粗略频移(coarse frequency offset)，并获取时间同步。

可以在第一导频信号中设置信号传输类型和传输参数。

可以按照与数据码元的FFT大小和保护间隔相等的FFT大小和保护间隔来发送第二导频信号P2。在第二导频信号中，以三个载波为间隔使用单个载波作为导频载波。信号接收装置利用第二导频信号补偿精细频率同步偏移，并执行精细时间同步。第二导频信号发送来自开放***互联(OSI)层当中第一层(L1)的信息。例如，第二导频信号可以包括物理参数和帧构造信息。第二导频信号发送接收器能够用来访问物理层管道(PLP：Physical Layer Pipe)业务流的参数值。

第二导频信号P2中包含的L1(第一层)信息如下。

第一层(L1)信息包括指示包含L1信息的数据的长度的长度指示符，使得能够容易地利用第一层和第二层(L1和L2)的信令信道。第一层(L1)信息包括频率指示符、保护间隔长度、与个体物理信道相关联的各帧的FEC(前向纠错)块的最大数量、和与各物理信道中当前/先前帧相关联的FEC块缓冲器中要包含的实际FEC块的数量。在这种情况下，频率指示符指示与RF信道相对应的频率信息。

第一层(L1)信息可以包括与个体时隙相关联的各种信息。例如，第一层(L1)信息包括与业务相关联的帧数、在OFDM码元中包含有OFDM载波的准确度的时隙的起始地址、时隙的长度、与OFDM载波相应的时隙、最末OFDM载波中填充的比特数量、业务调制信息、业务模式速率信息、和多输入多输出(MIMO)方案信息。

第一层(L1)信息可以包括小区ID、类似于通知消息业务(例如，紧急消息)的业务标志、当前帧数量、和用于将来使用的附加比特的数量。在这种情况下，小区ID指示广播发射机发送的广播面积。

第二导频信号P2用于执行信道估计，以便对P2信号中包含的码元进行解码。第二导频信号P2可以用作针对下一数据码元的信道估计的初始值。第二导频信号P2还可以发送第二层(L2)信息。例如，第二导频信号能够在第二层(L2)信息中描述与传输业务相关联的信息。信号发送装置对第二导频信号进行解码，使得它能够获取时间频率分片(TFS)帧中包含的业务信息，并且能够有效执行信道扫描。同时，该第二层(L2)信息可以包含在TFS帧的特定PLP中。根据另一实例，L2信息可以包含在特定PLP中，并且业务描述信息也可以在该特定PLP中发送。

例如，第二导频信号可以包括8k FFT模式的两个OFDM码元。通常，第二导频信号可以是以下各项中的任何一种：32K FFT模式的单个OFDM码元、16K FFT模式的单个OFDM码元、8K FFT模式的两个OFDM码元、4K FFT模式的四个OFDM码元和2K FFT模式的八个OFDM码元。

换句话说，在第二导频信号P2中可以包含具有大FFT大小的单个OFDM码元或者各自具有小FFT大小的多个OFDM码元，从而可以保持能够发送给导频的容量。

如果要发送给第二导频信号的信息超出了第二导频信号的OFDM码元的容量，则还可以使用在第二导频信号之后的OFDM码元。对第二导频信号中包含的L1(第一层)和L2(第二层)信息进行纠错编码，然后进行交织，使得即使出现脉冲噪声也能够执行数据恢复。

如上所述，L2信息还可以包含在传递业务描述信息的特定PLP中。

图3示出了根据本发明实施方式的信令窗口。时间频率分片(TFS)帧示出了信令信息的偏移概念。第二导频信号中包含的第一层(L1)信息包括对数据码元进行解码的信号接收装置需要的帧构造信息和物理层信息。因此，如果位于第二导频信号之后的后继数据码元的信息包含在第二导频信号中，并且发送所得到的第二导频信号，则信号接收装置可能由于第二导频信号的解码时间而不能够立即对上述随后数据码元进行解码。

因此，如图3所示，第二导频信号(P2)中包含的L1信息包括单个时间频率分片(TFS)帧大小的信息，并且包括与第二导频信号相隔信令窗口偏移量的位置处的信令窗口中包含的信息。

同时，为了对构成该业务的数据码元执行信道估计，数据码元可以包括离散导频和连续导频。

下面来描述能够发送/接收图1-3中所示的信号帧的信号发送/接收***。可以在多个RF信道上发送和接收单独业务。发送各个业务的路径或者经由该路径发送的流被称为PLP。PLP可以分布于多个RF信道或者单个RF频带的按照时间划分的时隙中。信号帧可以在至少一个RF信道中传送按照时间划分的PLP。换言之，可以通过至少一个具有按照时间划分的区域的RF信道来传送单个PLP。下面，将公开经由至少一个RF频带来发送/接收信号帧的信号发送/接收***。

图4是例示了根据本发明的一个实施方式的用于发送信号的装置的框图。参照图4，该信号发送装置包括输入处理器110、编码和调制单元120、帧构造器130、MIMO/MISO编码器140、MIMO/MISO编码器140的多个调制器(150a，...，150r)和多个模拟处理器(160a，...，160r)。

输入处理器110接收配备有多个业务的流，生成P(P为自然数)个基带帧，并输出这P个基带帧，该基带帧包括与单独业务的发送路径相对应的调制和编码信息。

编码和调制单元120从输入处理器110接收基带帧，对各基带帧执行信道编码和交织，并输出信道编码和交织结果。

帧构造器130形成将P个PLP中包含的基带帧发送给R(R是自然数)个RF信道的帧，对所形成的帧进行拆分并将所拆分的帧输出到对应于R个RF信道的路径。多个业务可以在时间上复用于单个RF信道中。从帧构造器140生成的信号帧可以包括时间频率分片(TFS)结构，其中，在时域和频域中对业务进行了复用。

MIMO/MISO编码器140对要发送到R个RF信道的信号进行编码，并将编码后的信号输出到与A(A为自然数)个天线相对应的路径上。MIMO/MISO编码器140将该编码后的信号输出到这A个天线上，在该编码后的信号中对要发送给单个RF信道的单个信号进行了编码，使得能够向MIMO(多输入多输出)或MISO(多输入单输出)结构发送信号/从MIMO(多输入多输出)或MISO(多输入单输出)结构接收信号。

调制器(150a，...，150r)将经由与各RF信道对应的路径输入的频域信号调制成时域信号。调制器(150a，...，150r)根据正交频分复用(OFDM)方案对输入的信号进行调制，并输出调制后的信号。

模拟处理器(160a，...，160r)将输入信号转换成RF信号，使得该RF信号能够输出到RF信道上。

根据本实施方式的信号发送装置可以包括与RF信道的数量相对应的预定数量的调制器(150a，...，150r)以及与RF信道数量相对应的预定数量的模拟处理器(160a，...，160r)。然而，在使用MIMO方案的情况下，模拟处理器的数量必须等于R(即，RF信道的数量)和A(即，天线的数量)的乘积。

图5是例示了根据本发明实施方式的输入处理器110的框图。参照图5，输入处理器110包括第一流复用器111a、第一业务拆分器113a和多个第一基带(BB)帧构造器(115a，...，115m)。输入处理器110包括第二流复用器111b、第二业务拆分器113b和多个第二基带(BB)帧构造器(115n，...，115p)。

例如，第一流复用器111a接收到多个MPEG-2传输流(TS)，对所接收到的MPEG-2TS流进行复用，并输出复用后的MPEG-2TS流。第一业务拆分器113a接收到该复用后的流，对各业务的输入流进行拆分，并且输出拆分后的流。如上所述，假设经由物理信道路径发送的业务称为PLP，第一业务拆分器113a对要发送给各PLP的业务进行拆分，并输出拆分后的业务。

第一BB帧构造器(115a，...，115m)构造要以特定帧的形式发送给各PLP的业务中包含的数据，并输出该特定帧格式的数据。第一BB帧构造器(115a，...，115m)构造包括报头和提供有业务数据的有效载荷的帧。各帧的报头可以包括基于业务数据的调制和编码的模式信息以及基于对输入流进行同步的调制器的时钟速率的计数值。

第二流复用器111b接收多个流，对输入的流进行复用，并输出复用后的流。例如，替代MPEG-2TS流，第二流复用器111b还可以对网际协议(IP)流进行复用。这些流可以通过通用流封装(GSE：generic streamencapsulation)方案进行封装。第二流复用器111b所复用的流可以是任何一种流。因此，将以上提到的与MPEG-2TS流不同的流称为通用流(GS流)。

第二业务拆分器113b接收复用后的通用流，根据各个业务(即，PLP类型)对所接收到的通用流进行拆分，并输出拆分后的GS流。

第二BB帧构造器(115n，...，115p)构造要以特定帧(用作一个信号处理单位)的形式发送给各PLP的业务数据，并输出所得到的业务数据。由第二BB帧构造器(115n，...，115p)构造的帧格式可以按照需要与第一BB帧构造器(115a，...，115m)构造的帧格式相同。如果需要，还可以提出另一实施方式。在另一实施方式中，由第二BB帧构造器(115n，...，115p)构造的帧格式可以与第一BB帧构造器(115a，...，115m)构造的帧格式不同。MPEG-2TS报头还包括GS流中没有包含的分组同步字(PacketSyncword)，导致出现不同的报头。

图6是例示了根据本发明实施方式的编码和调制单元的框图。编码和调制单元包括第一交织器123、第二编码器125和第二交织器127。

第一编码器121用作输入基带帧的外部编码器，并且能够执行纠错编码。第一编码器121利用BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem：博斯-乔赫里-霍克文黑姆)方案对输入基带帧执行纠错编码。第一交织器123对编码后的数据进行交织，使得它能够防止在发送信号中产生突发错误。上述实施方式中可以不包含第一交织器123。

第二编码器125用作第一编码器121的输出数据或者第一交织器123的输出数据的内部编码器，并且能够执行纠错编码。低密度奇偶校验位(LDPC：low density parity bit)方案可以用作纠错编码方案。第二交织器127对第二编码器125生成的纠错编码后的数据进行混合，并输出混合后的数据。第一交织器123和第二交织器127可以以比特为单位对数据执行交织。

编码和调制单元120涉及到单个PLP流。由编码和调制单元120对PLP流进行纠错编码和调制，然后将PLP流发送给帧构造器130。

图7是例示了根据本发明实施方式的帧构造器(builder)的框图。参照图7，帧构造器130从编码和调制单元120接收多个路径的流，并将所接收到的流安排在单个信号帧中。例如，帧构造器可以在第一路径中包括第一映射器131a和第一时间交织器132a，并且可以在第二路径中包括第二映射器131b和第二时间交织器132b。输入路径的数量等于用于业务传输的PLP的数量或者经由各PLP发送的流的数量。

第一映射器131a根据第一码元映射方案对输入流中包含的数据执行映射。例如，第一映射器131a可以利用QAM方案(例如，16QAM、64QAM和256QAM)对输入数据执行映射。

如果第一映射器131a执行码元的映射，则输入数据可以根据多种码元映射方案被映射到多种码元上。例如，第一映射器131a将输入数据分类成基带帧单元和基带帧子单元。可以通过至少两种QAM方案(例如，16QAM和64QAM)对各个分类后数据进行混合码元映射。因此，可以基于不同的码元映射方案以独立的间隔将单个业务中包含的数据映射到码元上。

第一时间交织器132a接收通过第一映射器131a映射的码元，并且能够执行时域中的交织。第一映射器131a将从编码和调制单元120接收到的纠错编码后的帧单元中包含的数据映射到码元。第一时间交织器132a接收通过第一映射器131a映射的码元序列，并且以经过纠错的帧为单位对所接收到的码元序列进行交织。

这样，第p映射器131p或第p时间交织器132p接收要发送给第p个PLP的业务数据，根据第p码元映射方案将该业务数据映射到码元。可以在时域中对经过映射的码元进行交织。应当注意，该码元映射方案和该交织方案与第一时间交织器132a和第一映射器131a的码元映射方案和交织方案相同。

第一映射器131a的码元映射方案可以与第p映射器131p的码元映射方案相同或者不同。第一映射器131a和第p映射器131p能够利用相同或不同的混合码元映射方案将数据映射到各个码元中。

对位于各路径上的时间交织器的数据(即，由第一时间交织器132a交织的业务数据和要由第p时间交织器132p发送给R个RF信道的业务数据)进行交织，使得物理信道能够在多个RF信道上对上述数据进行交织。

与在数量为PLP的数量的路径中接收到的流相关联，TFS帧构造器133构造诸如上述信号帧的TFS信号帧，使得能够根据RF信道对业务进行时移。TFS帧编码器133对任何路径中接收到的业务数据进行拆分，并根据信号调度方案输出被拆分成R个RF频带的数据的业务数据。

TFS帧构造器133从信令信息单元(由Ref/PL信号表示)135接收第一导频信号和第二导频信号，将第一导频信号和第二导频信号设置在信号帧中，并在第二导频信号中***上述物理层的信令信号(L1和L2)。在这种情况下，第一导频信号和第二导频信号用作来自信令信息单元(Ref/PL信号)135接收到的TFS信号帧中的各RF信道中包含的信号帧的起始信号。如图2所示，第一导频信号可以包括传输类型和基本传输参数，而第二导频信号可以包括物理参数和帧构造信息。而且，第二导频信号包括L1(第一层)信令信息和L2(第二层)信令信息。

R个频率交织器(137a，...，137r)在频域中对要发送给TFS信号帧的相应RF信道的业务数据进行交织。频率交织器(137a，...，137r)可以在OFDM码元中包含的数据单元的级别对该业务数据进行交织。

因此，对要以TFS信号帧发送给各RF信道的业务数据进行频率选择性衰落处理，使得该业务数据不会在特定频域中丢失。

图8是示出了当映射器131a和131b执行混合码元映射时的码元比率的第一示例的图。该图示出了，当在LDPC纠错编码模式的普通模式(纠错编码后的码长度是64800比特)中通过编码和调制单元来执行纠错编码时，由一个子载波(单元)发送的比特的数量。

例如，如果映射器131a和131b使用256QAM来执行码元映射，则64800个比特被映射成8100个码元。如果映射器131a和131b按3∶2的比率使用256QAM和64QAM来执行混合码元映射(Hyb 128-QAM)，则通过256QAM映射的码元数量是4860，而通过64QAM映射的码元数量是4320。每个子载波(单元)发送的比特的数量是7.0588。

如果使用64QAM的码元映射方法，则可以将输入数据映射成10800个码元，并且可以每单元发送6个比特。如果通过64QAM和16QAM(64QAM∶16QAM＝3∶2，Hyb32-QAM)的混合码元映射方法来将数据映射成码元，则可以通过一个子载波(单元)发送5个比特。

如果通过16QAM方法将数据映射成码元，则数据被映射成16200个码元，其中每个码元用于发送4个比特。

类似地，如果通过16QAM和QPSK(16QAM∶QPSK＝2∶3，Hyb8-QAM)的混合码元映射方法来将数据映射成码元，则可以通过一个子载波(单元)发送3个比特。

如果通过QPSK方法将数据映射成码元，则可以将数据映射成32400个码元，其中每个码元用于发送2个比特。

图9示出了通过短模式(纠错编码的码长度是16200比特)的LDPC纠错编码方法对纠错后的数据进行的码元映射方法，该方法等效于图8的码元映射方法，并且示出了根据码元映射方法的每子载波的比特数。

根据码元映射方法(如，256QAM、Hyb128-QAM、64QAM、Hyb32-QAM、16QAM、Hyb8-QAM和QPSK)，由子载波发送的比特数量等于普通模式的数量(64800比特)，但是，发送的码元总数与普通模式的不同。例如，在256QAM，通过2025个码元来发送16200个比特，在Hyb 128QAM中，通过根据256QAM的1215个码元以及根据64QAM的1080个码元(总共2295个码元)来发送16200个比特。

因此，可以根据混合码元映射方法或单个码元映射方法来调整用于各个PLP的每子载波(单元)的数据传输速率。

图10是示出在LDPC普通模式下根据码元映射方法的码元数量和每个单元字(cell word)的比特数量的图。如果TFS信号帧包括至少一个RF信道，则可以将构成特定PLP的码元均匀地分配给RF信道。可以更有效地对分配给RF信道的PLP码元的位置进行寻址。因此，当信号接收装置选择RF信道时，可以减少用于对特定PLP进行寻址的比特。

在该图中，由256-QAM表示的码元映射方法表示按照256QAM∶64QAM＝8∶1的比率将构成单个纠错编码块的比特映射到码元的方法。根据该码元映射方法，通过256-QAM方法的单个纠错编码块中的比特数量是57600，通过256-QAM方法的单个纠错编码块中的比特数量是1200，块中的总码元数量是8400，并且每个单元字的比特数量是7.714285714。

由Hyb 128-QAM表示的码元映射方法表示按照256QAM∶64QAM＝8∶7的比率将构成单个纠错编码块的比特映射到码元的方法。根据该Hyb128-QAM码元映射方法，在单个纠错编码块中的总码元的数量是9600，而每个单元字的比特数量是6.75。

根据由64QAM表示的码元映射方法，在单个纠错编码块中的总码元的数量是10800，而每个单元字的比特数量是6。

由Hyb 32-QAM表示的码元映射方法表示按照64QAM∶32QAM＝5∶4的比率将构成单个纠错编码块的比特映射到码元的方法。根据该Hyb32-QAM码元映射方法，在单个纠错编码块中的总码元的数量是13200，而每个单元字的比特数量是4.9090909。

由16QAM表示的码元映射方法表示按照64QAM∶QPSK＝1∶8的比率将构成单个纠错编码块的比特映射到码元的方法。根据该16QAM码元映射方法，在一个纠错编码块中的总码元的数量是15600，而每个单元字的比特数量是4.153846154。

由Hyb 8-QAM表示的码元映射方法表示按照64QAM∶QPSK＝2∶1的比率将构成单个纠错编码块的比特映射到码元的方法。根据该Hyb8-QAM码元映射方法，在一个纠错编码块中的总码元的数量是21600，而每个单元字的比特数量是3。

根据由QPSK表示的码元映射方法，在一个纠错编码块中的总码元的数量是32400，而每个单元字的比特数量是2。

当将构成PLP的码元分配给RF信道时，在分配给各RF信道的码元的数量相等时，频域的分集增益可以最大化。如果考虑6个RF信道的最大值，1到6的最小公倍数是60，映射到一个纠错编码块的码元的数量的最大公约数是1200。因此，如果将1200/60＝20的整数倍个码元分配给RF信道的每一个，则可以将码元均匀地分配给全部的RF信道。此时，如果考虑20个码元作为一组并且对该组进行寻址，那么，与逐一对码元进行寻址的情况相比，可以降低log2(20)4.32比特的寻址开销。

图11是示出在LDPC普通模式下根据码元映射方法的码元数量的另一示例的图。在该图的示例中，使用以下方法作为码元映射方法：使用256QAM和64QAM码元(256QAM∶64QAM＝4∶1)的256-QAM方法；使用256QAM和64QAM码元(256QAM∶64QAM＝8∶7)的Hyb 128-QAM方法；64QAM方法；使用64QAM和8QAM码元(64QAM∶8QAM＝3∶2)的Hyb 32-QAM方法；使用16QAM和QPSK码元(16QAM∶QPSK＝1∶14)的16QAM方法；使用16QAM∶QPSK码元＝2∶1的Hyb 8-QAM方法；以及QPSK方法。根据这些码元映射方法的纠错编码块(普通模式)的总码元的数量的最大公约数(GCD)是720。因此，如果将12(＝720/60)的整数倍个码元分配给RF信道的每一个，则可以将这些码元均匀地分配给全部的RF信道。此时，如果考虑12个码元作为一组并且对该组进行寻址，那么，与逐一对码元进行寻址的情况相比，可以降低log2(12)3.58比特的寻址开销。信号接收装置可以通过寻址方案来收集所分配的PLP码元，并获得PLP业务流。

图12是示出在LDPC普通模式下根据码元映射方法的码元数量的另一示例的图。在该图的示例中，使用256-QAM方案、Hyb 128-QAM方案、64QAM方案、Hyb 32-QAM方案、16QAM方案、Hyb 8-QAM方案和QPSK方案作为码元映射方法。256-QAM码元映射方法使用256QAM和64QAM码元(256QAM∶64QAM＝44∶1)，Hyb 128-QAM码元映射方法使用256QAM和64QAM码元(256QAM∶64QAM＝28∶17)。Hyb32-QAM方法使用64QAM和8QAM码元(64QAM∶8QAM＝3∶2)，16QAM码元映射方法使用16QAM和QPSK码元(16QAM∶QPSK＝1∶14)，Hyb8-QAM码元映射方法使用16QAM和QPSK码元(16QAM∶QPSK＝2∶1)。根据码元映射方法的纠错编码块(普通模式)的总码元数量的GCD是240。因此，如果将240/60＝4的整数倍个码元分配给RF信道的每一个，则可以将码元均匀地分配给全部的RF信道。此时，如果考虑4个码元作为一组并且对该组进行寻址，那么，与逐一对码元进行寻址的情况相比，可以降低log2(4)2比特的寻址开销。因此，即使在信号帧中RF信道的数量是1至6中的任意一个，也可以将PLP码元均匀地分配给RF信道。

图13是示出在LDPC短模式下根据码元映射方法的码元数量的图。如上所述，如果根据该示例执行码元映射，则可以将PLP码元均匀地分配给RF信道，并且可以降低PLP码元寻址的开销。在该图中示出的码元映射方法与图10中示出的码元映射方法相同。但是，由于LDPC短模式的比特数量不同于普通模式的比特数量，因此，不同于图10，根据该码元映射方法的纠错编码块(短模式)的总码元数量的GCD是300。因此，如果将300/60＝5的整数倍个码元分配给RF信道的每一个，则可以将这些码元均匀地分配给全部的RF信道。此时，如果将5个码元作为一组并且对该组进行寻址，那么，与逐一对码元进行寻址的情况相比，可以降低log2(5)比特的寻址开销。因此，在该实施方式中，当对划分的PLP码元进行寻址时，寻址比特节省了log2(5)比特。

图14是示出在LDPC短模式下根据码元映射方法的码元数量的示例的图。该图的码元映射方法等同于图11中示出的方法。在该示例中，根据该码元映射方法的纠错编码块(短模式)的总码元数量的GCD是180，这可以用于一个RF信道的PLP码元分配和对所分配码元的寻址。在该实施方式中，寻址比特节省了log2(3)比特。

图15是示出在LDPC短模式下根据码元映射方法的码元数量的另一示例的图。该图的码元映射方法等同于图12中示出的方法。在该示例中，根据该码元映射方法的纠错编码块(短模式)的总码元数量的GCD是60。在该实施方式中，寻址比特节省了log2(1)比特(即，没有节省寻址比特)。

图16是示出了图7所示的各个码元映射器131a和131b的示例的图。各个码元映射器131a和131b包括第一级映射器1315a、第二级映射器1315b、码元合并器1317和纠错块合并器1318。

比特流解析器1311从编码和调制单元中接收PLP业务流并拆分接收到的业务流。

第一级码元映射器1315a将通过高阶码元映射方法拆分的业务流的比特映射成码元。第二级码元映射器1315b将由更低阶的码元映射方法拆分的业务流的比特映射成码元。例如，在上述示例中，第一级码元映射器1315a可以根据256QAM将比特流映射成码元，而第二级码元映射器1315b可以根据64QAM将比特流映射成码元。

码元合并器1317将从码元映射器1315a和1315b输出的码元合并成一个码元流，并输出该码元流。码元合并器1317可以输出一个PLP中包括的码元流。

纠错块合并器1318可以以纠错编码的码块为单位，输出码元合并器1317合并的一个码元流。纠错块合并器1318可输出码元块，使得能均匀地将纠错编码码块分配给TFS信号帧的至少一个RF频带。纠错块合并器1318可输出码元块，使得普通模式的纠错编码块的码元块的长度等于短模式的纠错编码块的码元块的长度。例如，可以将短模式的纠错编码块的4个码元块合并成一个码元块。

纠错块合并器1318可根据RF频带数量的公倍数来拆分码元流，使得信号帧构造器均匀地将码元安排到RF频带。如果信号帧中的RF频带的最大数是6，则纠错块合并器1318以这样的方式输出码元块，即，使得码元总数能被60(1、2、3、4、5和6的公倍数)整除。

可以将输出码元块中包含的码元设置为均匀地分配给6个RF频带。因此，虽然将根据码率的纠错模式与码元映射方法合并，但是构成PLP的码元被均匀地分配到RF频带。

图17是示出各个码元映射器131a和131b的另一实施方式的图。除了还包括第一级功率校准单元1316a和第二级功率校准单元1316b之外，该图的实施方式类似于图16的实施方式。

第一级功率校准单元1316a根据星座的大小来校准由第一级码元映射器1315a映射的码元的功率，并输出校准后的码元。第二级功率校准单元1316b根据星座的大小来校准由第二级码元映射器1315b映射的码元的功率，并输出校准后的码元。因此，尽管在一个PLP中改变码元映射方法或者在多个PLP中改变码元映射方法，如果根据星座的大小来调整通过码元映射方法的码元的功率，则可以提高接收器的信号接收性能。

码元合并器1317合并由功率校准单元1316a和1316b校准的码元，并输出一个码元流。

图18是示出了码元映射器的另一个实施方式的图。在此图的实施方式中，码元映射器包括在编码和调制单元中包含的第二编码器125和第二交织器127。也就是说，如果使用该实施方式，则编码和调制单元可以仅包括第一编码器121、第一交织器123、和第二编码器125。

码元编码器的实施方式包括比特流解析器1311、第一级比特交织器1312a、第二级比特交织器1312b、第一级解复用器1313a、第二级解复用器1313b、第一级码元映射器1315a、第二级码元映射器1315b和码元合并器1317。

当第二编码器125执行LDPC纠错编码时，纠错编码块的长度(例如，64800比特的长度和16200比特的长度)可以根据LDPC模式而变化。如果将纠错编码块中包含的比特映射成码元，则包含在构成码元的单元字中的比特的纠错能力可根据比特的位置而变化。例如，单元字(其为码元)可以根据纠错编码的码率和码元映射方法(码元映射方法是高阶码元映射方法或者是低阶码元映射方法)来确定。如果纠错编码是LDPC，则比特的纠错能力根据比特在纠错编码块中的位置而变化。例如，根据用于不规则的LDPC纠错编码方法的H矩阵的特性进行了编码的比特的可靠性可以根据比特的位置而变化。因此，构成映射成码元的单元字的比特的顺序被改变，从而调整了纠错编码块中的纠错能力弱的比特的纠错能力，并且能调整抵抗比特级的错误的鲁棒性。

首先，例如，第二编码器125利用LDPC纠错编码方法针对包含在一个PLP中的流执行纠错编码。

比特流解析器1311根据PLP来接收业务流，并将接收到的业务流拆分。

第一级比特交织器1312a对拆分的业务流的第一比特流中包含的比特进行交织。类似地，第二级比特交织器1312b对拆分的业务流的第二比特流中包含的比特进行交织。

第一级比特交织器1312a和第二级比特交织器1312b可以对应于用作内部交织器的第二交织器127。稍后将介绍第一级比特交织器1312a和第二级比特交织器1312b的交织方法。

第一级解复用器1313a和第二级解复用器1313b对由第一级比特交织器1312a和第二级比特交织器1312b交织的比特流的比特进行解复用。解复用器1313a和1313b将输入比特流划分成将被映射到星座的实轴和虚轴的子比特流并输出该子比特流。码元映射器1315a和1315b将由解复用器1313a和1313b解复用后的子比特流映射成相应的码元。

比特交织器1312a和1312b以及解复用器1313a和1313b可以组合LDPC码字的特性与根据星座的码元映射的星座可靠性的特性。稍后将介绍第一级解复用器1313a和1313b的具体实施方式。

第一级码元映射器1315a执行第一级码元映射，例如，高阶码元映射，而第二级码元映射器1315b执行第二级码元映射，例如，低阶码元映射。第一级码元映射器1315a将从第一级解复用器1313a输出的子比特流映射成码元，而第二级码元映射器1315b将从第二级解复用器1313b输出的子比特流映射成码元。

码元合并器1317将由第一级码元映射器1315a和第二级码元映射器1315b映射的码元合并成一个码元流，并输出该码元流。

如上所述，在LDPC中，比特的纠错能力可能根据比特在纠错编码块中的位置而变化。因此，如果根据LDPC编码器125的特性来控制比特交织器和解复用器以改变构成单元字的比特的顺序，则可以使比特级纠错能力最大化。

图19是示出各个码元映射器131a和131b的另一实施方式的图。除了还包括第一级功率校准单元1316a和第二级功率校准单元1316b之外，该图的实施方式类似于图18的实施方式。

第一级功率校准单元1316a根据星座的大小来校准由第一级码元映射器1315a映射的码元的功率，并输出校准后的码元。第二级功率校准单元1316b根据星座的大小来校准由第二级码元映射器1315b映射的码元的功率，并输出校准后的码元。因此，尽管在一个PLP中改变码元映射方法或者在多个PLP中改变码元映射方法，如果根据星座的大小来调整通过码元映射方法的码元的功率，则可以提高接收器的信号接收性能。

码元合并器1317合并由功率校准单元1316a和1316b进行了校准的码元，并输出一个码元流。

图20是示出了通过图18和19的比特交织器1312a和1312b对比特进行交织的概念的图。

例如，将输入比特存入具有预定数量的行和列的矩阵形式的存储器并从中读出。当存储输入比特时，首先，将该比特存储在行方向的第一列，并且，如果第一列被填满，则按照行方向将比特存储在另一列。当读取存储的比特时，按照列方向读取比特，并且如果读取了存储在第一行的全部比特，则在列方向读取另一行的比特。换言之，当存储比特时，逐行存储比特，从而连续地填充列。而当读取所存储的比特时，从第一行至最后一行连续地逐列读出所存储的比特。在该图中，MSB表示最高有效位而LSB表示最低有效位。

为了按照各种码率将LDPC纠错编码后的比特映射成纠错块单位的相同长度的码元，比特交织器1312a和1312b可以根据码元映射器1315a和1315b的类型来改变存储器的行和列的数量。

图21是示出了当LDPC模式是普通模式时，根据码元映射器1315a和1315b的类型，比特交织器1312a和1312b的存储器的行和列的数量的示例的图。

例如，如果码元映射器1315a将比特映射成256QAM码元，则第一级交织器1312a用具有8100行和8列的存储器来对比特进行交织。如果利用64QAM来映射码元，则第一级交织器1312a用具有10800行和6列的存储器来对比特进行交织。如果利用16QAM来映射码元，则第一级交织器1312a用具有16200行和4列的存储器来对比特进行交织。

例如，如果码元映射器1315a和1315b将比特映射成Hyb128-QAM码元，则第一级交织器1312a用具有4860行和8列的存储器来对比特进行交织，而第二级交织器1312b用具有4320行和6列的存储器来对比特进行交织。

类似地，如果码元映射器1315a和1315b用Hyb32-QAM来映射码元，则第一级交织器1312a用具有6480行和6列的存储器来对比特进行交织，而第二级交织器1312b用具有6480行和4列的存储器来对比特进行交织。

图22是示出了当LDPC模式是短模式时，根据码元映射器1315a和1315b的类型，比特交织器1312a和1312b的存储器的行和列的数量的示例的图。

例如，如果码元映射器1315a将比特映射成256QAM码元，则第一级交织器1312a用具有2025行和8列的存储器来对比特进行交织。如果码元映射器1315a和1315b利用Hyb128-QAM来映射码元，则第一级交织器1312a用具有1215行和8列的存储器来对比特进行交织。而第二级交织器1312b用具有1080行和6列的存储器来对比特进行交织。

如果针对纠错编码块来执行比特交织，则可以改变纠错编码块中的比特位置。

图23是示出比特交织器的交织的另一实施方式的概念的图。在该图中示出的实施方式中，当在存储器中写入比特时，按照列方向写入比特。当读取写入的比特时，按照行的方向读取循环移位的位置的比特。在每个行中，对各行写入的比特进行循环移位。如果相对于存储器的行或列通过循环移位来写入或读取比特，这称为扭曲比特交织。该实施方式涉及扭曲比特交织方法，该方法使用在行方向将比特移位一列之后读取这些比特的方法。替代对存储器中的写入比特的移位，在存储器中读取比特的点或在存储器中写入比特的点可以移位。

在该实施方式中，N表示纠错编码块的长度，而C表示列的长度。当写入比特时，按照1、2、3、4、...、和C的顺序在第一列(用阴影表示)写入比特，按照C+1、C+2、C+3、...的顺序在第二列写入比特。

写入的比特在行的方向上一列逐一列地扭曲。

如果读取写入的比特，则在行方向上读取扭曲的比特。例如，在该实施方式中，按照1、C+1、...的顺序在第一行中读取比特，并且按照X1、2、C+2、...的顺序在第二行中读取比特(X1是第二行的第一列中的比特)。逐行地读取比特，并且读取循环移位的比特。当然，替代在存储器中的写入比特的移位，可以对用于读取在存储器中写入的比特的点进行移位。

图24是示出比特交织的另一实施方式的图。在该实施方式中，N表示纠错编码块的长度，而C表示列的长度。当写入比特时，按照1、2、3、4、...、C-1和C的顺序在第一列中写入比特，按照C+1、C+2、C+3、...的顺序在第二列中写入比特。

写入的比特在行的方向上逐两列地双扭曲。如果读取写入的比特，则在列的方向上在每一行中读取按照两列循环移位的比特。该方法可以称为双扭曲比特交织方法。

图25是示出比特交织的另一实施方式的图。在该实施方式中，N表示纠错编码块的长度，而C表示列的长度。按照1、2、3、4、...、C-1和C的顺序在第一列中写入比特，并按照C+1、C+2、C+3、...的顺序在第二列中写入比特。

当读取写入的比特时，在行的第一区域中，可以通过扭曲比特交织方法读取比特。

在行的第二区域中，可以通过双扭曲交织方法读取比特。

在行的第三区域中，可以通过扭曲比特交织方法读取比特。

如果通过扭曲比特交织方法和双扭曲交织方法中的至少一种来交织比特，则可以更随机地混合在纠错编码块中的比特。

图26是示出了对解复用器1313a和1313b的输入比特进行复用的概念的图。

比特交织器1312a和1312b对输入比特X₀、X₁和X_n-1进行交织，并输出交织后的比特。交织方法已经在上面进行了介绍。

解复用器1313a和1313b对交织后的比特流进行解复用。解复用的方法可根据纠错编码方法的码率以及码元映射器的码元映射方法来变化。如果码元映射器的码元方法是QPSK，则输入比特例如被交织成两个子流，码元映射器将这两个子流映射成码元以对应于星座的实轴和虚轴。例如，解复用的第一子流的第一比特y0对应于实轴，而解复用的第二子流的第一比特y1对应于虚轴。

如果码元映射器的码元方法是16QAM，则输入比特例如被解复用成4个子流。码元映射器选择4个子流中包括的比特，并将所选择的比特映射成码元以对应于星座的实轴和虚轴。

例如，解复用的第一和第三子流的比特y0和y2对应于实轴，而解复用的第二和第四子流的比特y1和y3对应于虚轴。

类似地，如果码元映射器的码元方法是64QAM，则输入比特被解复用成6个子流。码元映射器将该6个子流映射成码元以对应于星座的实轴和虚轴。例如，解复用的第一、第三和第五子流的比特y0、y2和y4对应于实轴，而解复用的第二、第四和第六子流的比特y1、y3和y6对应于虚轴。

类似地，如果码元映射器的码元方法是256QAM，则输入比特被解复用成8个子流。码元映射器将该8个子流映射成码元以对应于星座的实轴和虚轴。例如，首先，解复用的第一、第三、第五和第七子流的比特y0、y2、y4和y6对应于实轴，而解复用的第二、第四、第六和第八子流的比特y1、y3、y6和y7对应于虚轴。

如果码元映射器映射码元，则由解复用器解复用后的子流被映射成星座的实轴和虚轴的比特流。

上述比特交织方法、解复用方法和码元映射方法是示例性的，可以将各种方法用作选择子流中的比特的方法，使得由解复用器解复用后的子流对应于星座的实轴和虚轴。

映射成码元的单元字可以根据按照码率来对比特流纠错、对比特流进行交织的方法、解复用的方法和码元映射方法中任一个而改变。在纠错解码的可靠性方面，单元字的MSB高于单元字的LSB。虽然纠错编码块的特定位置的比特的可靠性较低，但是，如果将单元字的比特设置在MSB或者靠近MSB，则可以通过码元解映射处理来提高比特的可靠性。

因此，虽然根据用于不规则的LDPC的纠错编码方法中的H矩阵的特性而进行编码的比特的可靠性发生变化，但是，可以通过码元映射和解映射处理来鲁棒地发送/接收比特，并调整***性能。

图27是示出了通过解复用器对输入流进行解复用的一个实施方式。

如果码元映射方法是QPSK，则两个比特被映射成一个码元，并且一个码元单位的两个比特按照比特索引的顺序(b的索引0和1)被解复用。

如果码元映射方法是16QAM，则4个比特被映射成一个码元，并且一个码元单位的4个比特按照比特索引的模4的计算结果(b的索引0、1、2和3)被解复用。

如果码元映射方法是64QAM，则6个比特被映射成一个码元，并且一个码元单位的6个比特按照比特索引的模6的计算结果(b的索引0、1、2、3、4和5)被解复用。

如果码元映射方法是256QAM，则8个比特被映射成一个码元，并且一个码元单位的8个比特按照比特索引的模8的计算结果(b的索引0、1、2、3、4、5、6和7)被解复用。

子流的解复用的顺序是示例性的，并且可以修改。

图28是示出了根据码元映射方法的解复用类型的示例。码元映射方法包括QPSK、16QAM、64QAM和256QAM，而解复用的类型包括第一类型至第六类型。

第一类型是输入比特顺序地对应于偶数索引(0、2、4、8)(或者星座的实轴)以及顺序地对应于奇数索引(1、3、5、7)(或者星座的虚部)的示例。下面，第一类型的比特解复用可以用解复用标识符10(二进制数1010，1的位置是与星座的实轴和虚轴对应的MSB的位置)来表示。

第二类型是按照第一类型的逆序来执行解复用的示例，也就是说，输入比特的LSB顺序地对应于偶数索引(6，4，2，0)(或者星座的实轴)以及于奇数索引(1、3、5、7)(或者星座的虚部)。下面，第二类型的比特解复用可以用解复用标识符5来表示(二进制数0101)。

第三类型是将输入比特设置成使得码字两端的比特为MSB的示例。对输入比特进行重排以从码字的两端开始填充码字。下面，可以用解复用标识符9(二进制1001)来表示第三类型的比特解复用。

第四类型是将输入比特设置成使得码字的中间比特成为MSB的示例。首先，将输入比特的一个比特填充到码字的中间位置，然后，按照输入比特的顺序，将剩余比特朝着码字的两端重新排列。下面，可以用解复用标识符6(二进制0110)来表示第四类型的比特解复用。

第五类型是将比特解交织使得码字的最后一个比特为MSB，而码字的第一比特为LSB的示例。而第六类型是将比特重排使得码字的第一比特为MSB，而其最后一个比特是LSB的示例。下面，用解复用标识符3(二进制0011)来表示第五类型的比特解交织，而用解复用标识符12(二进制1100)来表示第六类型的比特解交织。

如上所述，解复用的类型可以根据码元映射方法或纠错编码方法的码率来变化。也就是说，如果码元映射方法或码率改变，则可以使用不同的复用类型。

图29示出了根据解复用类型对输入比特流进行解复用的一个实施方式的图。该实施方式可包括比特交织器1312a和1312b、解复用器1313b和1313b和映射器1315a和1315b。

比特交织器1312a和1312b对纠错编码后的PLP业务流进行交织。例如，比特交织器1312a和1312b可根据纠错编码的模式按照纠错编码单位来执行比特交织。比特交织的方法已经在上面进行了介绍。

解复用1313a和1313b可包括第一类型解复用器1313a1和1313b1、第n类型解复用器1313a2和1313b2。这里，n是整数。由n种解复用器解复用比特的方法遵循图17所示的类型。例如，第一类解复用器可对应于第一类比特解复用(1100)，而第二类解复用器(未图示)可对应于第二类比特解复用(0011)。第n类解复用1313b根据第n类比特复用(例如，解复用标识符1100)来对输入比特流进行解复用，并输出解复用后的比特流。选择器1313a3和1313b3接收适合于输入比特的解复用类型的解复用器选择信号，并根据第一类型至第n类型中的任何一个以及解复用器选择信号来输出解复用后的比特流。解复用器选择信号可根据纠错编码的码率以及星座的码元映射方法而变化。相应地，可以根据纠错编码方法的码率和/或星座的码元映射方法来确定解复用类型。稍后将介绍根据映射到星座的码元和/或根据解复用器选择信号的纠错编码的码率的具体示例。

映射器1315a和1315b可根据解复用选择信号将解复用后的子流映射成码元，并输出所映射的码元。

图30是示出了根据纠错编码的码率和码元映射方法来确定的解复用类型的图。

在4QAM码元映射方法中，即使LDPC纠错编码方法的码率cr是1/4、1/3、2/5、1/2、3/5、2/3、3/4、4/5、5/6、8/9和9/10中的任一个，也可以根据全部解复用类型来对比特流进行解复用(用“全部”来表示)。

在16QAM码元映射方法中，如果LDPC纠错编码方法的码率是1/4、1/3、2/5和1/2，则可以将码元进行映射而无需执行比特交织和比特解复用(由“不交织”和“不解复用”来表示)。如果纠错编码的码率是3/5，则可以根据解复用标识符9、10和12中的任一个来对比特进行解复用。如果纠错编码方法的码率是2/3、3/4、4/5、5/6、8/9和9/10，则可以根据解复用标识符6来对输入比特流进行解复用。

在64QAM码元映射方法中，如果LDPC纠错编码方法的码率是1/4、1/3、2/5和1/2，则可以将码元进行映射而无需执行比特交织和比特解复用。如果码率是3/5，则可以根据解复用标识符9和10中的任一个来对比特进行解复用。如果码率是2/3、3/4、4/5、5/6、8/9和9/10，则可以根据解复用标识符6来对比特进行解复用。

在256QAM码元映射方法中，如果LDPC纠错编码方法的码率是1/4、1/3、2/5和1/2，则可以将码元进行映射而无需执行比特交织和比特解交织。如果码率是3/5，则可以根据解复用标识符9来对比特进行解复用。如果码率是2/3、3/4、4/5、5/6、8/9和9/10，则可以根据解复用标识符6来对输入比特进行解复用。

如上所述，比特解复用类型可以根据用于纠错编码的码率和码元映射方法而变化。因此，可以通过将解复用后的子流映射成码元来调整位于纠错编码块的特定位置的比特的纠错能力。相应地，可以按照比特级来使鲁棒性最优化。

图31是示出了用等式来表示解复用方法的示例的图。例如，如果码元映射方法是QPSK，则输入比特

对应于解复用后的比特y0和y1。如果码元映射方法是16QAM，则输入比特

对应于解复用后的比特y0、y1、y2和y3。

如果码元映射方法是64QAM，则输入比特对应于解复用后的比特y0、y1、y2、y3、y4和y5。如果码元映射方法是256QAM，则输入比特

对应于解复用后的比特y0、y1、y2、y3、y4、y5、y6和y7。

这里，N表示针对比特交织器的输入而映射成码元的比特数量。

图32是示出了由码元映射器映射码元的示例的图。例如，在QPSK码元映射方法中，星座上的码元对应于解复用后的第一子流的比特y0的值、以及解复用后的第二子流的比特y1的值。

在16QAM中，星座上的码元的实轴对应于解复用后的第一和第三子流的比特(与MSB的位置相隔0和2的比特)，其虚轴对应于解复用后的第二和第四子流的比特(与MSB的位置相隔1和3的比特)。

在64QAM中，星座上的码元的实轴对应于解复用后的第一、第三和第五子流的比特(与MSB的位置相隔0、2和4的比特)，星座上的码元的虚轴对应于解复用后的第二、第四和第六子流的比特(与MSB的位置相隔1、3和5的比特)。

因此，可以按照解复用的顺序将构成码元的比特映射成单元字。如果构成单元字的比特被解复用，则单元字的MSB和LSB被改变，并且虽然LDPC纠错编码比特的可靠性根据位置而变化，但是可以调整比特的鲁棒性。

图33是例示了根据本发明实施方式的MIMO/MISO编码器的框图。MIMO/MISO编码器利用MIMO/MISO编码方案对输入数据进行编码，并将编码后的数据输出到多个路径。如果信号接收端从一个或更多个路径接收到要发送给多个路径的信号，则它能够获得增益(也称为分集增益、有效载荷增益或复用增益)。

MIMO/MISO编码器140对从帧构造器130生成的各路径的业务数据进行编码，并将编码后的数据输出给与输出天线数量相对应的A个路径。

图34是例示了根据本发明实施方式的调制器的框图。调制器包括第一功率控制器(PAPR降低1)151、时域变换单元(IFFT)153、第二功率控制器(PAPR降低2)157和保护间隔***器159。

第一功率控制器151降低在频域中发送给R个信号路径的数据的PAPR(Peak-to-Average Power Ratio：峰均功率比)。

时域变换(IFFT)单元153将接收到的频域信号转换成时域信号。例如，可以根据IFFT算法将频域信号转换成时域信号。因此，可以根据OFDM方案对频域数据进行调制。

第二功率控制器(PAPR降低2)157降低了在时域中发送给R个信号路径的信道数据的PAPR(峰均功率比)。在这种情况下，可以使用载波预留(tone reservation)方案和用于扩展码元星座的动态星座扩展(ACE：active constellation extension)方案。

保护间隔***器159将保护间隔***到输出的OFDM码元，并输出***后的结果。如上所述，可以在R个路径的各信号中执行上述实施方式。

图35是例示了根据本发明实施方式的模拟处理器160的框图。模拟处理器160包括数模转换器(DAC)161、上变频单元163和模拟滤波器165。

DAC 161将输入数据转换成模拟信号，并输出该模拟信号。上变频单元163将模拟信号的频域转换到RF区域。模拟滤波器165对RF频带信号进行滤波，并输出滤波后的RF信号。

图36是例示了根据本发明实施方式的用于接收信号的装置的框图。信号接收装置包括第一信号接收机210a、第n信号接收机210n、第一解调器220a、第n解调器220n、MIMO/MISO解码器230、帧解析器240和解码解调器250以及输出处理器260。

在根据TFS信号帧结构的接收信号的情况下，将多个业务复用到R个信道中，然后，进行时间移位，由此发送时间移位后的结果。

该接收机可以包括至少一个用于接收在至少一个RF信道上发送的业务的信号接收机。可以经由A个天线将发送给R(其中，R是自然数)个RF信道的TFS信号帧发送给多条路径。这A个天线用于R个RF信道，因此天线总数是R×A。

第一信号接收机210a能够接收经由多个RF信道发送的整个业务数据当中、经由至少一个路径发送的业务数据。例如，第一信号接收机210a可通过多个路径接收利用MIMO/MISO方案处理的发送信号。

第一信号接收机210a和第n信号接收机210可以接收从多个RF信道当中的n个RF信道上发送的多个业务数据单元作为单个PLP。即，该实施方式示出了能同时接收R个RF信道的数据的信号接收装置。因此，如果该实施方式接收单个RF信道，则仅需要第一接收机210a。

第一解调器220a和第n调解器220n根据OFDM方案对第一信号接收机210a和第n信号接收机210n中接收到的信号进行解调，并输出解调后的信号。

MIMO/MISO解码器230根据MIMO/MISO解码方案对通过多个发送路径接收到的业务数据进行解码，并将解码后的业务数据输出到单个发送路径上。如果接收到在多个发送路径上发送的R个业务，则MIMO/MISO解码器230可以输出与R个信道的数量相对应的R个业务中的各个业务中包含的单个PLP业务数据。如果通过R个RF信道发送了P个业务，并且通过A个天线接收了各个RF信道的信号，则接收机利用总共(R×A)个接收天线对这P个业务进行解码。

帧解析器240对包括多个业务的TFS信号帧进行解析，并输出解析后的业务数据。

解码解调器250对解析后的帧中包含的业务数据进行纠错解码，将解码后的码元数据解映射成比特数据，并输出解映射处理后的结果。

输出处理器260对包括解映射后的比特数据的流进行解码，并输出解码后的流。

在以上描述中，帧解析器240、解码解调器250以及输出处理器260中的每一个都接收与PLP的数量一样的多个业务数据单元，并对所接收到的业务数据执行信号处理。

图37是例示了根据本发明实施方式的信号接收机的框图。信号接收机可以包括调谐器(tuner)211、下变频器213和模数转换器(ADC)215。

当在多个RF信道中包含PLP时，调谐器211对全部RF信道中的能够发送用户所选择的业务的一些RF信道执行跳频，并输出跳频结果。调谐器211根据输入的RF中心频率执行TFS信号帧中包含的RF信道的跳频，并同时对相应频率信号进行调谐，使得该调谐器输出调谐后的信号。如果信号被发送至A条多径，则调谐器211执行到相应RF信道的调谐，并通过这A个天线接收接收信号。

下变频器213对由调谐器211调谐的信号的RF频率执行下变频，并输出下变频的结果。ADC 215将模拟信号转换成数字信号。

图38是例示了根据本发明实施方式的解调器的框图。解调器包括帧检测器221、帧同步单元222、保护间隔去除器223、频域变换单元(FFT)224、信道估计器225、信道均衡器226和信令信息提取器227。

如果解调器获得发送给单个PLP流的业务数据，则将执行随后的信号解调。下面将描述其详细说明。

帧检测器221识别接收信号的传送***。例如，帧检测器221判定接收信号是否是DVB-TS信号。并且，帧检测器221还可以判定接收信号是否是TFS信号帧。帧同步单元222获取TFS信号帧的时域和频域同步。

保护间隔控制器223从时域去掉位于OFDM码元之间的保护间隔。频域变换器(FFT)224利用FFT算法将接收信号转换成频域信号，从而能得到频域码元数据。

信道估计器225利用频域的码元数据中包含的导频码元对接收信道执行信道估计。信道均衡器226利用由信道估计器225估计的信道信息对接收数据执行信道均衡。

信令信息提取器227可以提取在第一导频信号和第二导频信号中建立的、物理层的信令信息，所述第一导频信号和第二导频信号包含在信道均衡后的接收数据中。

图39是例示了根据本发明实施方式的MIMO/MISO解码器的框图。信号接收机和解调器被设计成处理在单个路径中接收到的信号。如果信号接收机和解调器经由多个天线的多个路径接收到提供单个业务的PLP业务数据，并解调该PLP业务数据，则MIMO/MISO解码器230将在多条路径中接收到的信号输出为发送给单个PLP的业务数据。因此，MIMO/MISO解码器230可以从相应的PLP中接收到的业务数据中获取分集增益和复用增益。

MIMO/MISO解码器230从多个天线接收多径发送信号，并且能够利用可以以单个信号的形式恢复各接收信号的MIMO方案对信号进行解码。另外，MIMO/MISO解码器230能够利用从单个天线接收多径发送信号并恢复所接收的多径发送信号的MIMO方案来恢复信号。

因此，如果通过R(R为自然数)个RF信道发送信号，则MIMO/MISO解码器230可以对通过各个RF信道的A个天线接收到的信号进行解码。如果A的值等于“1”，则可以通过MISO方案对信号进行解码。如果A的值大于“1”，则可以通过MIMO方案对信号进行解码。

图40是例示了根据本发明实施方式的帧解析器的框图。帧解析器包括第一频率解交织器241a、第r频率解交织器241r、帧解析器243、第一时间解交织器245a、第p时间解交织器245p、第一码元解映射器247a和第p码元解映射器。“r”的值可以由RF信道的数量来决定，并且p的值可以通过发送由帧解析器243生成的PLP业务数据的流的数量来决定。

因此，如果在R个RF信道上向p个PLP流发送p个业务，则帧解析器包括r个频率解交织器、p个时间解交织器和p个码元解映射器。

与第一RF信道相关联，第一频率解交织器241a对频域输入数据执行解交织，并输出解交织结果。

帧解析器243利用TFS信号帧的调度信息对发送给多个RF信道的TFS信号帧进行解析，并对在包括期望业务的特定RF信道的时隙中包含的PLP业务数据进行解析。帧解析器243根据TFS信号帧结构对TFS信号帧进行解析，以接收分布到多个RF信道上的特定业务数据，并输出第一路径PLP业务数据。

第一时间解交织器245a在时域中对解析后的第一路径PLP业务数据进行解交织。第一码元解映射器247a确定映射成码元的业务数据为比特数据，使得其能够输出与第一路径PLP业务数据相关联的PLP流。

假设码元数据被转换成比特数据，并且各码元数据包括基于混合码元映射方案的码元，p个码元解映射器(其中每个均都包括第一码元解映射器)可利用不同码元解映射方案按照输入码元数据的各个间隔来将码元数据确定为比特数据。

图41是示出了各个码元解映射器247a和247p的实施方式的图。码元解映射器从分别与码元解映射器对应的时间交织器245a和245p中接收与PLP对应的流。

各个码元解映射器247a和247p可以包括纠错块拆分器2471、码元拆分器2473、第一级解映射器2475a、第二级解映射器2475b和比特流合并器2478。

纠错块拆分器2471可以按纠错块单位来拆分从时间交织器245a和245p中的相应一个中接收到的PLP流。纠错块拆分器2471可以按普通模式LDPC块单位来拆分业务流。在这种情况下，可以在将根据短模式(块长度为16200比特)的4个块当作根据普通模式(块长度为64800比特)的一个块的纠错块的状态下拆分业务流。

码元拆分器2473可以根据码元流的码元映射方法来将拆分纠错块中的码元流拆分。

例如，第一级解映射器2475a可将根据高阶码元映射方法的码元映射成比特。第二级解映射器2475b可将根据低阶码元映射方法的码元映射成比特。

比特流合并器2478可以接收转换后的比特并输出一个比特流。

图42是示出各个码元解映射器247a和247p的另一实施方式的图。除了还包括第一级功率校准单元2474a和第二级功率校准单元2474b之外，该图的实施方式类似于图41的实施方式。

第一级功率校准单元2474a接收由码元拆分器2473拆分出的码元，根据码元映射方案校准所接收的码元的功率，并输出校准后的码元。所接收码元的功率可以具有基于码元映射方法根据星座大小而校准的功率。第一级功率校准单元2474a根据星座的原始码元功率而对校准的功率进行转变。第一级解映射器2475a可以将由第一级功率校准单元校准了功率的码元解映射为比特。

类似地，第二级功率校准单元2474b接收由码元拆分器2473拆分出的码元，根据星座的大小而将接收的码元的校准功率修改为原始功率，并输出修改后的码元。

图43是示出了各个码元解映射器247a和247p的另一实施方式的图。各个码元解映射器247a和247p可以包括码元拆分器2473、第一级解映射器2474a、第二级解映射器2474b、第一级复用器2475a、第二级复用器2475b、第一级比特解交织器2476a、第二级比特解交织器2476b和比特流合并器2478。通过此实施方式，图33的解码和解调单元的实施方式包括第一解码器253、第一解交织器255和第二解码器257。

码元拆分器2473可根据与码元映射方法对应的方法来拆分PLP的码元流。

第一级解映射器2474a和第二级解映射器2474b将拆分后的码元流转换成比特。例如，第一级解映射器2474a执行高阶QAM的码元解映射，而第二级解映射器2474b执行低阶QAM的码元解映射。例如，第一级解映射器2474a可执行256QAM的码元解映射，而第二级解映射器2474b可执行64QAM的码元解映射。

第一级复用器2475a和第二级复用器2475b对经过码元映射的比特进行复用。复用的方法可对应于参照图15至图18介绍的解复用的方法。因此，可以将解复用的子流转换成一个比特流。

第一级比特解交织器2476a对由第一级复用器2475a复用的比特流进行解交织。第二级比特解交织器2476b对由第一级复用器2475a复用的比特流进行解交织。解交织的方法对应于比特交织方法。在图12中示出了比特交织方法。

比特流合并器2478可以将由比特交织器2476a和2476b解交织后的比特流合并成一个比特流。

解码和解调单元的第一解码器253可根据普通模式或短模式以及根据这些模式的码率来对输出的比特流进行纠错解码。

图44是示出各个码元解映射器247a和247p的另一实施方式的图。除了还包括第一级功率校准单元2474a和第二级功率校准单元2474b之外，该图的实施方式类似于图43的实施方式。第一级功率校准单元2474a和第二级功率校准单元2474b根据码元映射方法修改码元的校准功率，并向码元解映射器2475a和2475b输出修改后的码元。

图45是示出了对解复用后的子流进行复用的一个实施方式的图。在此实施方式中，解映射器2474a和2474b确定包含比特的单元字。复用器2475a和2475b根据复用器选择信号来将确定的单元字进行复用。解复用后的单元字被输入第一复用器2475a2和2475b2至第n复用器2475a3至2475b3中的任何一个。

第一复用器2475a2和2475b2至第n复用器2475a3至2475b3根据复用器选择信号来改变单元字中的比特的顺序。复用器选择信号可根据纠错编码的码率或码元映射方法来改变。为了生成传送给复用器的一个流以及比特流，选择的子流的顺序可以根据复用器选择信号来变化。

第一解复用器2475a1和2475b1根据复用器选择信号来将码元解映射后的比特流输出给第一复用器2475a2和2475b2至第n复用器2475a3至2475b3中的任何一个。第一解复用器2475a1和2475b1可接收由第一复用器2475a2和2475b2至第n复用器2475a3至2475b3复用的子流，并根据复用器选择信号而输出一个流。

将包括改变后的比特的单元字输入比特交织器2476a和2476b，比特解交织器2476a和2476b对输入比特进行解交织，并输出解交织后的比特。

图46是例示了根据本发明实施方式的解码解调器的框图。解码解调器可以包括与编码和调制单元相对应的多个功能块。在本实施方式中，图16的解码解调器可以包括第一解交织器251、第一解码器253、第二解交织器255和第二解码器257。第二解交织器255可以选择性地包含在解码解调器中。

第一解交织器251用作内部解交织器，并且能够对帧解析器生成的第p个PLP流执行解交织。

第一解码器253用作内部解码器，可以对解交织后的数据执行纠错，并且能够基于LDPC方案使用纠错解码算法。

第二解交织器255用作外部解交织器，并且能够对纠错解码后的数据执行解交织。

第二解码器257用作外部解码器。对经过第二解交织器255解交织的或者经过第一解码器253纠错的数据再次进行纠错，使得第二解码器257输出再次纠错后的数据。第二解码器257基于BCH方案利用纠错解码算法对数据进行解码，使得该第二解码器输出解码后的数据。

第一解交织器251和第二解交织器255能够将PLP流中包含的数据中产生的突发错误转换成随机错误。第一解码器253和第二解码器257能够对数据中包含的错误进行纠正。

解码解调器示出了与单PLP流相关的操作处理。如果存在p个流，则需要p个解码解调器，或者解码解调器可以反复对输入数据解码p次。

图47是例示了根据本发明实施方式的输出处理器的框图。输出处理器可以包括p个基带(BB)帧解析器(251a，...，261p)、第一业务合并器263a、第二业务合并器263b、第一解复用器265a和第二解复用器265b。

BB帧解析器(261a，...，261p)根据所接收到的PLP路径从第一到第p个PLP流中去除BB帧报头，并输出去除后的结果。该实施方式示出了将业务数据发送到至少两个流。第一流是MPEG-2TS流，而第二流是GS流。

第一业务合并器263a计算至少一个BB帧的有效载荷中包含的业务数据的总和，从而将该业务数据的总和作为单个业务流输出。第一解复用器255a可以对该业务流进行解复用，并输出解复用后的结果。

这样，第二业务合并器263b计算至少一个BB帧的有效载荷中包含的业务数据的总和，从而该第二业务合并器能够输出另一业务流。第二解复用器255b可以对GS格式业务流进行解复用，并输出解复用后的业务流。

图48是例示了根据本发明的另一个实施方式的用于发送信号的装置的框图。信号发送装置包括业务合成器310、分频器320和发射机400。发射机400对包括要发送给各RF频带的业务流的信号进行编码或调制。

业务合成器310接收多个业务流，对要发送给各个RF信道的多个业务流进行复用，并输出复用后的业务流。当发射机400经由多个RF信道来发送PLP时，业务合成器310输出调度信息，使得能够利用该调度信息来控制发射机400。通过该调度信息，业务合成器310对要通过发射机400发送给多个RF信道的多个业务帧进行调制，并发送调制后的业务帧。

分频器320接收要发送给各个RF频带的业务流，并且将各业务流拆分成多个子流，使得可以对这些子流分配单独的RF频带。

发射机400对要发送给各个频带的业务流进行处理，并输出处理后得到的流。例如，与要发送给第一RF信道的特定业务流相关联地，第一映射器410将输入的业务流映射成码元。第一交织器420对所映射的码元进行交织，以防止突发错误。

第一码元***器430将具有导频信号(例如离散导频信号或连续导频信号)的信号帧***调制后的信号中。

第一调制器440按照信号调制方案对交织后的数据进行调制。例如，第一调制器440可以利用OFDM方案对信号进行调制。

第一导频码元***器450将第一导频信号和第二导频信号***在信号帧中，并且能够发送TFS信号帧。

经由图18的发射机中示出的不同路径的多个块415、425、435、445和455将发送给第二RF信道的业务流数据发送给TFS信号帧。

从发射机400发送的信号处理路径的数量可以等于TFS信号帧中包含的RF信道的数量。

第一映射器410和第二映射器可以分别包括解复用器1313a和1313b，并允许在码元映射单元字中改变MSB和LSB的位置。

图49是例示了根据本发明的另一个实施方式的用于接收信号的装置的框图。信号接收装置可以包括接收单元510、同步单元520、模式检测器530、均衡器540、参数检测器550、解交织器560、解映射器570和业务解码器580。

接收单元500能接收信号帧当中由用户选择的第一RF信道的信号。如果信号帧包括多个RF信道，则接收单元500对多个RF信道执行跳频，并且同时可以接收包括所选择的业务帧的信号。

同步单元510获取接收信号的同步，并输出同步后的接收信号。解调器520能对获取同步后的信号进行解调。模式检测器530能利用信号帧的第一导频信号来获取第二导频信号的FFT模式(例如，2k、4k、8k FFT运算长度)。

解调器520在第二导频信号的FFT模式下对接收信号进行解调。均衡器540对接收信号执行信道估计，并输出信道估计得到的信号。解交织器560对信道均衡后的接收信号进行解交织。解映射器570利用与发送信号时的码元映射方案(例如，QAM)对应的码元解映射方案，对交织后的码元进行解映射。

参数检测器550从均衡器540的输出信号中获取第二导频信号中包含的物理参数信息(例如，第一层(L1)信息)，并将所获取的物理参数信息发送给接收单元500和同步单元510。接收单元500能够利用由参数检测器550检测到的网络信息来将RF信道改变为另一信道。

参数检测器550输出与业务相关联的信息，业务解码器580根据来自参数检测器550的与业务相关联的信息对接收信号的业务数据进行解码，并输出解码后的业务数据。

解映射器570可以包括复用器2475a和2475b，并输出通过恢复如下比特的顺序而得到的比特流，所述比特的顺序中的MSB和LSB的位置根据纠错编码的码率和码元映射方法而改变。

以下将描述用于对具有至少一个RF频带的信号帧的第一导频信号进行调制的方法以及用于接收调制后的第一导频信号的方法和装置。

经由在信号帧中在时间上划分的区域来发送时间交织后的PLP码元。如果存在多个RF频带，则可以经由在频域中划分的区域来发送时间交织后的PLP码元。因此，如果发送或接收PLP，则可以获得分集增益。纠错模式和码元映射方法可以根据对应于传输流的业务而改变，或者可以在业务中改变。

第一导频信号和第二导频信号设置在具有诸如前导码信号的特性的信号帧的开始位置处。

如上所述，在信号帧中包括的第一导频信号可以包括如下的标识符：该标识符用于识别具有上述结构的信号帧。第一导频信号可以包括：关于表示信号帧是否经由多路径发送的发送结构的信息、以及关于在第一导频信号之后的信号的FFT模式的信息。接收器可以从第一导频信号中检测信号帧，并获得关于整体载波频移估计的信息以及关于数据码元的FFT模式的信息。

图50是示出第一导频信号的结构的实施方式的图。由A表示的部分是第一导频信号的有用部分。B表示在时域中与部分A的第一部分相同的循环前缀，而C表示在时域中与部分A的第二部分相同的循环后缀。第一部分可以是从部分A的后半部分复制的，第二部分可以从部分A的前半部分复制的。

通过复制第一部分和第二部分并且对复制的部分进行频移，可以分别获得B和C。B或C与A之间的关系如下：

[等式1]

在上述等式中，SH表示频移的偏移单位。因此，部分B和C的频移值可以与部分B和C的长度成反比。

如果通过对循环前缀(B)和循环后缀(C)进行频移而构成第一导频信号，那么，尽管构成PLP的数据码元和构成前导码的码元是按照相同FFT模式调制的，将数据码元错误检测为前导码的概率很低，并且降低了错误检测前导码的概率。

如果像模拟TV信号一样包括连续波(CW)干涉，则由于在关联处理中产生的噪声DC分量而错误检测前导码的概率降低。另外，如果施加于构成PLP的数据码元的FFT的大小大于施加于前导码的FFT的大小，那么，即使在长度等于或大于前导码的有用码元部分A的长度的延迟扩频信道中，也可以提高前导码检测性能。由于在前导码中使用循环前缀(B)和循环后缀(C)，所以通过关联处理可以估计小数载波频移。

图51是示出检测图50所示的前导码信号并且估计定时偏移和频率偏移的实施方式的图。该实施方式可以包括在帧检测器221或帧同步单元222中。

该实施方式可以包括第一延迟单元601、复共轭计算单元603、第一乘法器605、第二乘法器607、第一滤波器611、第二延迟单元615、第三乘法器609、第二滤波器613、第四乘法器617、峰搜索单元619、和相位测量单元621。

第一延迟单元601可以延迟所接收的信号。例如，第一延迟单元601可以将所接收的信号延迟第一导频信号的有用码元部分(A)的长度。

复共轭计算单元603可以计算延迟后的第一导频信号的复共轭，并输出所计算出的信号。

第一乘法器605可以将从复共轭计算单元603输出的信号与所接收的信号相乘，并输出相乘得到的信号。

由于第一导频信号包括通过对有用部分A进行频移而获得的部分B和C，所以通过将所接收的信号偏移相应的频移量而获得各自的关联值。在第一导频信号中，部分B是从部分A向上频移或向下频移的部分，并且C是从部分A向上频移或向下频移的部分。

例如，如果使用复共轭计算单元603的输出，则第一乘法器605的输出可以包括B(或B的复共轭)和A(或A的复共轭)的关联结果。

第二乘法器607可以将从第一乘法器605输出的信号乘以施加于部分B的频移量(以ej^fSHt表示)，并输出相乘得到的信号。

第一滤波器611对从第二乘法器607输出的信号在预定的时段内执行移动平均。移动平均部分可以是循环前缀(B)的长度或循环后缀(C)的长度。在该实施方式中，第一滤波器611可以计算在部分B的长度中包括的信号的平均值。接着，在从第一滤波器611输出的结果中，在计算了平均值的部分中包括的部分A和C的关联值大致变为0，部分B和A的关联结果保留。由于第二乘法器607将部分B的信号乘以频率偏移值，所以它等于通过复制部分A的后半部分而获得的信号。

第三乘法器609可以将从第一乘法器605输出的信号乘以施加于部分C的频移量(以-ejfSHt表示)，并输出相乘得到的信号。

第二滤波器613对从第三乘法器609输出的信号在预定的时段内执行移动平均。移动平均部分可以是循环前缀(B)的长度或循环后缀(C)的长度。在该实施方式中，第二滤波器613可以计算包括在部分C的长度中的信号的平均值。接着，在从第二滤波器613输出的结果中，在计算了平均值的部分中包括的部分A和B的关联值大致变为0，部分C和A的关联结果保留。由于第三乘法器609将部分C的信号乘以频率偏移值，所以它等于通过复制部分A的前半部分而获得的信号。

通过第一滤波器611和第二滤波器613执行移动平均的部分的长度TB表示如下。

[等式2]

T_B＝k/f_SH

其中k表示整数。换言之，在部分B和C中使用的频移的单位f_SH可以由k/TB决定。

第二延迟单元615可以延迟从第一滤波器611输出的信号。例如，第二延迟单元615将由第一滤波器611滤波的信号延迟部分B的长度，并输出延迟的信号。

第四乘法器617将由第二延迟单元615延迟后的信号乘以由第二滤波器613滤波后的信号，并输出相乘得到的信号。

峰搜索单元619在从第四滤波器617输出的相乘信号中搜索产生峰值的位置，并向相位测量单元621输出搜索到的位置。峰值和位置可以用于定时偏移估计。

相位测量单元621可以使用从峰搜索单元619输出的峰值和位置来测量改变的相位，并输出测量到的相位。相位值可以用于小数载波频移估计。

同时，生成由第二乘法器607和第三乘法器609用来执行频移的频率的振荡器可能产生任何相位误差。

即使在该情况下，第四乘法器617也可以消除振荡器的相位误差。从第一滤波器611和第二滤波器613输出的结果以及从第四乘法器617输出的结果可以通过下面等式表示。

[等式3]

y_MAF1＝‖a₁(n)‖²·e^j2πΔf+θ

y_MAF2＝‖a₂(n)‖²·e^j2πΔf-θ

y_prod＝‖a₁(n)‖²‖a₂(n)‖²·e^j2π2Δf

其中，y_MAF1和y_MAF2分别表示第一滤波器611和第二滤波器613的输出，并且y_Prod表示第四乘法器617的输出。另外，a1和a2分别表示关联结果的水平，f和θ分别表示振荡器的频移和相位误差。

因此，y_MAF1和y_MAF2可以包括具有不同符号的振荡器的相位误差，但在第四乘法器617的结果中消除了振荡器的相位误差。因此，可以与信号接收装置的振荡器的相位误差无关地估计频移f。

估计的频移可以通过下面的等式表示。

[等式4]

f_B＝∠y_prod/4π

其中，估计的频移f是0＜＝f＜0.5。

图52是示出第一导频信号的结构的另一实施方式的图。在第一导频信号中，有用部分A的前半部分的频移是循环前缀(B)，而有用部分A的后半部分的频移是循环后缀(C)。例如，用于生成部分B和C的有用部分A的长度可以是部分A的长度的1/2，并且B和C的长度可以不同。

图53是示出检测图52所示的第一导频信号并使用检测结果来测量定时偏移和频率偏移的实施方式的图。在该实施方式中，为了便于描述，B和C分别表示通过对部分A的长度的1/2进行频率偏移而获得的循环前缀和循环后缀。

该实施方式包括第一延迟单元601、复共轭计算单元603、第一乘法器605、第二乘法器607、第一滤波器611、第二延迟单元615、第三乘法器609、第二滤波器613、第四乘法器617、峰搜索单元619、和相位测量单元621。即，该实施方式等同于图51的实施方式，但部件的特性可以根据用于生成部分B和C的部分A的长度而改变。B表示从部分A向下频移的部分，而C表示从部分A向上频移的部分。

第一延迟单元601可以延迟所接收的信号。例如，第一延迟单元601可以将所接收的信号延迟第一导频信号的有用码元部分(A)的长度的1/2。

复共轭计算单元603可以计算延迟后的第一导频信号的复共轭，并输出所计算出的信号。

第一乘法器605可以将从复共轭计算单元603输出的信号与所接收的信号相乘，并输出相乘得到的信号。

第二乘法器607可以将从第一乘法器605输出的信号与施加于部分B的频移量(以ejfSHt表示)相乘，并输出相乘得到的信号。

第一滤波器611对从第二乘法器607输出的信号在预定的时段内执行移动平均。移动平均部分可以是循环前缀(B)的长度。在该实施方式中，第一滤波器611可以计算在部分B的长度中包括的信号的平均值。于是，在从第一滤波器611输出的结果中，在计算了平均值的部分中包括的部分A和C的关联值大致变为0，部分B和A的关联结果保留。由于第二乘法器607将部分B的信号乘以频率偏移值，所以它等于通过复制部分A的后半部分而获得的信号。

第三乘法器609可以将从第一乘法器605输出的信号乘以施加于部分C的频移量(以-ejfSHt表示)，并输出相乘得到的信号。

第二滤波器613对从第三乘法器609输出的信号在预定的时段内执行移动平均。移动平均部分可以是循环后缀(C)的长度。在该实施方式中，第二滤波器613可以计算包括在部分C的长度中的信号的平均值。于是，在从第二滤波器613输出的结果中，在计算了平均值的部分中包括的部分A和B的关联值大致变为0，部分C和A的关联结果保留。由于第三乘法器609将部分C的信号乘以频率偏移值，所以它等于通过复制部分A的前半部分而获得的信号。

第二延迟单元615可以延迟从第一滤波器611输出的信号。例如，第二延迟单元615将由第一滤波器611滤波后的信号延迟部分B+1/2A的长度，并输出延迟后的信号。

第四乘法器617将由第二延迟单元615延迟后的信号与由第二滤波器613滤波后的信号相乘，并输出相乘得到的信号。

峰搜索单元619在从第四滤波器617输出的相乘信号中搜索产生峰值的位置，并向相位测量单元621输出搜索到的位置。峰值和位置可以用于定时偏移估计。

相位测量单元621可以使用从峰搜索单元619输出的峰值和位置来测量改变的相位，并输出测量到的相位。相位值可以用于小数载波频移估计。

如上所述，生成由第二乘法器607和第三乘法器609用来执行频移的频率的振荡器可能产生任何相位误差。但是，即使在该实施方式中，第四乘法器617也可以消除振荡器的相位误差。

从第一滤波器611和第二滤波器613输出的结果以及从第四乘法器617输出的结果可以通过下面的等式表示。

[等式5]

y_MAF1＝‖a₁(n)‖²·e^j2πΔf+θ

y_MAF2＝‖a₂(n)‖²·e^j2πΔf-θ

y_prod＝‖a₁(n)‖²‖a₂(n)‖²·e^j2π2Δf

其中，y_MAF1和y_MAF2分别表示第一滤波器611和第三滤波器613的输出，并且y_Prod表示第四乘法器617的输出。另外，a1和a2分别表示关联结果的水平，f和θ分别表示振荡器的频移和相位误差。

因此，y_MAF1和y_MAF2可以包括具有不同符号的振荡器的相位误差，但在第四乘法器617的结果中消除了振荡器的相位误差。因此，可以与信号接收装置的振荡器的相位误差无关地估计频移f。

估计的频移可以通过下面的等式表示。

[等式6]

f_B＝∠y_prod/2π

其中，估计的频移f是0＜＝f＜1。

即，在[等式4]中估计的频移中，可以在0.5＜＝f＜1的范围中产生相位失真(phase aliasing)，但在[等式6]中估计的频移中不产生相位失真。因此，可以更准确地测量频移。可以在数据码元和第二频率信号中使用第一导频信号的结构。如果使用这样的结构，则可以改进诸如CW干涉的偏移估计性能，并且可以改善接收器的接收性能。

图54是示出检测第一导频信号并使用检测结果来测量定时偏移和频率偏移的实施方式的图。

该实施方式包括第一延迟单元601、第三延迟单元602、第一复共轭计算单元603、第二复共轭计算单元604、第一乘法器605、第五乘法器606、第二乘法器607、第一滤波器611、第二延迟单元615、第三乘法器609、第二滤波器613、第四乘法器617、峰搜索单元619、和相位测量单元621。

在该实施方式中，第一延迟单元601可以延迟所接收的信号。例如，第一延迟单元601可以将所接收的信号延迟循环后缀的长度。

第三延迟单元602可以延迟由第一延迟单元601延迟后的信号。例如，第三延迟单元602将所述信号进一步延迟循环前缀的长度与循环后缀的长度之间的差。

第一复共轭计算单元603可以计算由第三延迟单元602延迟后的信号的复共轭，并输出所计算出的信号。第二复共轭计算单元604可以计算由第一延迟单元601延迟后的信号的复共轭，并输出所计算出的信号。

第一乘法器605可以将从第一复共轭计算单元603输出的信号与所接收的信号相乘，并输出相乘得到的信号。第五乘法器606可以将由第二复共轭计算单元604计算出的复共轭与所接收的信号相乘，并输出相乘得到的信号。

第二乘法器607可以将从第一乘法器605输出的信号与施加于部分B的频移量(以e^jfSHt表示)相乘，并输出相乘得到的信号。

第一滤波器611对从第二乘法器607输出的信号在预定的时段内执行移动平均。移动平均部分可以是第一导频信号的有用部分(A)的长度。

第三乘法器609可以将从第二乘法器604输出的信号与施加于部分C的频移量(以-e^jfSHt表示)相乘，并输出相乘得到的信号。

第二滤波器613对从第三乘法器609输出的信号在预定的时段内执行移动平均。移动平均部分可以是第一导频信号的有用部分A的长度。

第二延迟单元615可以延迟从第一滤波器611输出的信号。例如，第二延迟单元615将由第一滤波器611滤波的信号延迟第一导频信号的有用部分(A)的长度，并输出延迟后的信号。

第四乘法器617将由第二延迟单元615延迟后的信号与由第二滤波器613滤波后的信号相乘，并输出相乘得到的信号。第四乘法器617可以消除振荡器的相位误差。

峰搜索单元619和相位测量单元621的操作等同于上述实施方式的峰搜索单元619和相位测量单元621的操作。峰搜索单元619在从第四滤波器617输出的相乘信号中搜索产生峰值的位置，并向相位测量单元621输出搜索到的位置。峰值和位置可以用于定时偏移估计。

图55是示出发送信号的方法的实施方式的图。

将业务流转换为PLP(S110)。可以通过调制诸如传输流和GSE分组的业务流而生成PLP，其中对业务流进行纠错编码和码元映射。可以将调制后的业务流分布在至少一个信号帧中，并经由至少一个物理信道将其作为PLP而发送。例如，可以通过下面的步骤S110a至S110d来执行将业务流调制为PLP的处理。

对诸如传输流和传送业务的GSE分组的业务流进行纠错编码(S110a)。可以根据业务流来改变纠错编码方案。

可以使用LDPC纠错编码方案作为纠错编码方案，并且可以按照各种码率执行纠错编码。可以将根据特定纠错码率而进行了纠错编码的比特根据纠错编码模式而包括在纠错编码块中。如果纠错编码方案为LDPC，则可以使用普通模式(64800比特)和短模式(16200比特)。

对纠错编码后的业务流进行交织(S110b)。可以通过区分在存储器中写入纠错编码块中包括的比特和从存储器中读取在纠错编码块中包括的比特的方向而执行交织。存储器的行的数量和列的数量可以根据纠错编码模式而改变。可以按照纠错编码块为单位执行交织。

将业务流的交织比特映射到码元(S110c)。码元映射方法可以根据业务流而改变，或者在业务流中改变。例如，作为码元映射方法，可以使用较高级码元映射方法和较低级码元映射方法。当映射码元时，可以根据码元映射方法或者纠错编码的码率而对业务流的交织比特进行解复用，并且可以使用在解复用后的子流中包括的比特来映射码元。接着，可以改变映射到码元的单元字中的比特的顺序。

对映射后的码元进行交织(S110d)。可以按照纠错编码块为单位来对映射后的码元进行交织。时间交织器132a和132b可以按照纠错编码块为单位来对码元进行交织。即，在码元级再次对业务流进行交织。

将如上所述地转换的PLP分配在至少一个信号帧中，并且在信号帧的开始部分中设置包括第一导频信号的前导码(S150)。PLP的分配可以如下描述。

拆分业务流的交织码元，将分离的码元分配给具有至少一个频带并在所述频带中包括时间分割的多个时隙的信号帧，并且在信号帧的开始部分中设置包括第一导频信号的前导码。业务流的交织码元可以针对用于提供业务的业务流构成PLP。可以将构成PLP的码元拆分并分配给信号帧。可以将PLP分配到具有至少一个频带的至少一个信号帧。如果设置了多个频带，则可以将构成PLP的码元设置于在频带之间偏移的时隙中。可以按照交织的纠错编码块为单位将业务流中包括的比特设置在信号帧中。

根据OFDM方案将信号帧变换到时域(S160)。

在时域中，将通过对第一导频信号的有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀和通过对有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀***第一导频信号中(S170)。如果在频域中不***前导码，则可以将包括第一导频信号和第二导频信号的前导码***在时域中。时域的第一导频信号可以包括有用部分、有用部分的第一部分的循环前缀和有用部分的第二部分的循环后缀。第一部分可以是有用部分的最后面部分或者最前面部分。第二部分可以是有用部分的最前面部分或最后面部分。

在至少一个RF信道上发送包括第一帧信号的信号帧(S180)。

由于第一导频信号的有用部分包括频移后的循环前缀和循环后缀，所以可以将信号帧清楚地识别为第一导频信号的结构。可以估计并且补偿定时偏移或频率偏移，以使用第一导频信号的结构。

图56是示出接收信号的方法的实施方式的图。

从传送信号帧的特定频带接收信号(S210)。可以在至少一个频带上发送信号帧。可以从特定频带接收信号。

从接收的信号中，识别第一导频信号，该第一导频信号包括通过对有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀和通过对有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀，并且使用第一导频信号通过OFDM方案来识别并且解调包括PLP的信号帧(S220)。后面将详细地描述使用设置在第一导频信号中的信息的解调处理。

解析所识别的信号帧(S230)。该信号帧可以包括至少一个频带。在该信号帧中，可以将第一PLP和第二PLP一起分配到OFDM码元，所述第一PLP包括业务流映射到的码元的纠错编码块，所述第二PLP包括另一业务流的纠错编码块。如果信号帧包括多个频带，则可以将PLP的纠错编码块分配到在多个频带中时间偏移的OFDM码元。

可以从解析后的信号帧的PLP获得业务(S240)，其中在步骤S240a至S240c中描述该处理。

从解析后的信号帧中对业务流映射到的码元进行解交织(S240a)。可以在业务流映射到的码元级进行解交织。例如，时间解交织器245a和245b可以对包括业务流映射到的码元在内的纠错编码块进行解交织。

接着，对解交织后的码元进行解映射，以获得业务流(S240b)。当对码元进行解映射时，可以输出通过对码元进行解映射而获得的多个子流，可以对输出的多个子流进行复用，并且可以输出纠错编码后的业务流。可以根据码元映射方法和纠错码率来改变复用方案。码元解映射方法可以在一个业务流中改变或者根据多个业务流而改变。

对业务流进行解交织并且对解交织后的业务流进行纠错编码(S240c)。

根据本发明实施方式的发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法，可以容易地检测并恢复发送的信号。另外，可以提高发送/接收***的信号发送/接收性能。

图57是例示在解调处理中识别第一导频信号并且估计偏移的实施方式的流程图。

第一导频信号包括通过对第一导频信号的有用部分的第一部分进行频移而获得的循环前缀以及通过对其有用部分的第二部分进行频移而获得的循环后缀。可以如下地使用第一导频信号来计算定时偏移和频率偏移。

延迟接收的信号(S311)。例如，延迟部分可以是第一导频信号的有用部分或者有用部分的1/2。另选的是，延迟部分可以是循环前缀的长度或循环后缀的长度。

计算延迟后的信号的复共轭(S313)。

将接收的信号的复共轭与延迟后的信号相乘(S315)。乘以复共轭的延迟后信号可以是具有上述长度的信号。如果延迟后信号是循环前缀或循环后缀的长度，则可以计算延迟后信号的复共轭。

根据循环前缀的频移来对乘以复共轭的信号进行逆偏移(S317)。即，将乘以复共轭的信号偏移循环前缀信号的频移量的逆偏移量。即，对向上频移了的信号进行向下频移(或者对向下频移了的信号进行向上频移)。

接着，针对根据循环前缀的频移量进行了逆偏移的信号计算平均值(S319)。计算平均值的部分可以是根据实施方式的第一导频信号的循环前缀的长度或有用部分A的长度。由于与接收的信号一起针对具有相同长度的信号来计算平均值，所以可以与接收的信号一起输出移动平均值。

对计算了平均值的信号进行延迟(S321)。根据本实施方式，延迟部分可以是循环前缀的长度与有用时段的1/2的长度之和、循环前缀的长度、或者第一导频信号的有用部分A的长度。

根据循环后缀的频移，对在步骤S315中相乘的信号进行逆偏移(S323)。将乘以复共轭的信号偏移循环后缀信号的频移量的逆偏移量。即，对向上频移了的信号进行向下频移(或者对向下频移了的信号进行向上频移)。

针对根据循环后缀的频移进行了逆偏移的信号来计算平均值(S325)。根据实施方式，针对与计算出的循环后缀的长度或第一导频信号的有用部分的长度对应的信号来计算移动平均值。

将在步骤S321中延迟后的信号与在步骤S325中计算了平均值的信号相乘(S327)。

搜索相乘结果的峰位置(S329)，并使用该峰来测量信号的相位(S331)。搜索到的峰可以用于估计定时偏移，并且测量到的相位可以用于估计频率偏移。

在该流程图中，循环后缀的长度、循环前缀的长度和频率逆偏移量可以改变。

根据本发明的发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法，如果构成PLP的数据码元和构成前导码的码元是按照相同FFT模式调制的，则通过前导码检测到数据码元的概率较低，并且降低了错误检测前导码的概率。如果像模拟TV信号一样包括连续波(CW)干涉，则降低了由于在关联时产生的噪声DC分量而错误地检测前导码的概率。

根据本发明的发送和接收信号的装置以及发送和接收信号的方法，如果施加于构成PLP的数据码元的FFT的大小大于施加于前导码的FFT的大小，那么，即使在长度等于或大于前导码的有用码元部分A的长度的延迟扩频信道中，也可以提高前导码检测性能。由于在前导码中使用循环前缀(B)和循环后缀(C)二者，所以可以估计小数载波频移。

所公开的导频信号的结构可以不用于包括PLP的信号帧，如果将该导频信号用于任何信号帧，都可以取得所描述的效果。

本发明的模式

按照本发明的最佳模式描述本发明的实施方式。

产业适用性

可以在广播和通信领域使用本发明的发送/接收信号的方法和用于发送和接收信号的装置。

Claims (10)

1.一种发送信号的方法，该方法包括以下步骤：

将业务数据转换成物理层管道PLP数据，其中所述将业务数据转换成PLP数据的步骤包括：

对所述业务数据进行纠错编码；

对编码后的数据进行交织；

将交织后的业务数据的多个比特映射到针对所述PLP数据的码元；

构造包括所述PLP数据和前导码的信号帧，并在所述信号帧的开始部分中设置包括第一导频信号的所述前导码，

其中，所述第一导频信号包括有用部分、通过对所述有用部分的最前面的部分进行频率偏移而获得的循环前缀和通过对所述有用部分的最后面的部分进行频率偏移而获得的循环后缀；以及

在至少一个射频信道上发送包括所述第一导频信号的所述信号帧。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频信号具有根据以下等式的结构：

其中，A表示所述第一导频信号的所述有用部分，B表示所述循环前缀，C表示所述循环后缀，f_SH表示频率偏移单位。

3.一种接收广播信号的方法，该方法包括以下步骤：

接收包括信号帧的信号，所述信号帧包括物理层管道和第一导频信号；

使用所述第一导频信号从所接收的信号中识别所述信号帧，其中，所述第一导频信号包括有用部分、通过对所述有用部分的最前面的部分进行频率偏移而获得的循环前缀和通过对所述有用部分的最后面的部分进行频率偏移而获得的循环后缀；

对所识别的信号帧进行解析；

从所解析的信号帧的所述物理层管道获得业务。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一导频信号具有根据以下等式的结构：

其中，A表示所述第一导频信号的所述有用部分，B表示所述循环前缀，C表示所述循环后缀，f_SH表示频率偏移单位。

5.根据权利要求3所述的方法，该方法包括以下步骤：

使用所述循环前缀和所述循环后缀来估计所接收的广播信号的定时偏移或频率偏移；以及

补偿所估计出的偏移。

6.一种发送信号的装置，该装置包括：

编码器，其被构成为对业务数据进行纠错编码；

交织器，其被构成为对编码后的数据进行交织；

映射器，其被构成为将交织后的业务数据的多个比特映射到针对物理层管道PLP数据的码元；

构造器，其被构成为构造包括所述PLP数据和前导码的信号帧，并在所述信号帧的开始部分中设置包括第一导频信号的所述前导码，

其中，所述第一导频信号数据包括有用部分、通过对所述有用部分的最前面的部分进行频率偏移而获得的循环前缀和通过对所述有用部分的最后面的部分进行频率偏移而获得的循环后缀；以及

发送器，其被构成为在至少一个射频信道上发送包括所述第一导频信号的所述信号帧。

7.根据权利要求6所述的装置，其中，所述第一导频信号具有根据以下等式的结构：

其中，A表示所述第一导频信号的所述有用部分，B表示所述循环前缀，C表示所述循环后缀，f_SH表示频率偏移单位。

8.一种接收信号的装置，该装置包括：

接收器，其被构成为接收包括信号帧的信号，所述信号帧包括物理层管道和第一导频信号；

解调器，其被构成为使用所述第一导频信号从所接收的信号中识别所述信号帧，其中，所述第一导频信号包括有用部分、通过对所述有用部分的第一部分进行频率偏移而获得的循环前缀和通过对所述有用部分的第二部分进行频率偏移而获得的循环后缀；

帧解析器，其被构成为对所识别的信号帧进行解析并从所解析的信号帧的所述物理层管道获得业务。

9.根据权利要求8所述的装置，其中，所述第一导频信号具有根据以下等式的结构：

其中，A表示所述第一导频信号的所述有用部分，B表示所述循环前缀，C表示所述循环后缀，f_SH表示频率偏移单位。

10.根据权利要求8所述的装置，其中，所述解调器包括：

估计器，其被构成为使用所述循环前缀和所述循环后缀来估计所接收的广播信号的定时偏移或频率偏移；以及

补偿器，其被构成为补偿所估计出的偏移。

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