CN101861704A - 传送数据至接收器的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种传送数据至接收器的方法，其中使用多个子载波来传送该数据。所提供的方法包括：针对每个子载波以及用于传送数据的子载波与多个天线中的天线的多个组合的每个组合，确定使用天线的子载波的传送的传送特性；并且基于子载波在该天线以及该接收器之间的传送的传送特性，为每个子载波选择多个天线中的天线以用于该子载波的传送。

Description

传送数据至接收器的方法

相关文件的交叉引用

本申请要求美国临时申请60/973,594号(2007年9月19日提交)的优先权，为了一切目的将其全部内容通过引用并入此处。

技术领域

本发明的实施例涉及无线通信***的领域，例如点对点(ad hoc)无线超宽带无线电通信***等。通过举例，本发明的实施例涉及一种传送数据至接收器的方法及相应的通信装置。

背景技术

通常知道，信号的传输范围主要由信号的传送功率决定。在例如信号的传送功率受到联邦通信委员会(Federal Communications Commission，FCC)的规定的限制的情况下，信号的传输范围也受到限制。例如，根据IEEE 802.15.3a的技术要求，由于FCC传送功率谱密度(Power SpectralDensity，PSD)屏蔽，所期望的信号传输范围对于100Mbps(兆位/秒)的数据传送而言仅有大约10米，或对于200Mbps的数据传送而言仅有大约4米，或对于480Mbps的数据传送而言仅有大约2米。

对于通信***而言，这样短的信号传输范围(例如上述)通常严重制约了通信***的潜在应用。因此希望例如在仍然遵守由于FCC规定而造成的传送功率限制的情况下，增加所述通信***的信号传输范围。

发明内容

在本发明的一个实施例中，提供了一种传送数据至接收器的方法，其中使用多个子载波传送所述数据。所提供的方法包括：为每个子载波以及用于传送数据的子载波和多个天线中的天线的多个组合中的每一个组合，确定使用天线的子载波传送的传送特性；并且基于子载波在天线与接收器之间的传送的传送特性，为每个子载波选择用于该子载波的传送的多个天线中的天线。

附图说明

在附图中，以相似的附图标记表示不同附图中的相同的部件。对附图不需按比例绘制，而是将重点放在对本发明的原理的说明上。在下面的描述中，参照以下附图描述本发明的各种实施例，所述附图中：

图1表示根据本发明的一个实施例的通信***。

图2表示描述在根据本发明的一个实施例的通信***中进行的数据传送的流程图，其中接收数据的通信装置(节点B)使用一个接收天线。

图3表示描述在根据本发明的一个实施例的通信***中进行的数据传送的流程图，其中接收数据的通信装置(节点B)使用多个接收天线。

图4表示根据本发明的一个实施例的作为具有多个传送天线的传送器的通信装置的框图。

图5表示根据本发明的一个实施例的作为具有多个接收天线的接收器的通信装置的框图。

图6表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的频域表示的图示。

图7表示根据本发明的另一个实施例的传送数据至接收器的方法的频域表示的图示，其中接收器包括多个接收天线。

图8表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第一实施方式的图示。

图9表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第二实施方式的图示。

图10表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第三实施方式的图示。

图11表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第四实施方式的图示。

图12表示根据本发明的一个实施例在通信***中进行的数据传送的信号流表示，其中节点B具有一个接收天线。

图13表示根据本发明的一个实施例在通信***中进行的数据传送的信号流表示，其中接收数据的通信装置(节点B)使用多个接收天线。

图14表示根据本发明的一个实施例的用于确定校准因子的第一方法的框图。

图15表示根据本发明的一个实施例的用于确定校准因子的第二方法的框图。

图16表示根据本发明的一个实施例的关于如何基于校准因子与估计信道状态信息对在天线以及子载波的选择过程中的不匹配进行补偿的图示，其中接收器具有一个接收天线。

图17表示根据本发明的一个实施例的关于如何在传送器侧对在天线以及子载波的选择过程中的不匹配进行补偿的流程图，其中接收器具有多个接收天线。

图18表示根据本发明的一个实施例的关于如何在接收器侧对在天线以及子载波的选择过程中的部分不匹配进行补偿的流程图，其中接收器具有多个接收天线。

图19是图示了本发明的实施例中实施的仿真中所用的信道模型的表格。

图20表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在CM3(4米到10米)中的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(packet error rate，PER)性能结果。

图21表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在CM3(4米到10米)中的200Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图22表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在CM3(4米到10米)中的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图23表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图24表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置的200Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图25表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在关于情况B的通道实现上的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图26表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信***在CM1中的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图27表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信***在CM1中的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

图28表示使用本发明的一个实施例的通信***在CM1中的960Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果与未使用本发明的一个实施例的通信***在CM1中的480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果之间的比较。

具体实施方式

为了说明，具有单一天线的通信装置仅具有短的信号传输范围，在其传送功率由FCC规定限制时，不能健壮到足以克服例如室内屏蔽或衰减。为了克服上述不利因素，可以在所述通信装置中使用经由多个传送天线的空间分集(spatial diversity)，所述通信装置中传送功率可由例如所述的FCC规定所限制。

更详细地，对于待传送的数据可在多个子载波上进行调制的通信装置，可根据预定标准在子载波与天线之间建立映射(mapping)。借助于恰当的映射，可实现经由多个天线的空间分集，并且每个传送天线中的传送功率也可控制为符合所述FCC规定。

根据本发明的一个实施例，提供了一种使用多个子载波传送数据至接收器的方法。所提供的方法包括：为每个子载波以及用于传送数据的子载波与多个天线中的天线的多个组合中的每一个组合，确定使用天线的子载波传送的传送特性；以及基于子载波在天线与接收器之间的传送的传送特性，为每个子载波选择用于子载波的传送的多个天线中的天线。针对每个子载波分别地、单独地确定传送特性，使得传送天线的传送特性根据子载波而确定。因此，在一个实施例中，考虑了不同子载波的传送天线的不同传送特性。

根据本发明的一个实施例，提供了一种用于传送数据的通信***，其中所述数据使用多个子载波进行传送。所提供的通信***包括接收器以及选择单元，选择单元用于为每个子载波以及用于传送数据的子载波与多个天线中的天线的多个组合中的每一个组合，确定使用天线的子载波传送的传送特性；并且基于子载波在天线以及接收器之间的传送的传送特性，为每个子载波选择用于子载波的传送的多个天线中的天线。

选择可在传送器或接收器中实施。例如，接收器选择要使用的天线，并且将该选择以信号发送至传送器。或者，传送器基于传送特性来自己实施选择。

当已经实施了选择时，数据可根据选择而从传送器传送至接收器，即，使用子载波以及针对每个子载波使用用于子载波的传送的已选择的一个或多个天线。

本发明的多个实施例由从属权利要求来体现。

在一个实施例中，要使用多个子载波传送的数据是上通信层的信道的数据。例如，要传送的数据是相同逻辑信道或相同输送信道的有用数据。例如，要传送的数据应全部是要传送至同一接收器的数据。使用子载波的传送例如基于相同的传送技术(例如基于相同的调制)。例如，子载波是根据OFDM传送或另一多载波传送技术的子载波。

在一个实施例中，基于关于传送特性的预定标准来选择用于子载波传送的天线。

在一个实施例中，所提供的方法还包括通过传送器接收来自接收器的信号，并且基于已接收的信号来确定传送特性。

在一个实施例中，数据从传送器传送至接收器，并由传送器来进行选择。

在一个实施例中，数据从传送器传送至接收器，并由接收器进行选择。在另一个实施例中，接收器将该选择以信号发送至传送器。

在一个实施例中，接收器通过一个天线或多个天线接收已传送的数据。

在一个实施例中，传送特性是关于用于在天线以及接收器之间传送子载波的信道的属性的信息。在另一个实施例中，传送特性是关于信道的质量的信息。在另一个实施例中，传送特性是信道状态信息。

在一个实施例中，数据通过多个子载波的调制进行传送，并且使用天线传送已调制的子载波。

在一个实施例中，基于对不同传送天线的子载波的传送的传送特性的比较而进行选择。

在一个实施例中，为多个子载波中的每个子载波选择多个天线中的天线，以传送子载波。

在一个实施例中，为多个子载波中的每个子载波单独地实施所述选择。

在一个实施例中，预定标准包括选择用于子载波的天线，使得为每个子载波选择在传送特性中具有最高质量的天线。

在一个实施例中，预定标准包括要分配给每个天线的子载波的最大数目。在另一个实施例中，预定标准还包括选择用于子载波的天线，使得为每个子载波选择在传送特性中具有最高质量的天线。在另一个实施例中，预定标准还包括选择用于子载波的天线，使得对于每个天线而言，已选择该天线的子载波数目低于或等于已确定的子载波的最大数目。

在一个实施例中，所提供的方法还包括确定子载波从接收器传送至天线的传送特性。在另一个实施例中，所提供的方法还包括补偿子载波从接收器至用于次载波的传送的天线的传送的属性与子载波从用于子载波的传送的天线至接收器的传送的属性之间的差异。

在一个实施例中，补偿差异的方法包括：确定子载波从接收器到天线的传送特性，使用校准因子补偿差异，其中校准因子确定为天线的传送特性和天线的接收特性的函数。

在另一实施例中，补偿差异的方法还包括：将校准因子乘以子载波从接收器到天线的已确定的传送特性，以得到所述传送的经补偿的传送特性，并基于经补偿的传送特性，选择用于传送的天线。

在一个实施例中，接收器包括用于接收所传送的数据的多个天线，且校准因子确定为接收天线的传送特性和接收天线的接收特性的函数。

在一个实施例中，在接收器处对信道估计符号应用预缩放因子，信道估计符号从接收器发送至传送器，并用于确定子载波从接收器到天线的传送特性，以便能够利用预缩放因子对子载波从接收器到天线的传送特性进行缩放，其中预缩放因子是接收天线的传送特性和接收天线的接收特性的函数的倒数。信道估计符号指已传送的导频符号，所述传送导频符号用于估计信道状态信息或信道频率响应。

在一个实施例中，天线的传送特性是天线的传送频率响应函数的幅值不匹配。在一个实施例中，天线的接收特性是天线的接收频率响应函数的幅值不匹配。

在一个实施例中，用于子载波传送的多个天线的每个天线具有各自的校准因子，且所有的校准因子储存于存储器中。

在一个实施例中，所提供的通信***还包括传送器，该传送器包括用于接收来自接收器的信号的接收单元；以及第一确定单元，其用于基于已接收信号而确定传送特性。在另一个实施例中，所提供的通信***还包括第二确定单元，其用于确定子载波从接收器至天线的传送的传送特性。在又一个实施例中，所提供的通信***还包括补偿单元，其用于补偿子载波从接收器至天线的传送的属性以及子载波从天线至接收器的传送的属性之间的差异。

在一个实施例中，补偿单元使用校准因子补偿差异，且校准因子是天线的传送特性和天线的接收特性的函数。

在一个实施例中，接收器包括用于接收所传送的数据的多个天线，且校准因子是接收天线的传送特性和接收天线的接收特性的函数。

在一个实施例中，补偿通过将校准因子乘以子载波从接收器至天线的传送的传送特性而实施。

在一个实施例中，用于子载波传送的多个天线的每个天线具有各自的校准因子。

在一个实施例中，在接收器处对信道估计符号应用预缩放因子，信道估计符号从接收器发送至传送器，且用于确定子载波从接收器到天线的传送特性，以便利用预缩放因子对子载波从接收器到天线的传送特性进行缩放，其中预缩放因子是接收天线的传送特性和接收天线的接收特性的函数的倒数。

在一个实施例中，用于子载波的传送的多个天线的每个天线具有各自的校准因子。在另一实施例中，通信***包括用来储存用于子载波的传送的所有天线的校准因子的存储器。

在一个实施例中，通信***是点对点无线电通信***。

在一个实施例中，通信***是WiMedia通信***。在另一个实施例中，通信***是蓝牙(Bluetooth)通信***。

在一个实施例中，通信***是火线(Firewire)通信***。在另一个实施例中，通信***是经认证的无线通用串行总线(Universal Serial Bus，USB)通信***。

图1表示根据本发明的一个实施例的通信***100。

在该图示中，通信***100可包括第一通信装置(A)101、第二通信装置(B)103、第三通信装置(C)105以及第四通信装置(D)107。

从图上可看到，在第一通信装置(A)101与第二通信装置(B)103之间的传输范围可限制为例如2米(m)。该传输范围的限制可以归因于例如FCC规定所造成的传送功率上的现有限制。

在该图示中，通信***100可表示超宽带无线电通信***，例如是WiMedia通信***。WiMedia通信***可在例如480Mbps的高数据速率传送下运行。随后，可使用WiMedia通信***对本发明的实施例作进一步说明。

而且，可看到，在第二通信装置(B)103与第三通信装置(C)105之间的传输范围可限制为例如4m。该传输范围是在第一通信装置(A)101与第二通信装置(B)103之间的传输范围的大约两倍。根据本发明的一个实施例，在第二通信装置(B)103与第三通信装置(C)105之间的较大传输范围可归因于第三通信装置(C)105使用多于一个天线并结合了信号处理技术。

作为进一步说明，可看到，在第三通信装置(C)105与第四通信装置(D)107之间的传输范围可以限制为例如6m。该传输范围大约是在第一通信装置(A)101与第二通信装置(B)103之间的传输范围的三倍。在第三通信装置(C)105与第四通信装置(D)107之间的较大传输范围可归因于在传送器与接收器(第三通信装置(C)105与第四通信装置(D)107)侧使用智能型天线阵列或多个天线，以例如对已接收信号实现改善的信噪比(SNR)(并因而实现延伸的传输范围)。在本文中，可使用最大比合并(Maximum RatioCombining，MRC)信号处理技术以例如在接收器侧开发多个天线的空间分集。在正向(forward)链路中，具有多个天线的传送器(例如第三通信装置(C)105)可以使用例如天线选择技术以延伸传输范围，且使用多个天线的接收器(例如第四通信装置(D)107)可以利用MRC技术进一步延伸传输范围。在反向链路中，接收器变成传送器，而传送器变成接收器。更具体地，在最大比合并(MRC)信号处理技术中，每个单独地解调的接收信号(对于每个子载波)是在实施等化(equalization)过程之前线性地合并。这样，最大比合并(MRC)信号处理技术有效地优化了每个子载波的信噪比(SNR)。

另一方面，在正向链路(即从第三通信装置(C)105至第二通信装置(B)103，或至第四通信装置(D)107)上的传输范围可通过使用多个天线作为多重传送天线而得到延伸。

在本文中，需要注意，因为各种理由，大量的传统传送分集技术不能在第三通信装置(C)105上结合多个(传送)天线一起使用。例如不能在第三通信装置(C)105上使用通常用于传统窄带***中的优化传送波束形成(特征波束形成(eigen-beamforming)或注水(water-filling))技术以延伸传输范围，因为这样做将造成例如违反所述FCC规定的传送功率限制。

作为另一例子，例如空时编码(Space Time Coding，STC)技术可结合着多重传送天线用于实现传送分集，以实现经改善的性能和延伸的传输范围。然而，在接收器处可能需要对应的解码。这样，使用空时编码(STC)技术的第三通信装置(C)105不能与传统通信装置(诸如，例如第一通信装置(A)101以及第二通信装置(B)103)保持互操作性。

后面，将结合图4更详细地讨论用于第三通信装置(C)105结合多个天线使用的传送分集技术。

图2表示描述在根据本发明的一个实施例的通信***100中进行的数据传送的框图200。

在该图示中，例如，节点A201可以是图1所示的第三通信装置(C)105，并且节点B203可以是图1所示的第二通信装置(B)103。而且，可看到，节点A201可使用多重传送天线，而节点B203可使用单一天线。

在一个实施例中，可使用多重传送天线而使传输范围在从节点A201至节点B203的正向传送链路上扩展。同时，可在节点A201处使用最大比合并(MRC)信号处理技术而使传输范围在从节点B203至节点A201的反向传送链路上扩展，以实现改善的信噪比(SNR)(且因此也实现了延伸的传输范围)。这样，节点A201与节点B203可在延伸的传输范围上发射和接收数据。

在本文中，节点B203可表示例如仅使用一个天线的标准WiMedia通信装置。而且，节点A201可以表示例如使用多个天线的增强型WiMedia通信装置。当节点A201用作传送器时，其可使用本发明中提供的传送分集技术。当节点A201用作接收器时，其例如可使用多种信号处理技术(诸如最大比合并(MRC)信号处理技术)。

图3表示描述在根据本发明的一个实施例的通信***100中进行的数据传送的框图300。

在该图示中，例如，节点A301可以是图1所示的第三通信装置(C)105，且节点B303可以是图1所示的第四通信装置(D)107。而且，可以看出，节点A301可以使用多个传送天线，且节点B303可以使用多个接收天线。

在一个实施例中，可以使用类似于图2所示的多个传送天线而使传输范围在从节点A301至节点B303的正向传送链路上延伸。而且，可以在节点A301使用最大比合并(MRC)信号处理技术而使传输范围在从节点B303至节点A301的反向链路上延伸，以实现改善的信噪比(SNR)(且因而实现延伸的传输范围)。同时，可以在节点B303使用多个接收天线和在节点B303使用MRC信号处理技术，而使传输范围在从节点A301至节点B303的正向链路上延伸，以实现改善的SNR(并因而实现延伸的传输范围)。这样，节点A301与节点B303可以在延伸的传输范围上传送和接收数据。

节点A301与节点B303均可表示增强型标准WiMedia通信装置，所述增强型标准WiMedia通信装置例如使用多个天线并可采用例如最大比合并(MRC)信号处理技术的单一处理技术。

图4表示根据本发明的一个实施例的第三通信装置(C)105的框图400。

第三通信装置(C)105可包括传送单元401以及接收单元403。

传送单元401可用于在正向链路上将数据传送至例如多个其他通信装置。传送单元401可包括编码/交错单元405、星座映射单元407、多频带空间频率传送选择(SFTS)单元409、多个串行至并行(S/P)转换器单元411、多个快速傅立叶反变换(IFFT)单元413、多个并行至串行(P/S)转换器单元415、多个射频(RF)单元417以及多个天线419。

首先可由编码/交错单元405以及星座映射单元407处理要传送的数据。根据一个实施例，可由多频带空间频率传送选择(SFTS)单元409结合接收单元403的多个参数估计单元421来实施传送数据至接收器的方法。随后，将更详细地讨论多频带空间频率传送选择(SFTS)单元409与多个参数估计单元421。

需要注意，多个串行至并行(S/P)转换器单元411、多个快速傅立叶反变换(IFFT)单元413以及多个并行至串行(P/S)转换器单元415可以是传统单元，例如，这些单元可一起使用以产生OFDM符号。

在使用多个天线419传送之前，可将已处理的数据信号(在多个并行至串行(P/S)转换器单元415之后)传递至多个射频(RF)单元417以作进一步处理。

接收单元403可用于例如在反向链路上从多个其他通信装置接收数据。接收单元403可包括多个天线423、多个射频(RF)交换单元425、多个串行至并行(S/P)转换器单元427、多个快速傅立叶变换(FFT)单元429、多个并行至串行(P/S)转换器单元431以及多个参数估计单元421。

在位于多个天线423处的已接收信号要传递至多个串行至并行(S/P)转换器单元427之前，首先可由多个射频(RF)交换单元425处理。

需要注意，多个串行至并行(S/P)转换器单元427、多个快速傅立叶变换(FFT)单元429以及多个并行至串行(P/S)转换器单元431可以是传统单元，例如，这些单元可以一起使用以从OFDM符号中提取数据或信息。

如前面所提到的，可由多个参数估计单元421与多频带空间频率传送选择(SFTS)单元409实施传送数据至接收器的方法。在本文中，多个参数估计单元421可用于获得对传送信道的传送特性的测量。

在一个实施例中，传送特性可以是关于用于在天线以及接收器之间传送子载波的信道的属性的信息。在另一个实施例中，传送特性可以是关于信道的质量的信息。在另一个实施例中，传送特性可以是信道状态信息。

在本文中，传送特性可以是但不限于是信号幅值的测量、信号功率的测量或信噪比(SNR)的测量。

作为说明性示例，信道状态信息(CSI)的测量可使用来自反向链路的训练导频(training pilot)符号获得，其中信道状态信息可包括对于在用于每个天线的每个子频带处的每个子载波的信道频率响应。

而且，多频带空间频率传送选择(SFTS)单元409可包括第一频带交换单元433、多个空间频率传送选择(SFTS)单元435、第二频带交换单元437、子载波分配单元439、选择标准单元441以及校准因子单元443。

第一频带交换单元433、多个空间频率传送选择(SFTS)单元435、第二频带交换单元437、子载波分配单元439可以一起使用，以将多个子载波映射或分配至多个天线419中的各个天线。

基于由多个参数估计单元421提供的对传送信道的传送特性的测量，可由选择标准单元441确定多个子载波至各个天线的映射或分配。

此外，选择标准单元441可使用由校准因子单元443提供的校准因子，来补偿例如由多个参数估计单元421所提供的测量中的测量误差。后面将参照图14至图18更详细地讨论校准因子单元443的功能。

图5表示根据本发明的一个实施例的第四通信装置(D)107的接收器的框图500。

接收器500可包括多个接收天线519、多个射频(RF)单元517、多个串行至并行(S/P)转换器单元515、多个快速傅立叶变换(FFT)单元513、多个并行至串行(P/S)转换器单元511、多频带最大比合并(MRC)单元509、解调单元507以及解码/去交错单元505。

多个天线519处的接收信号在传递至多个串行至并行(S/P)转换器单元515之前，可以首先由多个射频(RF)单元517处理。

需要注意，串行至并行(S/P)转换器单元515、多个快速傅立叶变换(FFT)单元513以及多个并行至串行(P/S)转换器单元511可以是传统单元，例如这些单元可一起使用以从例如OFDM符号提取数据或信息。

而且，多频带最大比合并(MRC)单元509可以包括前MRC单元539、第一频带交换单元537、对应于每个频带的多个MRC单元535以及第二频带交换单元533。就这一点而言，前MRC单元539从不同天线信道取得输入信号，并为每个天线信道实施参数估计(诸如信道状态信息估计)，且MRC单元535基于来自前MRC单元539的参数估计而为每个子频带的子载波优化SNR。

之后，进行进一步的解调以及解码/去交错处理。图3至图5所图示的通信***也称为具有多频带空间频率传送选择(SFTS)的多入多出(MIMO)通信***。

传送数据至接收器的方法的实施例的动机是采用多重路径衰减的统计特性以及降低深度衰减的似然性，并且因而通过该做法来实现所希望的分集。用于每个子频带的频率可选衰减信道可以是不同的，并且因此用于每个子频带的各个空间频率传送选择(SFTS)单元435可以是不同的。基于选择标准单元441的各自的实施方式，因此可控制SFTS子模块以在每个子频带中为每个天线分配子载波。

假设具有多重传送天线的第三通信装置(C)105具有n_T个天线以及n_b个子频带。

在第一个例子中，考虑第三通信装置(C)与例如包括一个接收天线的第二通信装置(B)通信的情况。

假设

表示用于在第i个子频带上的第k个传送天线的第j个子载波的频率响应，其中，f₀表示载波频率、Δf表示子载波间隔(即在邻近子载波之间的频率差异)且n_c表示子载波的总数目。

对于在第i个子频带上的第j个子载波，用于每个SFTS子模块的最佳天线于是可选为：

$k_{\mathrm{best}}^{(i,j)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }{A}_{i,j}\left(k\right)---\left(1\right)$

其中A_i，j(k)表示选择标准，例如该选择标准可以是与用于第j个子载波以及第i个子频带的各自的校准因子合并到一起的已调整信道状态信息(CSI)的函数。例如，A_i，j(k)例如可基于信号功率而确定，诸如A_i，j(k)＝|H_k ^(i，j)|²，或例如可基于信噪比(SNR)而确定，诸如A_i，j(k)＝SNR_k ^(i，j)。

后面的讨论将基于对根据信号功率而确定的A_i，j(k)的例子。然而，需要注意，后面的讨论可容易地扩展到确定A_i，j(k)的替代性方法。

图6表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的频域表示的图示。

图6中的图示表示了传送数据至接收器的方法的一个实施例是如何实现空间分集以及时间分集的。

更详细地，信号流的数学表示可如下文所述。

令S(f)601表示频域上在节点A201(图2)处的已传送的正交频分复用(OFDM)信号。信号可表示为第j个子载波中的数据符号d^(j)，该符号可与脉冲函数(delta function)相乘。

在本文中，需要注意，为简化目的且不丧失一般性，可从方程(1)中省略子频带指数i。因此，指数i可在后续方程中省略。

于是，已传送的OFDM信号S(f)601可改写成：

$S\left(f\right)=\underset{j=0}{\overset{n_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}^{\left(j\right)}\mathrm{\δ}(f-f_0-\mathrm{j\Δf})---\left(2\right)$

接下来，令n^(j)表示对应的加性高斯白噪声(additive white Gaussiannoise，AWGN)项。接着，已接收的信号可写为如下：

$Y\left(f\right)=\underset{j=0}{\overset{n_c-1}{\mathrm{\Σ}}}[d^{\left(j\right)}{H}_{k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}}^{\left(j\right)}+n^{\left(j\right)}]\mathrm{\δ}(f-f_0-\mathrm{j\Δf})---\left(3\right)$

令F_k(f)表示用于第k个传送天线处的所有已分配子载波的频域中的理想滤波器，即：

$F_k\left(f\right)=\underset{j=0}{\overset{n_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}_k^{\left(j\right)}\mathrm{\δ}(f-f_0-\mathrm{j\Δf})---\left(4\right)$

其中

因此，在第k个天线中传送的OFDM信号可写成：

$S_k\left(f\right)=\underset{j=0}{\overset{n_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}^{\left(j\right)}{F}_k^{\left(j\right)}\mathrm{\δ}(f-f_0-\mathrm{j\Δf})=S\left(f\right)F_k\left(f\right)---\left(6\right)$

此外，在频域中的已接收信号可进一步表示为：

$Y\left(f\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_k\left(f\right)H_k\left(f\right)+N\left(f\right)=S\left(f\right)\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{F}_k\left(f\right)H_k\left(f\right)H_k\left(f\right)+N\left(f\right)$

$=S\left(f\right)H_0\left(f\right)+N\left(f\right)---\left(7\right)$

其中可将H₀(f)603定义为已合并的信道频率响应，如下：

$H_0\left(f\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{F}_k\left(f\right)H_k\left(f\right)---\left(8\right)$

如图6所示，对于每个子载波，已合并的信道频率响应H₀(f)603可具有降低的深度衰减特性(例如当与各自的个体信道频率响应H₁(f)605以及H₂(f)607相比较时)。因此，传送数据至接收器的方法的实施例造成了对于每个子载波具有降低的深度衰减特性的等效频率可选信道H₀(f)603。

从方程(8)中，来自所有传送天线的已合并的传送OFDM信号的频谱可表示为：

$S_{\mathrm{total}}\left(f\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_k\left(f\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}S\left(f\right)F_k\left(f\right)=S\left(f\right)\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{F}_k\left(f\right)=S\left(f\right)---\left(9\right)$

其中，由方程(5)可得

因此，传送数据至接收器的方法的实施例允许已合并的传送OFDM信号(S(f))601的频谱保持低于例如所约定的FCC规定。

此外，传送数据至接收器的方法的实施例的时域信号表示可表示如下。

令s_k(t)表示时域上节点A201处的第k个传送天线的已传送OFDM信号。接下来，令h_k(t)表示从节点A201处的第k个传送天线至节点B203处的信号接收天线的多重路径信道脉冲响应。

节点B203处的已接收信号y(t)于是可表示为：

$y\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(t\right)*h_k\left(t\right)+n\left(t\right)---\left(10\right)$

其中符号*表示卷积(convolution)运算。

第k个传送天线处的已传送OFDM信号可由已传送OFDM信号s(t)与理想的已选滤波f_k(t)的卷积表示如下：

s_k(t)＝s(t)*f_k(k)           (11)

因此，已接收信号y(t)可改写为如下：

$y\left(t\right)=s\left(t\right)*\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{f}_k\left(t\right)*h_k\left(t\right)+n\left(t\right)=s\left(t\right)*h_0\left(t\right)+n\left(t\right)---\left(12\right)$

其中，h₀(t)是具有降低的深度衰减特性的等效信道脉冲响应。

类似地，在第二个例子中，考虑了在图1所示的通信***100中，第三通信装置(C)与例如包括多个接收天线的第四通信装置(D)通信的情况。

令 $H_{k,l}^{(i,j)}=H_{k,l}(f_0+\mathrm{j\Δf})(i=1,\·\·\·,n_b;j=1,\·\·\·,n_c;k=1,\·\·\·,n_T;l=1,\·\·\·,n_R)$ 表示从第k个传送天线至第l个接收天线的第i个子频带上的第j个子载波的频率响应，其中f₀表示载波频率、Δf表示子载波间隔(即在邻近子载波之间的频率差异)且n_c表示子载波的总数。对于在第i个子频带中的第j个子载波，最佳天线于是可选择为：

$k_{\mathrm{best}}^{(i,j)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }{A}_{i,j}(k,l=1,...,n_R)---\left(13\right)$

其中A_i，j(k，l＝1，…，n_R)表示选择标准，例如所述选择标准可以是与第j个子载波以及第i个子频带的校准因子合并到一起的已调整信道状态信息(CSI)的函数。例如，A_i，j(k，l＝1，…，n_R)可基于例如接收信号的最大比合并(MRC)而确定，诸如

或可基于例如信噪比(SNR)而确定，诸如A_i，j(k，l＝1，…，n_R)＝SNR_k ^(i，j)。在本文中，后面的讨论是将基于根据MRC而确定的A_i，j(k，l＝1，…，n_R)的例子。然而，需要注意，后面的讨论可容易地扩展到确定A_i，j(k，l＝1，…，n_R)的替代性方法。

图7表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的频域表示的图示，其中节点A301具有多个传送天线且节点B303具有多个接收天线。

在本图中，需要注意，为简化目的且不丧失一般性，可从方程(13)省略子频带指数i。因此，指数i可在后续方程中省略。

类似于第一个例子，令S(f)表示在频域中节点A301处(图3)的传送OFDM信号。其可由在第j个子载波的数据符号d^(j)乘以脉冲函数(deltafunction)表示。于是，已传送的OFDM信号S(f)可以写成如方程(2)所示。

令n_l ^(j)表示在第l个接收天线处的对应AWGN项。具有MRC的接收信号可以因此写成如下：

$Z\left(f\right)=\underset{j=0}{\overset{n_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{a_l}^{\left(j\right)}{Y_l}^{\left(j\right)}\left(f\right)=\underset{j=0}{\overset{n_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}[d^{\left(j\right)}{\left|H_{k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)},l}^{\left(j\right)}\right|}^2+H_{k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)},l}^{\left(j\right)}*n^{\left(j\right)}]\mathrm{\δ}(f-f_0-\mathrm{j\Δf})---\left(14\right)$

其中，

是针对MRC的合并权重，而上标^*表示共轭运算。令F_k(f)表示用于第k个天线处的所有已分配子载波的频域中的理想滤波器，如方程(4)和(5)所示。

于是，在第k个传送天线中的传送OFDM信号可写成如方程(6)所示。

而在具有MRC的频域中的接收信号可以更进一步表示为：

$Z\left(f\right)=\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l\left(f\right)Y_l\left(f\right)=\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}(S\left(f\right)F_k\left(f\right){\left|H_{k,l}\left(f\right)\right|}^2+H_{k,l}^{*}\left(f\right)F_k\left(f\right)N_l\left(f\right))$

$=\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}(S\left(f\right){\left|H_{k,l}\left(f\right)F_k\left(f\right)\right|}^2+H_{k,l}^{*}\left(f\right)F_k\left(f\right)N_l\left(f\right))=\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}(S\left(f\right){\left|H_o^{\left(l\right)}\left(f\right)\right|}^2+N_o^{\left(l\right)}\left(f\right))---\left(15\right)$

其中， $a_l\left(f\right)={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{n_T}{H}_{k,l}^{*}\left(f\right)F_k\left(f\right)=H_{k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)},l}^{*}\left(f\right),$ $N_o^{\left(l\right)}\left(f\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{k,l}^{*}\left(f\right)F_k\left(f\right)N_l\left(f\right)$

且

可定义为已合并的信道频率响应

$H_o^{\left(l\right)}\left(f\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{F}_k\left(f\right)H_{k,l}\left(f\right)---\left(16\right)$

如图7所示，对于每个子载波，信道频率响应

的合并模

块具有较低的深度衰减似然性。因此，所提出的其中节点A301具有多个传送天线且节点B303具有多个接收天线的通信***，导致对于每个子载波而言，同等频率选择信道

的深度衰减似然性大幅减少。从方程(16)可看出，来自所有的传送天线的总传送OFDM信号的频谱由方程(9)给出。因此，所提出的技术可以在FCC屏蔽下保持S(f)的总传送信号的频谱。

等同地，针对传送数据至接收器的方法的实施例的时域信号表示可以简易地由分析扩展到如方程(10)-(12)所示。假设h_k，l(t)表示从在节点A301处的第k个传送天线到在节点B303处的第l个接收天线的多路径信道脉冲响应。在节点B303处的第l个接收天线的接收信号y_l(t)可以表示为

$y_l\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(t\right)*h_{k,l}\left(t\right)+n\left(t\right)---\left(17\right)$

其中符号*指卷积运算。在第k个传送天线处传送OFDM信号可以由具有理想选择的滤波器f_k(t)的传送OFDM信号的卷积表示为如方程(11)所示。

于是，接收信号y_l(t)可以改写为如下：

$y_l\left(t\right)=s\left(t\right)*\underset{k=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(t\right)*h_{k,l}\left(t\right)+n\left(t\right)=s\left(t\right)*h_0^{\left(l\right)}\left(t\right)+n_1\left(t\right)---\left(18\right)$

其中

是对于具有减少深度衰减的第l个接收天线的等效通道脉冲响应。

在本文中，需要注意，传送数据至接收器的方法可使用如下文所示的不同方法进行。

图8表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第一实施方式的图示。

在传送数据至接收器的方法的第一实施方式中，对每个子载波以及子载波与用于传送数据的多个天线中的天线的多个组合的每个组合，使用天线确定传送的传送特性，并可以为每个天线选择在传送特性中具有最高质量(例如诸如最佳频率响应)的子载波。换言之，可根据下面的标准为在第i个子频带中的第j个子载波选择最佳天线：

$k_{\mathrm{best}}^{(i,j)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }{\left|H_k^{(i,j)}\right|}^2---\left(19\right)$

随后，为每个天线选择的子载波可改写成：

$k_{\mathrm{best}}^{(i,j)}\⇒j_{\mathrm{best}}^{(i,k)}---\left(20\right)$

其中

表示了对于第i个子频带中的每个天线的最佳子载波分配。

类似地，针对其中接收器包括n_R多个接收天线的通信***，可根据下面标准为第i个子频带中的第j个子载波选择最佳天线

$k_{\mathrm{best}}^{(i,j)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^{n_R}{\left|H_{k,l}^{(i,j)}\right|}^2---\left(21\right)$

为了简明，下面解释不考虑指数l(l＝1…N_R)的传送数据至接收器的方法，即在方程(19)中表示的情况。然而，应当注意，所解释的方法可以简易地扩展至其中接收器包括多个接收天线的情况，即在方程(21)中表示的情况。

在如图8所示的第一实施方式的图示中，使用了两个天线以及八个子载波。

第一实施方式可根据以下步骤进行。对第i个子频带的信道频率响应、即|H_k ^(i，j)|²例如可以以矩阵形式表示，其中矩阵的行可由子载波指数表示，而矩阵的列可由天线指数表示。

接下来，基于方程(19)，可为每个子载波选择最佳天线(如在图8中以粗体字表示)。在本文中，从图8中可看到，子载波4以及子载波5分配给天线2，而其余的子载波分配给天线1。

随后，对于第i个子频带的信道频率响应、即|H_k ^(i，j)|²可根据方程(20)转换成用于每个天线、即

的子载波分配。

在第一实施方式中，取决于各个天线的多重路径衰减特性，每个天线具有的子载波数目可随着不同天线而不同。如该图所示，有6个子载波分配给天线1，而仅有2个子载波分配给天线2。在第一实施方式为每个天线提供最佳子载波分配的同时，也对不同天线造成不同的峰值均值比(peak to average ratio，PAPR)值(由于对不同天线分配了不同数量的子载波)。

图9表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第二实施方式的图示。

与传送数据至接收器的方法的第一实施方式相比，第二实施方式在可分配给每个天线的子载波数目上进行了约束。此约束使得子载波能均匀地分散于多个天线之间，以平衡多个(传送)天线的峰值均值比(PAPR)值。

在所有多个(传送)天线之间均匀地分散所选择的子载波，有两种不同方法。第一方法使用优化方式来均匀地分配子载波，而第二方法使用简化方式来分配子载波，以实现降低的实施复杂度。随后将参照图10更详细地描述第二方法。

假如n_c可被n_T整除，那么由每个天线传送的子载波数目可限制为n_c/n_T。假如n_c不能被n_T整除，那么每个天线限制为最多仅能传送

到

子载波。

为了简化后面的讨论，假设n_c可被n_T整除。可看到，第二实施方式也可容易地扩展至其中n_c不能被n_T整除的情况。

在图9所示的第二实施方式的图示里，使用了两个传送天线以及八个子载波。

第二实施方式可根据以下步骤进行。

第一步类似于在第一实施方式中所用的步骤，其中首先根据方程(20)获得

为每个天线选择的子载波如图9的矩阵901所示。

第二步涉及对每个天线分配的子载波的最大数目(n_k ^max)的初始化，其中

接下来，在所选择的

子载波中，为每一列(即，每个天线)选择具有最高质量的传送特性的n_k ^max个子载波。接着，如图9的矩阵903所示，其余所选择的子载波(即子载波2和子载波3)重置为0。

在本文中，假如已选择的子载波

的数目少于n_k ^max，则将为该列选择所有已选择的子载波

(即如图9所示的天线2的情况)。

接着，可根据方程n_k ^max(s+1)＝n_k ^max(s)-n_k ^selected(s)而更新为每个天线所分配的其余子载波数目，其中s为步长指数(step index)。

在第三步中，对于每个天线，可获得用于其余子载波的新子载波分配。例如，这可通过在其余子载波之间重复第一步而实现。

接下来，可因此为每个天线更新数值n_k ^max。

随后可重复实施第三步，直到对于所有天线而言n_k ^max＝0(如图9的矩阵905所示)。

最后，可对第(i+1)个子频带实施第一步、第二步以及第三步，直到在所有子频带中的所有子载波得到分配。

图10表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第三实施方式的图示。

第三实施方式类似于传送数据至接收器的方法的第二实施方式，只不过第三实施方式使用简化方式来分配子载波，以实现降低的实施复杂度。

更具体地，该第三实施方式例如可随机地选择n_k ^max个子载波，而不是例如选择在传送特性上具有最高质量的第一n_k ^max个子载波，以避开在第二实施方式中所使用的排序运算。这样，这导致简化的实施方式以及降低的实施复杂度。然而，这也导致了小小的性能损失。

在图10所示的第三实施方式的图示里，使用了两个传送天线以及八个子载波。

第三实施方式可根据以下步骤而进行。

第一步是类似于在第二实施方式中所用的步骤，其中首先根据方程

(20)获得

为每个天线选择的子载波如图10的矩阵1001所示。

第二步涉及对每个天线分配的子载波的最大数目(n_k ^max)的初始化，其中接下来，为每一列(即，每个天线)例如随机地选择在已选择的

子载波中的n_k ^max个子载波。随后如图10的矩阵1003所示，将其余已选择的子载波(即子载波2和子载波6)重置为0。

在本文中，假如已选择的子载波

的数目少于n_k ^max，则将为该列选择所有已选择的子载波

(即如图10所示的天线2的情况)。

于是可根据方程n_k ^max(s+1)＝n_k ^max(s)-n_k ^selected(s)更新为每个天线分配的其余子载波数目，其中s为步长指数。

在第三步中，对于每个天线，可获得用于其余子载波的新的子载波分配。例如，这可通过在其余子载波之间重复第一步而实现。

接下来，可因此更新用于每个天线的数值n_k ^max。

于是可重复地实施第三步，直到对于所有天线而言n_k ^max＝0(如图10的矩阵1005所示)。

最后，可针对第(i+1)个子频带进行第一步、第二步以及第三步，直到在所有子频带中的所有子载波得到分配。

作为备注，可看到，该第三实施方式的第一步以及第三步分别等同于第二实施方式的第一步以及第三步。

图11表示根据本发明的一个实施例的传送数据至接收器的方法的第四实施方式的图示。

与传送数据至接收器的方法的第二实施方式以及第三实施方式相比，该第四实施方式也是对可分配至每个天线的子载波数目进行了约束。该约束使得子载波能均匀地分散在多个天线之间，以平衡多个(传送)天线的峰值均值比(PAPR)值。

然而，在该第四实施方式中施加约束的方法通过使用一套阈值进行。这样，该第四实施方式避免了第二实施方式的高度复杂排序运算的使用以及在第三实施方式中使用的方法所造成的性能损失。在本文中，这套阈值的使用仅需要比较运算。

在图10所示的第四实施方式的图示里，使用了两个传送天线以及八个子载波。

第四实施方式可根据以下步骤进行。

第一步涉及确定一组阈值(a_l，l＝1，…，L)，其中L为阈值的总数且a_l＞0。接下来，可初始化a₁以及数值n_k ^max(其中)。随后，可针对每个子载波及其各自的天线对|H_k ^(i，j)|²与a₁进行比较。

假如确定|H_k ^(i，j)|²＞a₁，则所述子载波及其各自的天线可选择并表示为如图11的矩阵1101所示的粗体部分。于是，n_k ^max可根据等式n_k ^max(s+1)＝n_k ^max(s)-1而进行更新。

在第二步中，所使用的阈值可变为a₂，其中a₂≤a₁。接下来，可针对未选择的子载波及其各自的天线对|H_k ^(i，j)|²与a₂进行比较。

假如确定|H_k ^(i，j)|²＞a₂，则对应的子载波及其各自的天线可选择并且表示为如图11的矩阵1103所示的粗体部分。于是，n_k ^max可根据等式n_k ^max(s+1)＝n_k ^max(s)-1而进行更新。

随后，针对所有l的数值，对其余阈值a_l进行第二步，直到l＝L。

在图11所示的图示中，所选择的临界值的数目是4。在使用第三阈值(a₃＝1.4)以及第四阈值(a₄＝0.5)处理之后的矩阵在图11中分别表示为1105和1107。

可看到，所实施的重复次数取决于所选择的阈值数目。这样，第四实施方式的性能以及效率是取决于所选择的阈值数目。

随后，例如，可基于使用例如每个数据分组的前文(preamble)所进行的信道估计，为每个数据分组更新子载波的分配。

现在关注在传送数据至接收器的方法中所使用的传送特性，已知对于点对点时分双工(time division duplexing，TDD)通信***(例如UWB通信***等)，假设来回(round-trip)延迟小于传播通道的相干时间(coherencetime)，则正向链路的传播通道是反向链路的传播通道的倒数(reciprocal)。

然而，还已知，射频收发器(RF)的情况与此不同，所述射频收发器(RF)的情况中，在正向链路与反向链路之间以及在多重天线之间呈现出显著的幅值不匹配和相位不匹配。因为这些不匹配基本上会影响信道状态信息(CSI)的估计，所以它们会造成在传送数据至接收器的方法的实施例的性能上的严重降级。

更具体地，对这些不匹配的影响描述如下。

理想的收发器可认为具有单位幅值和零相位的基带等效信道响应。由于各种随机过程变化，收发器的实际信道响应可呈现出近似于理想频率响应的随机信道响应。所呈现的与理想信道响应的偏差的幅度取决于随机过程变化的幅度。在本文中，近似理想响应称为正向链路与反向链路之间的不匹配。

图12表示在根据本发明的一个实施例的通信***100中实施的数据传送的信号流表示。

令T(f)表示频域中的传送频率响应函数，而R(f)表示频域中的接收频率响应函数。

在传送频率响应函数中的不匹配可使用复数增益T(f)＝|T(f)|e_jarg(T(f))来表示，类似地，在接收频率响应函数中的不匹配可使用复数增益R(f)＝|R(f)|e_jarg(R(f))来表示，其中|T(f)|以及|R(f)|是不匹配的各自的幅值，而e_jarg(T(f))以及e_jarg(R(f))是不匹配的各自的相位。

如先前所述，因为用于传送数据至接收器的方法的选择标准可取决于信道状态信息(CSI)的信号功率，所以仅需考虑不匹配的幅值。

在本文中，各自的幅值|T(f)|以及|R(f)|可建模为实高斯变数。这样，各自的幅值的平均数可表示为单位值(其为先前所讨论的理想频率响应值)，而各自的幅值的方差可表示为σ²。

在本文中，需要注意，高斯变量模型通常用于对射频(RF)幅值误差建模，并且通常假设方差σ²小(例如最多40％)，使得负实现的发生可以忽略。

在图12中，对于包括T(f)、R(f)以及信道响应H(f)的正向链路的合并信道响应C_fwd(f)和反向链路的合并信道响应C_rvs(f)可分别定义如下：

$C_{\mathrm{fw}{d}_k}(f,t)=T_{A_k}\left(f\right)H_{{\mathrm{fwd}}_k}(f,t)R_B\left(f\right)---\left(22\right)$

$C_{{\mathrm{rvs}}_k}(f,t)=T_B\left(f\right)H_{{\mathrm{rvs}}_k}(f,t)R_{A_k}\left(f\right)---\left(23\right)$

其中k＝1，…，N_T为对应于节点A处的传送天线的天线指数。项

以及

分别表示正向链路信道响应函数以及反向链路信道响应函数，假设二者具有时不变的互易的特性，即对于k＝1，…，N_T，有 $H_{{\mathrm{fwd}}_k}(f,t)=H_{{\mathrm{rvs}}_k}(f,t).$

在本文中，使用前文所进行的实际估计是合并信道响应C_rvs(f)。然而，在传送数据至接收器的方法的实施例中，C_fwd(f)是用于确定子载波分配的信道响应。

这样，C_rvs(f)以及C_fwd(f)之间的关系可描述如下：

$C_{{\mathrm{fwd}}_k}(f,t)=\frac{T_{A_k}\left(f\right)}{R_{A_k}\left(f\right)}{C}_{{\mathrm{rvs}}_k}\left(f\right)\frac{R_B\left(f\right)}{T_B\left(f\right)}---\left(24\right)$

因此，子载波分配标准可改写如下：

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }{\left|C_{{\mathrm{fwd}}_k}^{\left(j\right)}\right|}^2=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }{\left|\frac{T_{A_k}^{\left(j\right)}}{R_{A_k}^{\left(j\right)}}{C}_{{\mathrm{rvs}}_k}^{\left(j\right)}\frac{R_B^{\left(j\right)}}{T_B^{\left(j\right)}}\right|}^2---\left(25\right)$

其中，对于j＝1，…，n_c，有 $C_{{\mathrm{rvs}}_k}^{\left(j\right)}=C_{{\mathrm{rvs}}_k}(f_0+\mathrm{j\Δf}),$ $T_{A_k}^{\left(j\right)}=T_{A_k}(f_0+\mathrm{j\Δf}),$ $R_{A_k}^{\left(j\right)}=R_{A_k}(f_0+\mathrm{j\Δf}),$ $T_B^{\left(j\right)}=T_B(f_0+\mathrm{j\Δf})$ 以及 $R_B^{\left(j\right)}=R_B(f_0+\mathrm{j\Δf}).$

假设子载波之间的各自的频率响应T^(j)以及R^(j)保持不改变，则所有的各自的校准因子

以及

可看作独立于子载波指数j。于是，方程(25)可进一步被简化为如下：

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\left\{{\left|C_{{\mathrm{rvs}}_k}^{\left(j\right)}\right|}^2{\left|\frac{T_{A_k}}{R_{A_k}}\frac{R_B}{T_B}\right|}^2\right\}---\left(26\right)$

图13表示在根据本发明另一个实施例的通信***100中进行的数据传送的信号流表示，其中接收通信装置(节点B)包括多个接收天线。

类似于图12的情况，令T(f)表示频域中的传送频率响应函数，而R(f)表示频域中的接收频率响应函数。因此，|T(f)|以及|R(f)|为各自的不匹配的幅度。

对于包括T(f)、R(f)以及信道响应H(f)的正向链路的合并信道响应C_fwd(f)以及反向链路的合并信道响应C_rvs(f)可分别定义如下：

$C_{{\mathrm{fwd}}_{k,1}}(f,t)=T_{A_k}\left(f\right)H_{{\mathrm{fwd}}_{k,1}}(f,t)R_{B_1}\left(f\right)---\left(27\right)$

$C_{{\mathrm{rvs}}_{k,1}}(f,t)T_{B_l}\left(f\right)H_{{\mathrm{rvs}}_{k,1}}(f,t)R_{A_k}\left(f\right)---\left(28\right)$

其中k＝1，…，N_T是对应于节点A处的传送天线的天线指数。项

以及

分别表示正向链路信道响应函数以及反向链路信道响应函数，假设二者具有时不变的互易的特性，即对于k＝1，…，N_T和l＝1，…，N_R，有 $H_{{\mathrm{fwd}}_{k,1}}(f,t)=H_{{\mathrm{rvs}}_{k,1}}(f,t).$

在本文中，使用前文进行的实际估计是合并信道响应

然而，在传送数据至接收器的方法的实施例中，

为用于确定子载波分配的合并信道响应。

这样，在以及

之间的关系可描述如下：

$C_{{\mathrm{fwd}}_{k,l}}(f,t)=\frac{T_{A_k}\left(f\right)}{R_{A_k}\left(f\right)}{C}_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}\left(f\right)\frac{R_{B_l}\left(f\right)}{T_{B_l}\left(f\right)}---\left(29\right)$

于是，子载波分配标准可改写为如下：

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|C_{{\mathrm{fwd}}_{k,l}}^{\left(j\right)}\right|}^2=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{T_{A_k}^{\left(j\right)}}{R_{A_k}^{\left(j\right)}}{C}_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}^{\left(j\right)}\frac{R_{B_l}^{\left(j\right)}}{T_{B_l}^{\left(j\right)}}\right|}^2---\left(30\right)$

其中，对于j＝1，…，n_c，有

$C_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}^{\left(j\right)}=C_{{\mathrm{rvs}}_{k,1}}(f_0+\mathrm{j\Δf}),$ $T_{A_k}^{\left(j\right)}=T_{A_k}(f_0+\mathrm{j\Δf}),$ $R_{A_k}^{\left(j\right)}=R_{A_k}(f_0+\mathrm{j\Δf}),$ $T_{B_1}^{\left(j\right)}=T_{B_1}(f_0+\mathrm{j\Δf})$ 以及 $R_{B_1}^{\left(j\right)}=R_{B_1}(f_0+\mathrm{j\Δf}).$

假设子载波之间的各自的频率响应T^(j)以及R^(j)保持不变，则所有的各自的校准因子

以及可看作独立于子载波指数j。于是，方程(30)可进一步简化为如下：

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\frac{{\left|R_{B_1}\right|}^2}{{{|T}_{B_1}|}^2}{\left|C_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}^{\left(j\right)}\right|}^2\frac{{\left|T_{A_k}\right|}^2}{{\left|R_{A_k}\right|}^2}\right\}---\left(31\right)$

其中，预校准因子

可能需要使用反向链路的从节点B至节点A的反馈。

在另一实施例中，当在反向链路中传送信道估计符号时，使用在节点B 1303处的预缩放因子

以避免在反向链路中进行预校准因子反馈的麻烦。因此，方程(28)可以重新以公式表示如下

$C_{{\mathrm{rvs}}_{k,1}}(f,t)=f_{B_1}{T}_{B_1}\left(f\right)H_{{\mathrm{rvs}}_{k,1}}(f,t)R_{A_k}\left(f\right)---\left(32\right)$

令

则选择标准可以重写成

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\frac{1}{{\left|f_{B_l}\right|}^2}\frac{{\left|R_{B_l}\right|}^2}{{\left|T_{B_l}\right|}^2}{\left|C_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}^{\left(j\right)}\right|}^2\frac{{\left|T_{A_k}\right|}^2}{{\left|R_{A_k}\right|}^2}\right\}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\left\{{\left|C_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}^{\left(j\right)}\right|}^2\frac{{\left|T_{A_k}\right|}^2}{{\left|R_{A_k}\right|}^2}\right\}---\left(33\right)$

于是，可以避免对反馈预校准因子的需要。

应注意，仅图12的情况

与图13的情况之间的校准因子的差异是常数|R_B/T_B|²，其独立于指数k(和l)。因此，这样的差异不会影响子载波的分配，且可以在图12的情况与图13的情况中应用相同的预校准方法，其中接收器包括一个或多个接收天线。

接下来，提供了预校准方法以得到用于图12图示的情况的在节点A处的第k个传送器的校准因子

和用于图13图示的情况的在节点A处的第k个传送器的校准因子

或类似地用于在节点B处的第L个接收器的校准因子(的倒数)。

图14表示根据本发明的一个实施例的图示了用于确定校准因子的第一方法的框图。

在该第一方法中，测试板1401可使用如图14所示的设置，而用于从通信装置1403的不同传送器及接收器获得校准因子

的测量。如图14所示，测试板1401可以是在通信装置1403外部的装置。

开关S₁ 1405以及S₂ 1407可形成校准环，并且可用于控制从天线l至天线n_T的测量序列。可使用二进制相移键控(BPSK)信号作为测试信号。此外，可在测试板1001以及通信装置1403上的各自的接收器处进行信道估计，从而可获得

以及

的估计值。

可见，也可获得对如方程(34)所示的2n_T个转换函数α的测量。由于通过直接缆线连接进行连接，故由于缆线连接的传送损失可假设为常数值L_c。所获得的测量于是可以表示如下：

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{1,1}}=T_{A_1}{L}_c{R}_{B_t}$

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{1,2}}=T_{B_t}{L}_c{R}_{A_1}$

.

.

.(34)

${\mathrm{\α}}_{n_T,1}=T_{A_{\mathrm{nT}}}{L}_c{R}_{B_t}$

${\mathrm{\α}}_{n_T,2}=T_{B_t}{L}_c{R}_{A_{\mathrm{nT}}}$

其中以及

表示对于通信装置1403的各自的传送频率响应以及接收频率响应。校准因子cf于是可定义如下：

${\mathrm{cf}}_1=\frac{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{1,1}}}{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{1,2}}}=\frac{T_{A_1}}{R_{A_1}}\frac{R_{B_t}}{T_{B_t}}$

.

.

.(35)

${\mathrm{cf}}_{n_T}=\frac{{\mathrm{\α}}_{n_T,1}}{{\mathrm{\α}}_{n_T,2}}=\frac{T_{A_{n_T}}}{R_{A_{n_T}}}\frac{R_{B_t}}{T_{B_t}}$

因此，校准因子矩阵CF可形成为如下：

从方程(36)中可以看出，校准因子矩阵CF是对角线矩阵。这样，其数值例如可储存在闪存中，并且随后在初始化步骤期间载入。在本文中，对校准因子矩阵CF的数值的加载可称为预校准过程。

而且，因为矩阵CF为对角线矩阵，所以可仅储存n_T个数值。这样，通信装置1403不需要额外内置(built-in)的校准电路***。

因此，在如图12所示的其中接收器包括一个接收天线的情况中，方程(26)可以重写成

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\{{\left|C_{{\mathrm{rvs}}_k}^{\left(j\right)}\right|}^2\×{|{\mathrm{cf}}_k\×\mathrm{const}|}^2\}---\left(37\right)$

其中，

是常数，其独立于k，且因此不会影响分配子载波的过程。

类似地，在如图13所示的其中接收器包括多个接收天线的情况中，方程(33)可以重写成

$k_{\mathrm{best}}^{\left(j\right)}=\underset{k\∈\{1,n_T\}}{\arg \max }\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\{{\left|C_{{\mathrm{rvs}}_{k,l}}^{\left(j\right)}\right|}^2\×{|{\mathrm{cf}}_k\×\mathrm{const}|}^2\}---\left(38\right)$

其中，是常数，其独立于k与l，因此不会影响子载波分配。

图15表示根据本发明的一个实施例的图示了用于确定校准因子的第二方法的框图。

在该第二方法中，附加校准电路1501可使用如图15所示的设置，而用于获得对来自通信装置1500的不同传送器及接收器的校准因子的测量。如图15所示，附加校准电路1501可以是通信装置1500的一部分。

开关S₁ 1503以及S₂ 1505在初始设置期间形成校准环，其用于获得对来自通信装置1500的不同传送器及接收器的校准因子的测量。

基于所获得的测量，可根据方程(34)和(35)形成校准因子矩阵CF。随后，校准因子可用于补偿传送数据至接收器的方法的实施例的不匹配。而且，由于这些校准因子在初始设置期间可使用内置的附加校准电路1501而获得，因而不会规律地更新这些数值。

在本文中，可看到，当信道状态信息是使用来自反向链路(而不是正向链路)的测量进行估计时，可使用校准因子(校准因子矩阵)。然而，信道状态信息也可使用如下所述的正向链路的测量进行估计。

在一个实施例中，通过安排使传送器处的每个天线以一次一个符号的方式来传送信道估计(CE)符号(例如前文所述符号等)，并且随后在接收器处对每个传送天线进行信道估计，可估计出(传送器的)每个天线的正向链路信道频率响应。在另一个实施例中，通过在相同时间传送用于不同传送天线的正交信道估计符号序列，随后在接收器处对所有传送天线联合实行信道估计，可估计出(传送器的)每个天线的正向链路信道频率响应。

随后，可例如使用反馈(feedback)通道，将用于每个传送天线的各自的正向链路频率响应的估计信道状态信息从接收器处传送回传送器处。所接收的估计信道状态信息随后可用于对子载波的天线的选择。

然而，需要注意，从接收器处到传送器处的估计信道状态信息(频率响应)的传送对于反馈通道可涉及可观的传送开销(overhead)。这样，优选地，直接在接收器处实施天线选择过程，并随后经由反馈通道为每个子载波传送天线选择确定信息。使用此方法，在使用两个传送天线的情况中，每个子载波仅需要1个位；而在使用四个传送天线的情况中，每个子载波仅需要2个位；以此类推。

在上文所讨论的实施例中，其中，信道状态信息的估计是使用来自正向链路的测量进行，以在接收器处实施上文所讨论的步骤，可能需要硬件和/或软件上的改变。这可能导致与现有通信装置的不兼容性(即，例如所述接收器不适用于WiMedia)。

图16表示根据本发明的一个实施例的关于如何基于校准因子与估计信道状态信息(例如在反向链路中的合并信道响应)而实施对天线以及子载波的选择过程中的不匹配的补偿的图示，其中接收器包括一个接收天线。

在图16的选择标准单元441(还在图4中图示)中，正向链路中的合并信道响应C_fwd的补偿估计通过将天线的校准因子c_f乘以反向链路中各自的合并信道响应C_rvs而进行。反向链路中的合并信道响应(C_rvs，1至C_rvs，nT)由参数估计单元421(还在图4中图示)提供。校准因子由校准单元443(还在图4中图示)提供。使用对应于不同传送器天线的正向链路中的方程(24)，将合并信道响应C_fwd的所得补偿估计传送至SFTS单元435，以使用方程(25)来进行最佳天线的选择。

如图16所示，使用基于估计信道状态信息(CSI)和校准因子的改善的选择标准，可以为每个子载波选择最佳天线，或为每个天线分配最佳一套子载波。

类似地，图17表示根据本发明的一个实施例的关于如何基于校准因子与估计信道状态信息而在传送器处实施对天线以及子载波的选择过程中的不匹配的补偿的图示，其中接收器包括多个接收天线。

在图17的选择标准单元441中(还在图4中图示)，通过将天线的校准因子c_f乘以反向链路中各自的合并信道响应C_rvs来实行正向链路中的合并信道响应C_fwd的补偿估计。在反向链路中的合并信道响应(C_rvs，1，l至C_rvs，nT，l)由参数估计单元421(还在图4中图示)提供。校准因子由校准单元443(还在图4中图示)提供。使用对应于不同传送器天线的正向链路中的方程(29)，将合并信道响应C_fwd的所得补偿估计传送至SFTS单元435，以使用方程(30)来实行最佳天线的选择。

图18表示如何在接收器处利用用于反向链路中的传送的传送特性的预缩放因子而对天线以及子载波的选择过程中的不匹配实施补偿的图示，其中接收器包括多个接收天线。

先前的描述已给出了预缩放因子的表达式，例如

如图18所示，将预缩放因子应用于信道估计(CE)符号，这也在方程(32)中显示。CE符号指用于估计信道状态信息或信道频率响应的传送导频符号。这样，在后续阶段中，如方程(33)所示，可以避免对从接收器至传送器的校准因子的反馈的需求。预缩放因子可以容易地从预校准过程中获得。针对来自多个天线(例如节点B303，1303)的传送的估计传送特性的总传送功率可以标准化为遵从针对UWB的FCC频谱限制。

接下来，下面讨论对现有的前文所述结构的可行的设计变化以及所述变化对传送数据至接收器的方法的实施例的性能的效果。

在每个前文所述的OFDM符号中，对于每个天线的子载波的分配可遵循如先前所述的数据部分的相同特征。基于方程(8)中所定义的等效频率可选信道H₀(f)，用于传送数据至接收器的方法的实施例的前文所述的OFDM符号传送可在没有任何修改的情况下用于例如自动增益控制(automatic gain control，AGC)、同步化以及信道估计。

因为预期等效频率可选信道H₀(f)呈现比传统多频带OFDM信道较为平坦的频谱，所以对于自动增益控制(AGC)、同步化以及信道估计，可期望获得更少的信号失真以及改良的健壮性。例如，当将简单通道反转应用于信道等化时，这可进一步降低噪声放大的机率。

接下来，可使用仿真获得传送数据至接收器的方法的实施例的分组错误率(Packet Error Rate，PER)性能结果。随后将所获得的性能结果与标准WiMedia1.0版通信装置的性能结果相比较。在本文中，在仿真中使用了IEEE 802.15.3a UWB室内信道模型[1]。对于使用所提议的多频带SFTS***的情况，生成了对应于多个天线的信道实现方式，其中假设适当地隔开的天线具有非相关多路径衰减以及相关屏蔽。在如图19所示的表1900中列出了四种类型的信道模型。

图19表示描述在本发明的实施例中进行的仿真所用的信道模型的表1900。

例如，第一信道模型(CM1)表示传输范围为从大约0米至大约4米的传送通道。而且，假设在通信装置之间存在可在所述传送通道上传送的视线(line of sight，LOS)。此外，假设在所述传送通道上最大传送延迟为8.92ms(毫秒)。

此外，对传送数据至接收器的方法的实施例而言，产生了对应于多个天线的三种不同的信道实现方式，即，

情况A：没有屏蔽的独立衰减通道

情况B：具有独立屏蔽的独立衰减通道

情况C：具有相关屏蔽的独立衰减通道

情况A的信道实现方式对应于假设适当地隔开的天线具有非相关多重路径衰减的情况。情况B的信道实现方式对应于假设适当地隔开的天线具有非相关多重路径衰减以及非相关屏蔽的理想情况。情况C的信道实现方式对应于假设适当地隔开的天线具有非相关多重路径衰减以及相关屏蔽的情况。而且，用于情况C的信道模型的分布被调节至测量结果[2]。

在本文中，需要注意，图20至图22所示的性能结果基于情况A的信道实现方式。

图20表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在CM3(4米到10米)中480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

在图20中可以看到，通过使用以四个传送天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现5.2dB增益。而且，也可看到，通过使用以两个天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现3dB增益。

这些性能增益表示传送数据至接收器的方法的实施例在用于高数据速率传送时的有效性。此外，需要注意，具有高码率的信道编码(例如R_c＝3/4等)在高数据速率传送中趋于效率较低，所述具有高码率的信道编码可用于标准WiMedia 1.0通信装置中。

图21表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在CM3(4米到10米)中200Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

在图21中可以看到，通过使用以四个传送天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现3.6dB增益。而且，也可看到，通过使用以两个传送天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现2dB增益。

在该情况中，需要注意，通过使用传送数据至接收器的方法的实施例而获得的部分性能已由在标准WiMedia 1.0通信装置中使用的有效信道编码(例如R_c＝5/8等)所补偿(offset)。

图22表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在CM3(4米到10米)中480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

更详细地，在图22中图示了第一实施方式(表示为方法1)、第二实施方式(表示为方法2a)、第三实施方式(表示为方法2b)以及第四实施方式(表示为方法3)的性能比较。

从图22中可以看到，第一实施方式(方法1)表现出在所有实施方式中的最佳性能。还可看到，第二实施方式(方法2a)表现出与第四实施方式(方法3)相当的性能。

当与第一实施方式(方法1)的性能结果相比时，在第二实施方式(方法2a)与第四实施方式(方法3)中，由于在每个天线所分配的子载波的最大数目上使用了约束，故性能上的降级仅仅少于1dB。然而，在第三实施方式(方法2b)中，由于使用了随机选择以实现具有较低复杂度的实施方式，因而性能方面的降级是明显的。

整体而言，从图22所示的性能结果可看到，第一实施方式(方法1)提供了选择标准的最佳选择。

作为注释，需要注意，图23以及图24所示的性能结果基于情况C的信道实现方式。

图23表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在480Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

更具体地，在图23中图示了具有以及不具有校准过程的各种实施方式的性能比较。

从图23中可以看到，通过使用以四个传送天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现4.6dB增益。而且，还可看到，在不实施校准时，由于不匹配造成的性能降级仅为大约2dB，在实施校准时，而性能降级减少至仅为0.5dB。

此外，要注意，当经测量校准因子仅仅具有大约10％的误差时，性能降级可以忽略。

可看到，对于标准WiMedia 1.0通信装置，通过使用以校准来补偿不匹配的传送数据至接收器的方法的实施例，所实现的总的性能增益为大约4dB。

图24表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在200Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

类似于图23，图24中还图示了具有以及不具有校准过程的各种实施方式的性能比较。

从图24中可以看到，通过使用以四个传送天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现3.3dB增益。而且，还可看到，在不实施校准时，由于不匹配造成的性能降级仅为大约1.6dB，而在实施校准时，性能降级减少至仅为0.4dB。

此外，还要注意，当经测量校准因子仅仅具有大约10％的误差时，性能降级可以忽略。

可看到，对于标准WiMedia 1.0通信装置，通过使用以校准来补偿不匹配的传送数据至接收器的方法的实施例，所实现的总的性能增益为大约2.9dB。

图25表示使用和未使用本发明的一个实施例的通信装置在用于情况B的通道实现上在400Mbps的数据传输率时的分组错误率(PER)性能结果。

类似于图23和图24，图25中图示了具有以及不具有校准过程的各种实施方式的性能比较。

从图25中可以看到，通过使用以四个传送天线传送数据至接收器的方法的实施例，标准WiMedia 1.0通信装置可实现6.2dB的增益。在本文中，当与图23相比时，在图25中所实现的较大的性能增益主要归因于独立的屏蔽信道。这意味着，在使用传送数据至接收器的方法的实施例时，可实现的性能增益的上限甚至可以更高。

而且，还可看到，在不实施校准时，由于不匹配造成的性能降级仅为大约2.8dB，而在实施校准时，性能降级减少至仅为0.8dB。

此外，还要注意，当所测量的校准因子仅仅具有大约10％的误差时，性能降级是可以忽略的。可看到，对于标准WiMedia 1.0通信装置，通过使用以校准来补偿不匹配的传送数据至接收器的方法的实施例，所实现的总的性能增益为大约5.4dB。

图26表示使用或不使用本发明的一个实施例的通信***在CM1中480Mbps的数据传输率时的分组错误率结果。

可以看到对不匹配的校正的效果，所述不匹配存在于所提议的多频带SFTS-MIMO(多入多出)通信***的多重传送和接收前端链之中。可以发现，与标准WiMedia 1.0的实施方式相比，所提议的具有2个传送天线及2个接收天线的多频带SFTS-MIMO通信***可以实现6dB的增益。还可以注意到，信道估计在SFTS表现上仅产生极小的衰减。而且，可以发现，没有任何校正的情况下，由于射频不匹配造成的性能衰减是大约2dB。在提议的预校正(假设所量测的校正因子具有10％的误差)后，性能衰减变为小于1dB。

因此，由于所提议的多频带SFTS-MIMO通信***(2Tx，2Rx)具有针对不匹配的预校正，因此总体性能改善超过标准WiMedia 1.0大约5dB。

图27表示所提议的使用或不使用本发明的一个实施例的多频带SFTS-MIMO通信***在CM1中480Mbps的数据传输率时的分组错误率结果。

可以发现，与标准WiMedia 1.0所相比，所提议的具有4个传送天线及4个接收天线的多频带SFTS-MIMO通信***可以实现大约10dB的增益。还可以看到，在没有任何校正的情况下，由于不匹配造成的性能衰减大于2dB。类似地，在提议的预校正之后，性能衰减变为小于1dB。可以注意到，当所量测的校正因子具有10％的误差时，衰减可以忽略。

因此，由于所提议的多频带SFTS通信***具有针对不匹配的校正，因而总体的性能改善比标准WiMedia 1.0超出9dB。

图28表示所提议的具有2个传送天线和2个接收天线的多频带SFTS-MIMO通信***通过使用16-QAM在960Mbps时的分组错误率结果。

可以发现，与标准WiMedia 1.0相比，一些性能增益可以通过所提议的具有更高数据传输率的多频带SFTS-MIMO通信***来实现。

因此，更高的数据吞吐量可以通过使用所提议的具有更高阶调制(诸如16-QAM(正交幅度调制))的多频带SFTS-MIMO通信***来实现。

本发明的实施例可具有下述效果。

本发明的实施例提供了简洁且低成本的方法，以实现在传送器与接收器处的完全的空间分集和频率分集、在接收器处的天线阵列增益、传输范围的延伸以及增强的健壮性。本发明的实施例还能保持与现有的通信装置的互用性，并且因此可应用于增强型通信装置或下一代通信装置中。

尽管参考特定实施例而具体地图示和描述了本发明，然而本领域的技术人员应当明白，在不脱离所附的权利要求所定义的本发明的精神与范围的情况下，可作出各种形式上以及细节上的变化。本发明范围因而由所附的权利要求书所指示，并且因此意欲包括处于所附的权利要求书的等同物的含义以及范围内的所有变化。

在本文件中，引用了下述公开文件：

[1]J.Foerster，“Channel Modeling Sub-Committee Report Final”，2003年2月，http://grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/。

[2]J.Kunisch and J.Pamp，“Measurement results and modeling aspects forthe UWB radio channel”，IEEE International Conference on UWB UWB(UWBST 20002)，Baltimore，2002年5月。

Claims (45)

1.一种传送数据至接收器的方法，其中所述数据使用多个子载波传送，所述方法包括：

为每个子载波以及用于传送所述数据的所述子载波与多个天线的天线的多个组合中的每一个组合，确定使用所述天线的所述子载波的传送的传送特性；

基于所述子载波在所述天线以及所述接收器之间的传送的所述传送特性，为每个子载波选择多个天线中的天线以用于所述子载波的所述传送。

2.如权利要求1所述的方法，其中，使用所述多个子载波所传送的所述数据是上通信层的信道的数据。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述天线是基于针对所述传送特性的预定标准而选择的。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述接收器通过一个或多个天线接收所传送的数据。

5.如权利要求1所述的方法，还包括：

通过传送器接收来自所述接收器的信号，以及

基于所接收的信号确定所述传送特性。

6.如权利要求5所述的方法，其中，所述数据从所述传送器传送至所述接收器，且所述选择由所述传送器实施。

7.如权利要求5所述的方法，其中，所述数据从所述传送器传送至所述接收器，且所述选择由所述接收器实施。

8.如权利要求7所述的方法，其中，所述接收器将所述选择以信号发送至所述传送器。

9.如权利要求1所述的方法，其中，所述传送特性是关于用于在所述天线以及所述接收器之间传送所述子载波的信道的属性的信息。

10.如权利要求9所述的方法，其中，所述传送特性是关于所述信道的质量的信息。

11.如权利要求10所述的方法，其中，所述传送特性是信道状态信息。

12.如权利要求1所述的方法，其中，所述数据通过所述多个子载波的调制而传送，并且使用所述天线来传送经调制的子载波。

13.如权利要求1所述的方法，其中，所述选择基于对用于不同传送天线的所述子载波的传送的传送特性的比较而进行。

14.如权利要求13所述的方法，其中，为所述多个子载波中的每个子载波选择所述多个天线中的天线以传送所述子载波。

15.如权利要求13所述的方法，其中，对所述多个子载波中的每一个子载波分别实施所述选择。

16.如权利要求3所述的方法，其中，所述预定标准包括为所述子载波选择所述天线，使得为每个子载波选择在所述传送特性中具有最高质量的天线。

17.如权利要求3所述的方法，其中，所述预定标准包括要分发给每个天线的子载波的最大数目。

18.如权利要求17所述的方法，其中，所述预定标准还包括为所述子载波选择所述天线，使得为每个子载波选择在所述传送特性中具有最高质量的天线。

19.如权利要求18所述的方法，其中，所述预定标准还包括为所述子载波选择所述天线，使得对于每个天线而言，已选择了所述天线的子载波的数目低于或等于所确定的子载波的最大数目。

20.如权利要求5所述的方法，还包括基于所述子载波从所述接收器至所述天线的传送来确定所述传送特性。

21.如权利要求20所述的方法，其中，确定所述传送特性包括

补偿所述子载波从所述接收器至所述天线的所述传送的属性与所述子载波从所述天线至所述接收器的所述传送的属性之间的差异。

22.如权利要求21所述的方法，还包括：

确定所述子载波从所述接收器到所述天线的所述传送特性；

使用校准因子补偿所述差异；

其中，所述校准因子确定为所述天线的传送特性与所述天线的接收特性的函数。

23.如权利要求22所述的方法，还包括：

将所述校准因子乘以所述子载波从所述接收器到所述天线的已确定的传送特性，以得到所述传送的经补偿的传送特性，并基于所述经补偿的传送特性而选择所述天线。

24.如权利要求4和22所述的方法，其中，所述接收器包括用于接收所传送的数据的多个天线，且所述校准因子确定为所述接收天线的传送特性和所述接收天线的接收特性的函数。

25.如权利要求1和24所述的方法，

其中，在所述接收器处对信道估计符号应用预缩放因子，所述信道估计符号从所述接收器发送至所述传送器，且用于确定所述子载波从所述接收器到所述天线的所述传送特性，以便利用所述预缩放因子对所述子载波从所述接收器到所述天线的所述传送特性进行缩放，其中所述预缩放因子是所述接收天线的所述传送特性和所述接收天线的所述接收特性的所述函数的倒数。

26.如权利要求22所述的方法，其中，用于所述子载波的传送的所述多个天线中的每个天线具有各自的校准因子，且所有的所述校准因子储存于存储器中。

27.一种用于传送数据的通信***，其中所述数据使用多个子载波来传送，所述通信***包括：

接收器；

选择单元，其用于为每个子载波以及用于传送所述数据的所述子载波与多个天线中的天线的多个组合中的每一个组合，确定使用所述天线的所述子载波的传送的传送特性；并且基于所述子载波在所述天线以及所述接收器之间的所述传送的所述传送特性，为每个子载波选择用于所述子载波的所述传送的所述多个天线中的天线。

28.如权利要求27所述的通信***，还包括传送器，该传送器包括：

接收单元，其配置为从所述接收器接收信号，以及

第一确定单元，其配置为基于所接收的信号来确定所述传送特性。

29.如权利要求28所述的通信***，还包括

第二确定单元，其配置为确定所述子载波从所述接收器至所述天线的传送的传送特性。

30.如权利要求27所述的通信***，其中，所述接收器包括用于接收所传送的数据的一个或多个天线。

31.如权利要求29所述的通信***，还包括

补偿单元，其配置为补偿所述子载波从所述接收器至所述天线的所述传送的属性与所述子载波从所述天线至所述接收器的所述传送的属性之间的差异。

32.如权利要求30所述的通信***，其中，所述补偿单元使用校准因子来补偿所述差异，且其中所述校准因子是所述天线的传送特性和所述天线的接收特性的函数。

33.如权利要求30和32所述的通信***，其中，所述接收器包括用于接收所传送的数据的多个天线，且所述校准因子是所述接收天线的传送特性和所述接收天线的接收特性的函数。

34.如权利要求29或32所述的通信***，其中，所述补偿通过将所述校准因子乘以所述子载波从所述接收器至所述天线的所述传送的所述输特性而进行。

35.如权利要求32所述的通信***，其中，用于所述子载波的所述传送的所述多个天线的每个天线具有各自的校准因子。

36.如权利要求29和33所述的通信***，

其中，在所述接收器处对信道估计符号应用预缩放因子，所述信道估计符号从所述接收器发送至所述传送器，且用于确定所述子载波从所述接收器到所述天线的所述传送特性，以便使用所述预缩放因子对所述子载波从所述接收器到所述天线的所述传送特性进行缩放，其中，所述预缩放因子是所述接收天线的所述传送特性和所述接收天线的所述接收特性的所述函数的倒数。

37.如权利要求35所述的通信***，还包括用来为用于所述子载波的所述传送的所有天线储存校准因子的存储器。

38.如权利要求28所述的通信***，其中，所述数据从所述传送器传送至所述接收器，且所述选择由所述传送器实施。

39.如权利要求28所述的通信***，其中，所述数据从所述传送器传送至所述接收器，且所述选择由所述接收器实施。

40.如权利要求39所述的通信***，其中，所述接收器将所述选择以信号发送至所述传送器。

41.如权利要求27所述的通信***，其中，所述通信***是点对点无线电通信***。

42.如权利要求41所述的通信***，其中，所述通信***是WiMedia通信***。

43.如权利要求41所述的通信***，其中，所述通信***是蓝牙通信***。

44.如权利要求41所述的通信***，其中，所述通信***是火线通信***。

45.如权利要求41所述的通信***，其中，所述通信***是经认证的无线通用串行总线(USB)通信***。

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