CN102324858B

CN102324858B - 一种融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器

Info

Publication number: CN102324858B
Application number: CN 201110285181
Authority: CN
Inventors: 文教普; 秦海鸿; 赵斌; 许炜; 王颖; 严仰光
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2011-09-23
Filing date: 2011-09-23
Publication date: 2013-12-18
Anticipated expiration: 2031-09-23
Also published as: CN102324858A

Abstract

本发明涉及一种融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器，属于电力电子设备领域。它包括移相变压器1、三相桥式整流电路2、三相桥式整流电路3、平衡电抗器4、开关逆变电路5、单相整流桥6、高频变压器7、控制器8和电感9。其特点是：通过开关逆变器和高频变压器作用在平衡电抗器上注入三角波电流，使移相变压器输入端电流波形更接近正弦，有利于提高整个设备的功率因数和保证公用电网的“洁净”。稳压电路包括开关逆变电路、单相整流桥和高频变压器，使该变压整流器在不同负载下，有稳定的输出电压，有利于提高***的负载能力。采用本发明的变压整流器，与采用独立的稳压电路与谐波注入电路的变压整流器相比，减少了元器件数量，降低了***复杂度，具备输入电流谐波低、输出电压稳定精度高等优点，适合应用于航空工业和国民生产的中大功率整流场合。

Description

一种融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器

技术领域

本发明涉及一种融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器，尤其是涉及一种输出电压可调、低输入电流谐波应用场合的变压整流器。属电力电子设备领域技术。

背景技术

变压整流器在航空航天、电解电镀、轨道交通、风力发电等需要中大功率整流变换场合得到广泛应用。变压整流器一般由移相变压器、多个三相全桥整流电路和平衡电抗器等组成。通过移相变压器，使多个三相全桥整流电路的输入电流错开一定相位叠加，从而使输入侧电流更接近正弦波，达到降低输入电流谐波含量的目的。各整流电路可通过平衡电抗器并联输出或直接串联输出，得到与脉波数对应纹波的直流输出电压，其电压大小随输入侧电压的变化而变化，一般无稳压功能。按脉波数分有6、12、18、24等多次脉波变压整流器，随着脉波数的增多，输入电流谐波相应降低，但同时电路复杂程度也相应增加。

随着变压整流器越来越广泛的应用，很多场合对整流器输入输出性能的要求也越来越高。希望变压整流器具有较小的输入电流谐波，且能实现稳压功能。对于输入电流谐波的减小，一般是在输入端接滤波环节或者增加变压整流器的脉波数，输入端接滤波环节将大幅增加变压整流器体积且效果也不十分理想，而增加脉波数会使主电路和变压器结构变得复杂且增加了成本。采用谐波注入的方法，可以有效的减小输入电流谐波。对于输出电压的稳定，基本思路是串入一个可调的电压源，作为变压整流器的后级电路。但当要求同时实现以上两个功能时，如果直接在传统变压整流器中加入谐波注入电路和稳压电路，势必会大幅增加元器件数，而且谐波注入电路需要辅助源，这使得电路复杂度增加，体积重量增加，可靠性降低。

因此，需要寻求一种能同时实现稳压与谐波注入双重功能，又能在一定程度上简化电路结构以及减小元器件数量，具有高可靠性的新型变压整流器。

发明内容

1、发明目的

本发明的目的在于克服现有技术不足而提供一种融合输出稳压和通过谐波注入方法减小输入电流谐波含量双重功能的变压整流器装置，解决传统变压整流器因直接增加稳压电路与谐波注入电路所带来的电路复杂程度、体积重量大大增加和可靠性降低的缺点。

2、技术方案

为达到上述的发明目的，本发明的融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器主电路包括移相变压器、两个三相全桥整流电路、稳压电路以及谐波注入电路。所述谐波注入电路由开关逆变电路、高频变压器、平衡电抗器和电感组成，所述稳压电路由开关逆变电路、高频变压器和单相整流桥组成。其中，稳压电路和谐波注入电路共同包括开关逆变电路和高频变压器。对于谐波注入电路，采用电流滞环控制技术控制谐波注入电路中的电流波形为三角波，通过整流器与移相变压器的作用，使不同相位关系的三角波按一定比例叠加得到移相变压器输入端电流，其波形更加接近正弦波，谐波含量大为减小，以达到降低输入电流THD的目的；对于稳压电路，因为实现了电流滞环控制，控制器将会产生一系列驱动信号驱动开关逆变电路的功率开关管，在高频变压器的原边将会产生一系列正负交替的电压方波，为实现稳压功能，采用分级调压的方法，此方法降低了单相整流桥的开关频率，减少了开关损耗，而且控制简单、可行、精度高。在本发明中，当稳压和谐波注入电路出现故障时，可使该融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器作传统变压整流器方式运行，因此有一定的冗余能力，提高了可靠性。

本发明的融合稳压与谐波注入双重功能变压整流器，通过对稳压电路与谐波注入电路的融合，并采用分级调压控制方法，在实现谐波注入功能下，同时实现稳压功能，使得变压整流器在不增加脉波数的前提下，便可实现输入电流谐波含量大大减少，提高了输入端的功率因数，同时也使输出电压在不同负载时，都能稳定在某一预定目标电压值，提高变压整流器的负载能力。

3、有益效果

本发明的融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器是一种涉及航空航天、电解电镀、轨道交通、风力发电等其它中大功率应用的变压整流器，有以下优点：(1)在不增加变压整流器脉波数的情况下，减小了变压整流器输入电流的谐波含量，提高输入端的功率因数，从而减小输入滤波器体积，并可减小公用电网中因谐波流动带来的危害；(2)通过稳压电路的作用使输出电压在不同负载情况下，都能有稳定的电压输出，提高***的负载能力；(3)稳压与低谐波注入两种功能在一个融合的简化电路中同时实现，电路结构更为简单、元器件数更少，复杂度降低，可靠性增加；(4)稳压功能是采用分级调压方式来实现的，这种调压方式是粗调与微调的结合，避免了占空比变化范围的限制，而且在实现稳压精度的条件下，降低了整流桥的开关频率，减少开关损耗，在一定程度上可提高***效率。

附图说明

图1是本发明的主电路结构框图。

图2是本发明的主电路部分拓扑结构示意图。

图3是本发明的谐波注入的等效电路拓扑结构示意图。

图4是本发明中谐波注入电路的电流滞环控制工作状态波形示意图。

图5是本发明中稳压电路的分级调压方式波形示意图。

图1中：移相变压器1的输入端U、V、W接入三相交流电源，图中2与3为两组规格相同的三相全桥整流电路；图2中：平衡电抗器4的输入端电压U_d1与U_d2分别为三相全桥整流电路2和3的输出电压，N_p与N_x分别为平衡电抗器的原边与副边匝数，高频变压器7中N₁、N₂和N₃分别为高频变压器原边和两个副边绕组的匝数，C₁与C₂分别为平衡电抗器输出和调压后最终输出的滤波电容，U_o为最终输出电压；图3中：U_C1·N₃/N₁为电容C₁两端电压U_C1在高频变压器副边绕组N₃上的等效折算电压值；图4中：(a)为电流滞环控制的波形图，(b)为高频变压器副边绕组N₃上的波形图，(c)为运用面积等效定理得出的高频变压器副边绕组N₃上的等效波形；图5中：(a)为高频变压器的副边绕组N₂上的等效波形，(b)为单相整流桥开关管驱动信号1分频时单相整流桥的输出电压U_r1波形图，(c)为单相整流桥开关管驱动信号2分频时单相整流桥的输出电压U_r2波形图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步描述。

本实例以输入三相115V/400Hz交流电，12脉波变压整流器为例进行说明。融合稳压与谐波注入双重功能变压整流器的主电路结构框图如图1所示，其特征在于：其电路结构由移相变压器1、三相全桥整流电路2、三相全桥整流电路3、平衡电抗器4、开关逆变电路5、单相整流桥6、高频变压器7、控制器8和电感9组成。移相变压器1是移相30°的变压器，其输入端接入三相115V/400Hz的交流电，两路三相输出相位相差30°，分别接入三相全桥整流电路2和3，两个三相全桥整流电路经过平衡电抗器4并联连接，在平衡电抗器的输出端并联接入开关逆变电路5。开关逆变电路5由四个开关管Q1～Q4与四个二极管组成，开关管Q1与开关管Q3顺向串联构成一个桥臂，开关管Q2与开关管Q4顺向串联构成另一个桥臂，两条桥臂同方向并联构成一个桥式电路，在Q1与Q3连接处和Q2与Q4连接处分别引出输出线。对于二极管的接法，每个二极管对应一个开关管，与开关管反向并联连接，为稳压电路提供能量回馈通道。开关逆变电路5的输出接高频变压器7的原边绕组，高频变压器的第二个副边绕组通过电感9与平衡电抗器4的副边相连，第一个副边绕组直接与单相整流桥6相连接。单相整流桥6是由四个开关管Q5～Q8组成，开关管Q5与Q6顺向串联组成一个桥臂，开关管Q7与Q8顺向串联组成另一个桥臂，两个桥臂顺向并联构成桥式电路，整个单相整流桥顺向串入电路。单相整流桥的一端与平衡电抗器相连，另一端作为最终输出端引出，开关管Q5与Q6的连接处和开关管Q7与Q8的连接处分别引线接高频变压器7的第一个副边绕组两端。控制器8通过采样平衡电抗器4输出端(即电容C₁)的电压U_C1和电感9上的电流i_x以及最终输出电压U_o，按照设定的运算关系，产生开关管Q1～Q8的驱动信号，从而实现电流滞环控制和分级调压控制。

本发明的工作原理为：

如前所述，稳压电路与谐波注入电路是融合在一个整体的电路中，为了便于分析其工作原理，可将电路进行等效分离。因为电容C₁两端电压U_C1经过开关逆变电路再经过高频变压器变压输出的效果，与电容C₁两端电压U_C1先经过高频变压器变压再经过开关逆变桥输出的效果是一样的，所以原谐波注入电路可等效如图3所示的电路拓扑结构图。按图3所示，控制器通过信号采样电路，采样平衡电抗器的输出电压U_C1和电感上的电流i_x，将采样的实时电流i_x信号与目标电流波形i_a的最大值i_a(max)和最小值i_a(min)相比较，当电感电流i_x达到i_a(max)时，改变开关逆变器中Q1～Q4的开关状态，使输出电压与电流的方向相反，从而使电感电流i_x减小；当减小到最小值i_a(min)时，再次改变开关逆变器中Q1～Q4的开关状态，使输出电压与电流的方向同向，从而使电感电流i_x增加。其中i_a(max)与i_a(min)值的确定要根据***所要求的指标而定。其电流波形图如图4(a)所示，根据以上控制方法可以使电感电流i_x为三角波，当目标电流波形i_a的峰值为最终输出电流的一半时，才达到减少输入电流谐波含量的最佳效果，能使输入电流的总谐波畸变率大大降低，保证了该十二脉波变压整流器的输入电流THD达到各应用场合的标准。图2所示的电路中高频变压器的第二个副边输出波形如图4(b)所示。在实际控制中，为了防止同一桥臂上的开关管同时导通，控制器产生的驱动信号要经过死区时间控制单元处理后才能去驱动开关逆变器中开关管，所以U_N3的实际波形中正负脉冲之间在一定时间内为零值。

在本实施例中，由图4(b)中波形可得：当U_N3为正时，开关逆变电路中开关管Q2与Q3同时导通，此时电压方向与电流方向同向，电感电流i_x上升；当U_N3为负时，开关逆变电路中开关管Q1与Q4同时导通，此时电压方向与电流方向相反，电感电流i_x下降，如此反复，通过开关逆变器中开关管Q1～Q4的导通与关断形成了PWM电压波形。为了便于对稳压电路的控制方法进行说明，运用面积等效原理，可以将图4(b)中的PWM波形等效成图4(c)中的方波波形，从图4(b)中可以得出电流滞环控制的规律，在目标电流波形i_a上升的区间内，U_N3的PWM波形中正脉冲的面积大于负脉冲的面积，同理，在目标电流波形i_a下降的区间内，U_N3的PWM波形中负脉冲的面积大于正脉冲的面积，如图4(c)所示，在t₁～t₂内，由于目标电流i_a波形下降，所以U_N3的PWM波形负脉冲的面积大于正脉冲的面积，因此可以等效成幅值为-U_eq的方波，由于目标电流波形i_a为周期性的三角波，电流下降时间与上升时间相等，在稳定工作状态时，等效的电压方波正负脉冲宽度相等、幅值相同。这种等效方式可以使高频的电压脉冲等效为频率大幅降低的电压脉冲，有利于降低单相整流桥中开关管驱动信号频率，减小开关损耗。

在本实施例中，由于高频变压器的作用，高频变压器中第一个副边绕组N₂上产生的波形与第二个副边绕组N₃上的电压波形相同，记为U_N2，其幅值为U_eq·N₃/N₂，如图5(a)所示。U_N2等效波形也为正负脉冲宽度相等、幅值相同的方波波形。为在单相整流桥输出端产生一个正向或者负向的直流电压，采用分级调压方式来实现。分级调压的基本思想为：把一个时间段的正向脉冲数按分频的方式取其中一部分的脉冲数，不同分频数下得到的电压值是分等级的，这可以实现电压的粗调，然后在某一分频状态下，调节驱动信号的占空比，实现电压的微调。在运用分级调压对单相整流桥中开关管的控制过程中，实行主辅开关管工作模式，即在升压调压过程中，有一个主开关管常通，在降压调压过程中，另一个主开关管常通，另外两个辅开关管无论在升压还是降压调压过程中都轮流导通，这样的工作模式在一定程度上再次降低了开关损耗。

下面以附图5中的波形图并结合附图2电路结构拓扑图对分级调压控制方法的工作原理作进一步详细说明。

本实施例为十二脉波变压整流器，当输入交流电的频率为400Hz时，则谐波注入电路中需注入的三角波电流频率为2400Hz，则由前述电流滞环节控制方法分析可得高频变压器副边N₂上电压U_N2的等效波形频率也为2400Hz。

当电容C₁两端电压U_C1小于预定的输出电压时，则需要升压调压。如图5(b)所示，当单相整流桥中开关管驱动信号为1分频时，即为2400Hz，则单相整流桥的输出电压为U_r1，其中U_r1的波形是取U_N2波形中所有的正向脉冲，这是升压调压的最大调节值U_eq·N₃/(2·N₂)。结合图2中的电路结构可以得出：在0～t₁内，单相整流桥中开关管Q8与Q5导通，使U_r1波形为正，在t₁～t₂内，开关管Q8与Q7导通，使U_r1波形为零。如图5(c)所示，当单相整流桥中开关管的驱动信号为2分频时，即为1200Hz，则单相整流桥的输出电压为U_r2，其中U_r2的波形是取U_N2波形中所有正向脉冲数的一半，结合图2中的电路结构同样可以得出：在0～t₁内，整流桥中开关管Q8与Q5导通，使U_r2波形为正，在t₁～t₄内，开关管Q8与Q7导通，使U_r2波形为零。综合1分频与2分频时的工作状态，类似可推出n分频的状态。可以看出：Q8为常通的开关管，Q5与Q7轮流导通。

当电容C₁两端电压U_C1大于预定的输出电压时，则需要降压调压。在降压调压过程中，与升压调压有相似的关系，所不同的是整流桥输出的电压是为负的脉冲序列，而且导通的开关管也不相同。当单相整流桥中开关管驱动信号为1分频时，在t₀～t₁内，单相整流桥中开关管Q6与Q7导通，使U_r1波形为负；在t₁～t₂内，单相整流桥中开关管Q6与Q5导通，使U_r1波形为零，可以看出在降压调压中Q6为常通的开关管，Q5与Q7轮流导通。根据以上关系，可以得出在升压调压与降压调压的过程中，单相整流桥中的开关管Q8与Q6分别始终导通，这就是主辅开关管工作模式下的主开关管，而开关管Q5与Q7是由分频数决定其轮流导通的时间，所以为辅开关管。

按照以上1分频与2分频的规律，以此类推，可以得出在一段时间内(以一秒钟为例)分频数与脉冲数的关系如下表1所示：

表1分频数与脉冲数的关系表

分频数	1	2	3	4	5		n
								脉冲数	2400	1200	800	600	480		2400/n

如表1所示，不同的电压脉冲数对应不同等级的电压值，根据电容C₁两端电压U_C1与最终输出目标电压U_o的差值大小等级确定分频数，在大致范围内进行调压，而且调压值越小，分频数越大，整流桥中开关管的开关频率就越低，开关损耗就越小，有利于提高效率。为了进一步对电压进行微调，采取占空比控制，如图5(c)中波形所示，在单相整流桥开关管驱动信号为2分频状况下，时间t₄的大小不变，改变t₁的大小，从而改变驱动信号的占空比D＝t₁/t₄，因此可以通过减小占空比D，实现在2分频与3分频内电压的连续调整。推广到所有分频数时，可以在所有分频数范围内实现电压的微调，粗调与微调的结合使输出电压以高精度稳定在预定值。分级调压方式解决了由于占空比太小而不能实现高精度微调的问题。

以上实施例只是本发明的一个具体的实施电路原理图，并不以此限定本发明的保护范围。任何基于本发明所作的等效变换电路，均属于本发明保护范围。

Claims

1.一种融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器，其特征在于包括移相变压器、两个三相全桥整流电路、稳压电路以及谐波注入电路；所述谐波注入电路由开关逆变电路、高频变压器、平衡电抗器和电感组成，采用电流滞环控制策略实现谐波注入功能；所述稳压电路由开关逆变电路、高频变压器和单相整流桥组成，采用分级调压方式实现其调压功能；稳压电路和谐波注入电路共同包括开关逆变电路和高频变压器两个部分，使两个独立功能的电路融合在一起，同时实现稳压与谐波注入两种功能；高频变压器包含三个绕组，其原边连接开关逆变电路；第一个副边绕组接入单相整流桥构成稳压电路；第二个副边绕组经过电感接入平衡电抗器副边构成谐波注入电路。

2.根据权利要求1所述融合稳压与谐波注入双重功能的变压整流器，其特征是：稳压电路采用分级调压方法来实现调压，将最大调压范围按分频方式分为若干区间，当需要调整的电压值在某一区间时，经计算确定单相整流桥中开关管驱动信号的分频数，实现粗调，然后再在这一频率下调节单相整流桥中开关管驱动信号的占空比实现微调，使输出电压以高精度稳定于预定值。