CN101860319A - 一种多目标的大功率逆变器共模电压抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种多目标的大功率逆变器共模电压抑制方法，该方法在传统对称正弦调制信号上叠加一个直流分量来提高直流电压利用率，再在叠加直流分量的基础上构造一种新型的调制信号，使得共模电压为零，从而既能完全消除共模电压，又能降低谐波含量和提高直流电压利用率。采用本发明的方法，对多电平变流器进行控制，其开关状态限制在零共模电压中，从而使逆变器的共模电压为零，可以完全消除共模电压，同时谐波含量也降低了，直流电压利用率的性能也得到了提高。该方法无需外加硬件电路，具有简单易实现，占用内存少和通用性的特点。本发明的方法适用于任何应用大功率多电平变流器的场合，如大功率变频传动***以及电力***中的FACTS装置。

Description

一种多目标的大功率逆变器共模电压抑制方法

技术领域

本发明涉及一种多目标的大功率逆变器共模电压抑制方法，属多电平逆变器相关技术领域。

背景技术

随着高压大功率交流电动机变频调速***的大量应用以及电力***中直流输电、无功功率补偿、电力有源滤波器等应用发展的需要，多电平逆变器已经成为当前电力电子技术中备受人们关注的重要研究热点。但是随着高压大功率多电平逆变器的广泛应用，也发现了一些问题。多电平逆变器会产生很大的共模电压。共模电压会破坏电机绕组绝缘***、产生电磁干扰(EMI)、产生轴承电流加快轴承损坏、威胁传输电缆等，它的危害已经变得不容忽视。

根据资料显示，高压大容量多电平逆变器在变频调速领域中的应用分布现状是：用于泵类的占40％；用于风机的占30％；用于压缩机、挤压机、传送带的占15％；用于其他负载的占15％。在我国，要想使高压变频调速器得到广泛的应用，除了要解决消除对电网和电动机的谐波污染、还要解决如何减小电动机的绝缘应力等，这都关系到共模电压的问题。共模电压的消除对电机的绝缘***，输出电压的性能都有明显的改善，***可以达到很高的性能，并且占地面积少，维护工作量少，对市电电网谐波污染小，自动化程度较高。

另外，随着现代工业技术的发展，电力***中非线性负载大量增加，各种非线性和时变性电力电子装置如逆变器、整流器及各种开关电源大量应用，其负面效应也日益严重。电力电子装置的开关转换给市电电网造成了严重的谐波污染，使交流电网的电压和电流波形严重畸变，从而代替了传统的变压器等铁磁材料的非线性引起的谐波，成为谐波的主要谐波源。

国内外众多学者对于解决传动***共模电压问题展开大量的研究，并提出了许多有效方案，主要有：隔离变压器阻断法、无源共模电压滤波器、有源共模电压滤波器；改进控制策略，但这些方法均有其不足之处。如隔离变压器阻断法具有造价大、效率低、体积大和重量高的缺点，并不是一种经济可行的方法。无源共模电压滤波器的差模等效电路和共模等效电路相同，当对差模滤波和共模滤波提出不同频率特性时，该滤波器便难于满足要求。有源共模电压滤波器多采用射极跟随器结构，限制了其在高压领域中的应用。公开号CN101573865公开了一种用于对开关放大器的共模电压进行控制的装置及方法所述***包括：调制器，其用于接收输入信号，对所接收到的输入信号进行调制，并生成数字信号；H桥控制器，其用于接收数字信号，并生成用于对H桥电路的操作进行控制的控制信号；公告号CN2794029公开了一种带有能滤除共模电压的反馈有源低通滤波装置的变频器。

相比之下，基于控制策略改进的共模电压抑制方法有着简单、灵活、无需额外硬件的优势，必将成为未来最有竞争力的方法。在基于控制策略改进的共模电压抑制方法研究中，由于SPWM控制策略的固有特性，必然产生共模电压，故大多数学者重点针对SVPWM控制策略进行共模电压抑制研究，其方法是选择共模电压较小或为零的冗余矢量来合成矢量，使得变流器输出共模电压得到抑制或者消除。然而，该方法在获得较好共模电压特性的同时却使直流电压利用率降低和谐波含量增加。本发明解决了SVPWM控制策略进行共模电压抑制中出现的问题，使得抑制共模电压的同时***性能不会受到影响。

发明内容

本发明的目的是，为了解决大功率变流器自身共模电压的危害，解决SVPWM控制策略进行共模电压抑制中出现的问题，使得抑制共模电压的同时***性能不会受到影响。

本发明的技术方案是，在传统对称正弦调制信号上叠加一个直流分量来提高直流电压利用率，再利用共模电压定义，在叠加直流分量的基础上构造一种新型的调制信号，使得共模电压为零，从而既能完全消除共模电压，又能降低谐波含量和提高直流电压利用率。

首先，获取传统两电平对称SPWM正弦调制信号V₁′，V₂′，V₃′，表达式为：

$V_1^{\′}=V_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right);V_2^{\′}=V_m\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π});V_3^{\′}=V_m\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})---\left(1\right)$

为提高直流电压利用率，在传统正弦调制信号上叠加一个交流偏置，交流偏置的表达式如式(2)所示：

$V_{\mathrm{offset}}=-[\min (V_1^{\′},V_2^{\′},V_3^{\′})+\max (V_1^{\′},V_2^{\′},V_3^{\′})]/2---\left(2\right)$

从而构成一种中间调制信号V₁，V₂，V₃，表达式为：

$V_1=V_1^{\′}+V_{\mathrm{offset}};V_2=V_2^{\′}+V_{\mathrm{offset}};V_3=V_3^{\′}+V_{\mathrm{offset}}---\left(3\right)$

将式(3)中的两相调制信号和三角载波信号相比较得到两个中间的脉冲信号，然后将这两个中间脉冲信号相减，作为三相中其中一相的脉冲控制信号。其他两相的脉冲信号，也用类似的方法得到。此脉冲信号调制下的变流器输出电压表达如下：

V_a＝(V₁-V₂)/2；V_b＝(V₂-V₃)/2；V_c＝(V₃-V₁)/2               (4)

由上，根据共模电压定义，可以得到V_com＝0。

V_com＝(V_a+V_b+V_c)/3＝((V₁-V₂)+(V₂-V₃)+(V₃-V₁))/3＝0        (5)

本发明与现有技术比较的有益效果是，采用本发明的方法，对多电平变流器进行控制，其开关状态限制在零共模电压中，从而使逆变器的共模电压为零，可以完全消除共模电压，同时谐波含量也降低了，直流电压利用率的性能也得到了提高。该方法无需外加硬件电路，省去以往算法中烦琐的区间划分以及冗余状态的选择，具有简单易实现，占用内存少和通用性的特点。本发明所提出的控制方法比采用隔离变压器，***造价减少，***效率提高，运行成本降低，尤其是节省了隔离变压器的体积空间和重量；相比有源滤波器，扩大了使用范围；相对传统的PWM调制，该发明不仅从根本上消除了共模电压的危害，而且降低了THD的数值。

本发明的方法适用于任何应用大功率多电平变流器的场合，如大功率变频传动***以及电力***中的FACTS装置。

附图说明

图1是三电平二极管箝位型逆变器的主电路图；

图2是传统的三电平逆变器A相的SPWM调制控制原理图；

图3是降低CMV的SPWM调制控制原理图；

图4是本发明的消除共模电压的SPWM控制原理图；

图5是本发明消除共模电压方法的仿真模型图；

图6是三电平二极管箝位型逆变器在传统SPWM控制下的共模电压波形(仿真条件相同)；

图7是三电平二极管箝位型逆变器在传统SPWM控制下的输出电压波形及谐波特性；

图8是三电平二极管箝位型逆变器在降低CMV的SPWM控制下的共模电压波形；

图9是三电平二极管箝位型逆变器在降低CMV的SPWM控制下相电压的输出波形及谐波特性；

图10是三电平二极管箝位型逆变器在本发明所述方法控制下的共模电压波形；

图11是三电平二极管箝位型逆变器在本发明的完全消除共模电压的方法下相电压的输出波形及谐波特性。

具体实施方式

本发明以二极管箝位型三电平逆变器为例说明具体实施方式：

二极管箝位型三电平逆变器的拓扑结构如图1所示。可以看出，三电平逆变器每一相均由两个直流分压电容C₁、C₂(C₁＝C₂)、4个主开关管、4个反并联的续流二极管和两个箝位二级管组成。与传统两电平逆变器相比，二极管箝位三电平逆变器具有降低电磁干扰(EMI)和du/dt、减少开关损耗、提高***可靠性等优点。假设电路中器件均为理想器件，不计其导通压降。由图1知，每相桥臂共有三种开关状态，每相输出的电压相对于中性点来说也有三个不同的电平。以A相为例，其工作原理为：①当开关管S_a1、S_a2同时导通S_a3、S_a4同时关断时：若负载电流为正方向(设负载电流由逆变器流入负载的方向为正，反之为负)，电流流过S_a1、S_a2，输出端A电压等同于P点电位，为U_dc/2；若负载电流为负方向，电流流过VD₁₁、VD₁₂对电容C₁充电，则A相输出端电压也等同于P点电位，为U_dc/2。②当S_a2、S_a3同时导通S_a1、S_a4同时关断时：若负载电流为正方向，则电源对C₁充电，电流流过箝位二极管VD₁，主开关管S_a2，此时，A相输出端等同于O点电位，为0；若负载电流为负方向，电流流过主开关管S_a3，箝位二极管VD₁₂，此时，A相输出端电压也等同于O点电位，为0。③当开关S_a3、S_a4同时导通S_a1、S_a2同时关断时：若负载电流正方向，电流流过主开关管S_a3、S_a4，A相输出端电压等同于N点电位，为-U_dc/2；若负载电流负方向，电流流过与主开关管S_a3、S_a4并联的续流二极管对电容C₂充电，则A相输出端电压也等同于N点电位。

图2为传统的三电平逆变器A相的SPWM调制原理。A相正弦波和相位相同、幅值相等、位置相差一个幅值的两个三角载波比较。在一个开关周期内，参考0轴以上，调制波幅值若大于载波幅值，则为1，否则为0；参考0轴以下，调制波幅值若大于在波幅值则为0，否则为-1。其中正弦调制波为50Hz，载波比为60，调制比为0.9。B相、C相调制信号就是将图2中的A相正弦波前后移动120°，就可以得到其他两相的开关信号。用这些开关信号就可以控制三电平逆变器进行工作。

图3是降低CMV的SPWM调制原理图。图中，正弦波与两个幅值相等、相位相反、位置相差一个幅值的三角载波信号比较得到开关控制信号。在一个开关周期内，参考0轴以上，调制波幅值若大于载波幅值，则为1，否则为0；参考0轴以下，调制波幅值若大于在波幅值则为0，否则为-1。其中正弦调制波为50Hz，载波比为60，调制比为0.9。B相、C相调制信号就是将图3中的A相正弦波前后移动120°就可以得到。

本发明提出了一种新型的SPWM控制算法，这种算法既可以降低谐波含量，又可以从根本上消除共模电压，满足了要求。在传统的三相正弦波调制波的基础上叠加一个

交流偏置以提高直流电压利用率。然后用其中两相的马鞍形调制波与一个三角载波进行比较，得到两个PWM中间信号，将他们相减就可计算出三电平逆变器一相的电压波形，其他两相也同理可得。图4所示为本发明的消除共模电压的SPWM控制原理图。

本发明的调制方法仿真模型如图5所示，其中V_dc＝900V，负载为50KW。直流电压经过三电平逆变器逆变。

图6为传统SPWM控制策略的共模电压波形，SPWM载波比为60，调制比为0.9。根据共模电压的定义，三电平逆变器产生的共模电压幅值为±V_dc/3、±V_dc/6和0。图中所示电机端共模电压与理论计算值是相符的，分别为300V、150V和0V。

图7为三电平二极管箝位型逆变器在传统SPWM控制下的输出电压波形及谐波特性；中可以看出，传统SPWM控制下的输出电压基波幅值为718.6V，谐波为0.56％。

图8为三电平二极管箝位型逆变器在降低CMV的SPWM调制下，逆变器输出端的共模电压波形，仿真条件与图6相同。由图8可知：在此调制策略下共模电压的幅值变为±V_dc/6和0，即共模电压的绝对值比传统SPWM调制下的V_dc/3下降到V_dc/6，幅值为150V和0V。这种调制方法降低了共模电压的有效值，从而减小共模电压的负面效应。

图9为三电平二极管箝位型逆变器在降低CMV的SPWM控制下相电压的输出波形及谐波特性，图9表明，在降低CMV的SPWM调制下，逆变器的输出电压基波幅值为606.4V，谐波含量为0.56％。说明在降低CMV的SPWM调制策略下，虽然共模电压的最大幅值为传统调制下的一半，但逆变器输出电压的基波幅值有所降低，而且谐波也略有升高。

图10为三电平二极管箝位型逆变器在本发明所述方法控制下的共模电压波形；由图10可知：共模电压已经几乎完全消除，幅值约为0V，剩余的毛刺是由于开关管的导通和关断过程所造成的。总的来说，这种调制方法达到了完全消除共模电压的目的。

图11为三电平二极管箝位型逆变器在本发明的完全消除共模电压的方法下相电压的输出波形及谐波特性；在本发明的方法下，共模电压的有效值几乎为零，即采用这种方法几乎可以完全抑制共模电压，消除了共模电压的危害。除此之外，谐波率也相对有所减少为0.50％，相电压基波幅值为691.4V，相比较其他两种调制方式下相电压的基波幅值，这种方法略有下降，相比较共模电压来说，这点微小的代价是值得的，因为在多电平逆变器领域，降低共模电压对逆变器驱动电机***的负面效应是至关重要的。所以本发明的方法综合性是最好的。

Claims (2)

1.一种多目标的大功率逆变器共模电压抑制方法，其特征是，所述方法在传统对称正弦调制信号上叠加一个直流分量来提高直流电压利用率，再在叠加直流分量的基础上构造一种新型的调制信号，使得共模电压为零，从而既能完全消除共模电压，又能降低谐波含量和提高直流电压利用率。

2.根据权利要求职所述的一种多目标的大功率逆变器共模电压抑制方法，其特征是，所述方法的步骤为：

(1)获取传统两电平对称SPWM正弦调制信号V₁′，V₂′，V₃′；，表达式为： $V_1^{\′}=V_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right);V_2^{\′}=V_m\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π});V_3^{\′}=V_m\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π});$

(2)在传统正弦调制信号上叠加一个交流偏置，交流偏置的表达式为 $V_{\mathrm{offset}}=-[\min (V_1^{\′},V_2^{\′},V_3^{\′})+\max (V_1^{\′},V_2^{\′},V_3^{\′})]/2;$

(3)从而构成一种中间调制信号V₁，V₂，V₃，表达式为：

$V_1=V_1^{\′}+V_{\mathrm{offset}};V_2=V_2^{\′}+V_{\mathrm{offset}};V_3=V_3^{\′}+V_{\mathrm{offset}};$

(4)将(3)中的两相调制信号和三角载波信号相比较得到两个中间的脉冲信号，然后将这两个中间脉冲信号相减，作为三相中其中一相的脉冲控制信号；此脉冲信号调制下的变流器输出电压表达如下：V_a＝(V₁-V₂)/2；V_b＝(V₂-V₃)/2；V_c＝(V₃-V₁)/2；其他两相的脉冲信号，也用类似的方法得到；

(5)共模电压为：V_com＝(V_a+V_b+V_c)/3＝((V₁-V₂)+(V₂-V₃)+(V₃-V₁))/3＝0。

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